高速无刷直流电机无位置传感器最优换相误差补偿方法

本发明涉及了一种无位置传感器换相误差补偿方法，具体涉及一种高速无刷直流电机无位置传感器最优换相误差补偿方法。

背景技术：

1、在鼓风机、真空泵和离心式压缩机等许多工业应用中，高速无刷直流电机由于其功率密度高、体积小和重量轻等优点而成为主要的驱动机型。然而，对于高速无刷直流电机无机械位置传感器运行时，低通滤波器延时、软硬件延时、阻抗特性延时等因素会引起较大的换相误差，开展高速无刷直流电机换相误差补偿的研究对提高电机的转矩电流比和运行效率具有重要意义。

2、目前换相误差补偿方法主要包括开环补偿和闭环补偿两种方式。由于部分换相误差依赖电机参数并且难以精确建模，因此采用开环补偿方法无法精确补偿各种换相误差。而闭环补偿方法可以将各种换相误差转换为一个反馈量，通过使这个反馈量收敛到零即可对这些换相误差进行精确补偿。目前换相误差闭环补偿方法主要分为两类，分别是基于电信号对称性的补偿方法和基于相反电势与相电流相位同步的补偿方法。

3、第一类方法主要是利用电机三相电压或电流等电信号在换相点前后的对称性来获取补偿量。非导通相反电势、导通相反电势、导通相到直流侧中点的电压、直流母线电流或非换相相电流均可用于补偿量的获取。为了防止采样信号发生相位延迟，上述方法均未采用低通滤波器对信号进行滤波处理。为了避免高频噪声对双点采样的影响，也有学者利用这些电信号的积分差值来获取补偿量。例如，相邻导通区间的非导通相反电势积分差值、虚拟三次谐波反电势在过零点前后30°电角度的积分差值、以及导通周期内前后两个30°半周期的电流积分差值均可作为反馈量补偿换相误差。

4、基于电信号对称性的补偿方法通过将包含换相误差信息的反馈量收敛到零可以对低通滤波器和软硬件延时造成的换相误差进行补偿，但由于其本质上都是基于相反电势的对称性，即以换相点位于相反电势交点或过零点延时30°电角度为控制目标，没有考虑阻抗特性延时的影响，电机的转矩电流比和运行效率还有提升空间。

5、相反电势和相电流基波信号的相位差被称为内功率因数角，基于相反电势与相电流相位同步的补偿方法的基本思想是实时提取电机的内功率因数角，通过将该内功率因数角收敛到零以补偿包括阻抗特性延时在内的各种换相误差。有学者通过检测磁链和相电流积分的相位差获得内功率因数角，并提出二阶高通滤波器加低通滤波器的结构抑制纯积分器引入的直流偏移。为了避免多个滤波器的使用，同频滤波器被用来提取磁链和相电流积分的基波信号，再通过异或逻辑或锁相环获得内功率因数角并对其进行补偿。此外，二阶广义积分器也被用来提取磁链和相电流积分的基波信号。除异或逻辑和锁相环外，通过三角函数变换的方式也可以获取基波信号相位差，从而实现换相误差的构造。

6、但上述基于相反电势与相电流相位同步的补偿方法虽然考虑了阻抗特性延时的影响，但并未考虑二极管续流引起的短时钳位电压脉冲，这会导致提取到的相反电势基波信号相位超前理想正弦反电势，最终导致超前换相。

技术实现思路

1、为了解决背景技术中存在的问题，本发明所提供一种高速无刷直流电机无位置传感器最优换相误差补偿方法。

2、本发明采用的技术方案是：

3、本发明的高速无刷直流电机无位置传感器最优换相误差补偿方法，包括：

4、步骤1) 通过准电流源逆变器驱动高速无刷直流电机并进行无位置传感器控制，根据高速无刷直流电机的含有短时钳位电压脉冲的相反电势的基波信号的相位与理想正弦反电势的相位进行比较后判断相位一致情况。

5、步骤2) 当高速无刷直流电机的相位不一致时，将高速无刷直流电机在换相阶段的相反电势进行整形处理后获得整形后的相反电势，以消除短时钳位电压脉冲。

6、步骤3) 建立基于相位修正的改进型同频滤波器(isff，improved synchronousfrequency filter)，将高速无刷直流电机的相电流和整形后的相反电势输入改进型同频滤波器中进行处理，改进型同频滤波器处理后提取出整形后的相反电势和相电流的基波信号。

