一种电流反馈式精确过温保护电路的制作方法
一种电流反馈式精确过温保护电路的制作方法
【技术领域】
[0001]本发明涉及电子技术领域，特别涉及一种应用于无线充电控制芯片的电流反馈式精确过温保护电路。
【背景技术】
[0002]随着半导体集成电路技术的不断发展以及半导体工艺的进步，集成电路的集成度越来越高，功耗也越来越大，从而使得芯片局部温度过高，对芯片损坏较大。为使集成电路芯片免受高温的损坏，需要设计专门的过温保护电路。温度超过一定阈值时，过温保护电路输出关断信号，从而使芯片部分或完全停止工作。
[0003]传统的过温保护电路一般通过电压比较器来实现，通过比较正负温度系数器件的电压，输出过温信号，通过反馈调节电阻压降的方式调节温度磁滞量，这种过温保护电路，同时受正负温度系数器件影响，影响因素多，而且受工艺影响较大，不容易调节到精确的热关断温度及温度磁滞量。
【发明内容】
[0004]因此，针对上述的问题，本发明提出一种应用于无线充电控制芯片的电流反馈式精确过温保护电路，该过温保护电路通过采用负温度系数器件的电压与基准电压比较，输出过温信号，可减少温度系数依赖器件，即降低温度影响因素及工艺的影响;通过调整相同类型电阻的比例，实现更精确调整热关断温度；同时本发明采用电流反馈方式，通过调整镜像M0S的宽长比比例，实现可精确调节温度磁滞量。
[0005]为了解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案如下:
[0006]一种电流反馈式精确过温保护电路，该电路包括一运算放大器0P、第一电阻R0、第二电阻R1、第一匪0S管N0、第二 NM0S管N1、第一 PM0S管P0、第二PM0S管P1、第三PM0S管P2、第四PM0S管P3、第一 NPN三极管Q0、第二 NPN三极管Q1、一比较器C0MP、第一反相器、第二反相器及第三反相器;运算放大器0P的正输入端连接基准电压Vref，运算放大器0P的负输入端与第一匪0S管N0的源极及第一电阻R0的输入端连接;运算放大器0P的输出端连接第一 NM0S管N0的栅极;第一 NM0S管N0的漏极与第一 PM0S管P0的漏极及栅极连接;第一 PM0S管P0的栅极分别与第二 PM0S管P1的栅极、第三PM0S管P2的栅极及第四PM0S管P3的栅极连接;第一 PM0S管P0的源极与电源电压VDD、第二 PM0S管P1的源极、第三PM0S管P2的源极及第四PM0S管P3的源极连接;第一电阻R0的输入端与运算放大器0P的负输入端及第一 NM0S管N0的源极连接，第一电阻R0的输出端接地，第一电阻R0的输出端与第二电阻R1的输出端及第二 NPN三极管Q1的发射极连接;第二 PM0S管P1的栅极与第一 PM0S管P0的漏极及栅极、第一W0S管N0的漏极、第三PM0S管P2的栅极及第四PM0S管P3的栅极连接；第二 PM0S管P1的源极与电源电压VDD、第一 PM0S管P0的源极、第三PM0S管P2的源极及第四PM0S管P3的源极连接;第二 PM0S管P1的漏极作为比较器C0MP的正输入端Vinp并与第二电阻R1的输入端及第二 NM0S管N1的源极连接;第二电阻R1的输入端与第二 PM0S管P1的漏极、第二 NM0S管N1的源极及比较器C0MP的正输入端Vinp连接，第二电阻R1的输出端与第一电阻R0的输出端及第二 NPN三极管Q1的发射极连接，并接地，第三PMOS管P2的栅极与第一 PMOS管P0的漏极及栅极、第一 NMOS管NO的漏极、第二 PM0S管P1的栅极及第四PM0S管P3的栅极连接;第三PM0S管P2的源极与电源电压VDD、第一 PM0S管P0的源极、第二 PM0S管P1的源极及第四PM0S管P3的源极连接;第三PM0S管P2的漏极与第二 NM0S管N1的漏极连接，第二 NM0S管N1的栅极与第二反相级的输出端及第三反相器的输入端连接，第二W0S管N1的源极与第二 PM0S管P1的漏极、第二电阻R1的输入端及比较器C0MP的正输入端Vinp连接;第四PM0S管P3的栅极与第一 PM0S管P0的漏极及栅极、第一 NM0S管NO的漏极、第二 PM0S管P1的栅极及第三PM0S管P2的栅极连接;第四PM0S管P3的源极与电源电压VDD、第一 PM0S管P0的源极、第二 PM0S管P1的源极及第三PM0S管P2的源极连接，第四PM0S管P3的漏极与比较器C0MP的负输入端Vinn及第一 NPN三极管Q0的集电极和基极连接，第一三极管Q0的集电极和基极与第四PM0S管P3的漏极及比较器C0MP的负输入端Vinn连接，第一 NPN三极管Q0的发射极与第二 NPN三极管Q1的集电极和基极连接，第二 NPN三极管Q1的发射极与第一电阻R0的输出端及第二电阻R1的输出端连接，并接地，比较器C0MP的正输入端Vinp与第二电阻R1的输入端、第二 PM0S管P1的漏极及第二匪OS管N1的源极连接，比较器C0MP的负输入端Vinn与第一NPN三极管Q0的集电极和基极及第四PM0S管P3的漏极连接，比较器C0MP的输出端Vout与第一反相器的输入端连接，第一反相器的输出端与第二反相器的输入端连接，第二反相器的输出端与第二 NM0S管N1的栅极及第三反相器的输入端连接，第三反相器的输入端与第二反相器的输出端及第二 NM0S管N1的栅极连接，第三反相器的输出端输出TSD。
[0007]作为优选方式，R0 = R1，也即第一电阻R0和第二电阻R1为相同工艺类型且具有相同温度系数的电阻。
[0008]作为优选方式，三极管Q0和三极管Q1的基极、发射极电压差为负温度系数，即其随