7、步骤4) 利用分段迭代补偿算法使整形后的相反电势和相电流的基波信号的相位差收敛，同时确定最优补偿量，根据最优补偿量对无位置传感器的换相误差进行补偿，从而实现高速无刷直流电机在无位置传感器控制下的最优换相误差补偿。

8、所述的步骤1)中，对高速无刷直流电机的含有短时钳位电压脉冲的相反电势进行傅里叶分解后获得含有短时钳位电压脉冲的相反电势的基波信号，如下：

9、所述的步骤1)中，对高速无刷直流电机的含有短时钳位电压脉冲的相反电势进行傅里叶分解后获得含有短时钳位电压脉冲的相反电势的基波信号，如下：

10、 exs( θ)= a1cos( θ- θe/2+ α)+ a2cos( θ- θe/2)=( a12+ a22+2 a1 a2cos α)1/2cos( θ)

11、 θ= θ- θe/2+ γ

12、 γ=tan-1(( a1sin α)/( a1cos α+ a2))

13、 a1=(12 n/π)(sin θe/2)

14、 a2=( e/2π)(-6 θe+2π)

15、 α=π/3- θd

16、其中， exs(  )和 θ分别为高速无刷直流电机的含有短时钳位电压脉冲的x相反电势的基波信号及其相位，高速无刷直流电机的x相为a相、b相和c相中的其中一相， θ为高速无刷直流电机的转子角度； a1、 a2和 α分别为高速无刷直流电机的含有短时钳位电压脉冲的x相反电势的基波信号的第一、第二和第三中间变量； θe为高速无刷直流电机的换相阶段持续角度； γ为短时钳位电压脉冲引起的超前角度； n为高速无刷直流电机的含有短时钳位电压脉冲的x相反电势的基波信号的第一中间变量 a1的中间变量， n= ud/3， ud为电源电压； e为相反电势幅值； θd为无位置传感器的换相误差。

17、从而在含有短时钳位电压脉冲的x相反电势的基波信号中提取出含有短时钳位电压脉冲的x相反电势的基波信号的相位，将含有短时钳位电压脉冲的x相反电势的基波信号的相位和x相理想正弦反电势的相位进行比较后获得短时钳位电压脉冲引起的超前角度 γ，当短时钳位电压脉冲引起的超前角度 γ为零时，则判断高速无刷直流电机的相位一致，当短时钳位电压脉冲引起的超前角度 γ不为零时，则判断高速无刷直流电机的相位不一致。

18、短时钳位电压脉冲引起相反电势基波信号相位超前理想正弦反电势（ γ>0）的一个充分条件具体为：0＜ θe＜π/3，-π/6＜ θd＜π/3。在获取高速无刷直流电机的含有短时钳位电压脉冲的相反电势的基波信号的相位前，首先对准电流源逆变器驱动下，准电流源逆变器的二极管续流引起的相反电势断续情况进行分析，进而对含有短时钳位电压脉冲的相反电势基波信号相位进行分析并进行定量计算。

19、所述的步骤2)中，将高速无刷直流电机在换相阶段的相反电势进行整形处理后获得整形后的相反电势，如下：

20、 exre=- uz/3， sinf=0

21、 exre=0， sinf=1

22、其中， exre为高速无刷直流电机的整形后的x相反电势，高速无刷直流电机的x相为a相、b相和c相中的其中一相； uz为高速无刷直流电机的线电压的差值，当x=a时，z=ca-ab， uca-ab为高速无刷直流电机的c相a相线电压和a相b相线电压之间的差值，当x=b时，z=ab-bc， uab-bc为高速无刷直流电机的a相b相线电压和b相c相线电压之间的差值，当x=c时，z=bc-ca， ubc-ca为高速无刷直流电机的b相c相线电压和c相a相线电压之间的差值； sinf为第一换相标志，当高速无刷直流电机处于换相阶段时，则第一换相标志 sinf=1，当高速无刷直流电机处于非换相阶段时，则第一换相标志 sinf=0。

23、以高速无刷直流电机的a相为例，整形后的a相反电势的基波信号具体如下：

24、 easre( θ)=( e/2π)(-6 θe+2π)cos( θ- θe/2)

25、可以看出，整形后的a相反电势的基波信号相位与a相理想正弦反电势一致。

26、通过检测高速无刷直流电机的关断相电流是否衰减到零来判断高速无刷直流电机是否处于换相阶段，即根据高速无刷直流电机的关断相电流进行电压脉冲检测，从而根据换相标志判断出高速无刷直流电机是否处于换相阶段，再通过将换相阶段的相反电势置零以消除短时钳位电压脉冲。

27、所述的步骤3)中，基于相位修正的改进型同频滤波器如下：

28、 xout= εsin( ψ2( t))∫ x1( t)d t+ εcos( ψ2( t))∫ x2( t)d t

29、∫ x1( t)d t=∫ xinsin( ψ2( t))d t

30、∫ x2( t)d t=∫ xincos( ψ2( t))d t

31、 ψ2( t)= w0´ t-δ ψ( t)

32、 ψ1( t)= w0 t

33、δ ψ( t)=( w0´- w0) kts

34、其中， xin和 xout分别为改进型同频滤波器的输入信号和输出信号，输入信号为高速无刷直流电机的x相电流 ix或整形后的x相反电势 exre，输出信号为高速无刷直流电机的x相电流 ix的基波信号 ixs或整形后的x相反电势 exre的基波信号 exsre，高速无刷直流电机的x相为a相、b相和c相中的其中一相； ε为改进型同频滤波器的增益； t为时间； ψ1( t)和 ψ2( t)分别为 t时刻改进型同频滤波器的频率变化前后的参考信号相位； x1( t)和 x2( t)分别为 t时刻改进型同频滤波器的第一和第二中间变量； w0和 w0´分别为 t时刻变速或转速波动时改进型同频滤波器的参考信号的频率变化前后的值；δ ψ( t)为 t时刻变速或转速波动时传统同频滤波器的参考信号的相位突变，此时 t= kts， k为采样次数， ts为控制周期。

35、假设同频滤波器输入信号中含有高频谐波分量，具体如下：

36、 xin= v0sin( w0 t+ φ0)+∑ v hsin( w h t+ φ h)

37、其中， v0、 w0和 φ0分别为输入信号 xin中基波分量的幅值、频率和相位； v h、 w h和 φ h分别为输入信号 xin中 h次谐波分量的幅值、频率和相位。

38、利用三角函数正交性并通过积分运算后可以得到信号具体如下：

39、∫ x1( t)d t=∫ xinsin( w0 t)d t=( v0 tcos φ0)/2

40、∫ x2( t)d t=∫ xincos( w0 t)d t=( v0 tsin φ0)/2

41、其中，sin( w0 t)和cos( w0 t)为传统同频滤波器的参考信号，其频率由高速无刷直流电机转速获得。

42、传统同频滤波器的输出信号具体如下：

43、 xout= εv0 tsin( w0 t+ φ0)/2

44、假设 t= kts时刻变速或转速波动时传统同频滤波器的参考信号的频率由 w0变为 w0´，此时，存在一个参考信号的相位突变具体如下：

45、δ ψ( t)=( w0´- w0) kts

46、若要保证参考信号相位连续，频率变化前后参考信号的相位具体如下：

47、 ψ1( t)= w0 t， t∈[0, kts)

48、 ψ2( t)= w0 kts+ w0´( t- kts)， t∈[ kts,∞)

49、改进型同频滤波器在参考信号频率变化时对相位进行修正可以得到相位修正后，频率变化前后参考信号的相位具体如下：

50、 ψ1( t)= w0 t

51、 ψ2( t)= w0´ t-δ ψ( t)

52、相位修正后，频率变化前后参考信号相位的关系具体如下：

53、 ψ2( t)= ψ1( t)+ w0´( t- kts)

54、改进型同频滤波器通过在参考信号频率变化时对相位进行修正，可以保证参考信号的相位连续，使其在变速或转速波动时也能有效提取基波信号。

55、所述的步骤4)中，将整形后的相反电势和相电流通过异或逻辑处理并根据高速无刷直流电机的超前和滞后换相状态，获得整形后的相反电势和相电流的基波信号的相位差如下：

56、 θerr=(-1) r mδ θerr

57、δ θerr=2π pnm ts/60

58、其中， θerr为整形后的相反电势和相电流的基波信号的相位差； r为第二换相标志，当高速无刷直流电机处于超前换相状态时，则第二换相标志 r=1，当高速无刷直流电机处于滞后换相状态时，则第二换相标志 r=0； m为整形后的相反电势和相电流的基波信号异号时的计数值，计数频率为高速无刷直流电机的控制频率；δ θerr为相位差量化单位； p为高速无刷直流电机的极对数； nm为高速无刷直流电机的转速； ts为控制周期。

59、整形后的相反电势和相电流的基波信号的相位差 θerr收敛时为零。

60、数字控制下提取出的基波信号不是连续的正弦波，而是以控制周期为单位阶梯变化的正弦波，此时，通过异或xor(exclusive or)逻辑计算出的相电流和整形后相反电势基波信号相位差具体如下：

61、 θerr= mδ θerr

62、每当相电流和整形后相反电势基波信号异号时计算相位差，因此相位差每隔电机运行的半个电周期更新一次。

63、通过比较相电流基波信号和整形后相反电势基波信号过零的先后顺序可以判断电机的换相状态，即进行相位差的符号判断。

64、所述的步骤4)中，利用分段迭代补偿算法确定最优补偿量，将分段迭代补偿过程分为粗调阶段和精调阶段，在整形后的相反电势和相电流的基波信号的相位差收敛的过程中，根据每次迭代的整形后的相反电势和相电流的基波信号的相位差，在粗调阶段获得粗调阶段补偿量，在精调阶段获得精调阶段补偿量，最终根据粗调阶段补偿量和精调阶段补偿量获得总补偿量如下：

65、 θcom= θ1+ θ2

66、其中， θcom为总补偿量； θ1和 θ2分别为粗调阶段补偿量和精调阶段补偿量。

67、直至整形后的相反电势和相电流的基波信号的相位差收敛为零，获得此时的总补偿量 θcom作为最优补偿量对无位置传感器的换相误差进行补偿。由于相位差量化单位δ θerr会随转速的升高而变大，对于高速工况，为了实现更精细的补偿，将补偿过程分粗调和精调两步进行。

68、所述的粗调阶段补偿量 θ1如下：

69、 θ1= kiter1∑ n1=1 n1max( θerr( i)/ n1)， m>1

70、其中， kiter1为粗调阶段迭代系数； n1和 n1max分别为粗调阶段迭代次数和最大迭代次数； θerr( i)为第 i次迭代的整形后的相反电势和相电流的基波信号的相位差； m为整形后的相反电势和相电流的基波信号异号时的计数值。

71、粗调阶段：在 m>1时，此时认为相位差较大，为了使其快速收敛的同时避免补偿量过量累积从而越过最优换相点，设置了一个随迭代次数增加而变小的衰减因子1/ n1进行补偿。

72、所述的精调阶段补偿量 θ2如下：

73、 θ2= kiter2∑ n2=1 n2max( θavg( n2))， m≤1

74、 θavg( n2)=(∑ i=1+ y( n2-1) yn2( θerr( i)))/ y

75、其中， kiter2为精调阶段迭代系数； n2和 n2max分别为精调阶段迭代次数和最大迭代次数； θavg(  )为连续 y次计算的整形后的相反电势和相电流的基波信号的相位差的平均值； θerr( i)为第 i次计算的整形后的相反电势和相电流的基波信号的相位差； m为整形后的相反电势和相电流的基波信号异号时的计数值。

76、精调阶段：在 m≤1时，由于高速高基频时量化单位相对较大，并且基波信号相位差的计算通常存在一个量化单位的误差，为了使补偿量进一步收敛到最优值，在精调阶段通过对连续 y次相位差取平均再计算补偿量，可以对相位差起到滤波的作用，从而抑制相位差计算误差对补偿量计算的影响。

77、本发明的电子设备，包括：相互耦接的存储器和处理器，其中，所述存储器存储有程序数据，所述处理器调用所述程序数据以执行如上述所述的方法。

78、本发明的计算机可读存储介质，其上存储有程序数据，所述程序数据被处理器执行时实现如上述所述的方法。

79、本发明的有益效果是：

80、1) 本发明对短时钳位电压脉冲使得相反电势基波信号相位超前理想正弦反电势产生的超前角度进行了定量计算，为完善换相误差补偿策略提供了理论依据。

81、2) 本发明通过对相反电势进行整形，完美消除了短时钳位电压脉冲对相反电势基波信号相位的影响，为实现相反电势和相电流的相位同步并获得最优补偿量提供保障。

82、3) 本发明利用基于相位修正的改进型同频滤波器解决了参考信号频率变化时的相位断续问题，使其在变速或转速波动时也能有效提取基波信号。

83、4) 本发明利用分段迭代补偿算法在粗调阶段可以使相位差快速收敛，在精调阶段可以抑制量化单位较大引起的补偿量计算不准，提升了补偿过程的快速性和准确性。

84、总之，本发明能够准确提取相反电势的基波信号，通过使相电流与整形后相反电势相位同步可以补偿包括阻抗特性延时和短时钳位电压脉冲引起的超前角在内的各种换相误差，从而实现电机的最优换相，提升电机的转矩电流比和运行效率。

技术特征：

1.一种高速无刷直流电机无位置传感器最优换相误差补偿方法，其特征在于，包括：

2.根据权利要求1所述的高速无刷直流电机无位置传感器最优换相误差补偿方法，其特征在于：所述的步骤1)中，对高速无刷直流电机的含有短时钳位电压脉冲的相反电势进行傅里叶分解后获得含有短时钳位电压脉冲的相反电势的基波信号，如下：

3.根据权利要求1所述的高速无刷直流电机无位置传感器最优换相误差补偿方法，其特征在于：所述的步骤2)中，将高速无刷直流电机在换相阶段的相反电势进行整形处理后获得整形后的相反电势，如下：

4.根据权利要求1所述的高速无刷直流电机无位置传感器最优换相误差补偿方法，其特征在于：所述的步骤3)中，基于相位修正的改进型同频滤波器如下：

5.根据权利要求1所述的高速无刷直流电机无位置传感器最优换相误差补偿方法，其特征在于：所述的步骤4)中，将整形后的相反电势和相电流通过异或逻辑处理并根据高速无刷直流电机的超前和滞后换相状态，获得整形后的相反电势和相电流的基波信号的相位差如下：

6.根据权利要求1所述的高速无刷直流电机无位置传感器最优换相误差补偿方法，其特征在于：所述的步骤4)中，利用分段迭代补偿算法确定最优补偿量，将分段迭代补偿过程分为粗调阶段和精调阶段，在整形后的相反电势和相电流的基波信号的相位差收敛的过程中，根据每次迭代的整形后的相反电势和相电流的基波信号的相位差，在粗调阶段获得粗调阶段补偿量，在精调阶段获得精调阶段补偿量，最终根据粗调阶段补偿量和精调阶段补偿量获得总补偿量如下：

7.根据权利要求6所述的高速无刷直流电机无位置传感器最优换相误差补偿方法，其特征在于：所述的粗调阶段补偿量θ1如下：

8.根据权利要求6所述的高速无刷直流电机无位置传感器最优换相误差补偿方法，其特征在于：所述的精调阶段补偿量θ2如下：

9.一种电子设备，其特征在于，包括：相互耦接的存储器和处理器，其中，所述存储器存储有程序数据，所述处理器调用所述程序数据以执行如权利要求1-8中任一项所述的方法。

10.一种计算机可读存储介质，其上存储有程序数据，其特征在于，所述程序数据被处理器执行时实现如权利要求1-8中任一项所述的方法。

技术总结
本发明公开了一种高速无刷直流电机无位置传感器最优换相误差补偿方法。方法包括：通过准电流源逆变器驱动高速无刷直流电机并进行无位置传感器控制，当判断含有短时钳位电压脉冲的相反电势基波信号相位不一致时，将在换相阶段的相反电势整形；建立基于相位修正的改进型同频滤波器，将相电流和整形后相反电势输入滤波器中处理后提取出基波信号；利用分段迭代补偿算法使提取的基波信号相位差收敛，同时确定最优补偿量进行最优换相误差补偿。本发明能够准确提取电机的相反电势基波信号，通过使相电流与整形后相反电势相位同步可补偿包括阻抗特性延时和短时钳位电压脉冲引起的超前角在内的换相误差，实现最优换相，提升转矩电流比和运行效率。

技术研发人员：史婷娜,李佳伟,曹彦飞,王志强
受保护的技术使用者：浙江大学
技术研发日：
技术公布日：2024/9/23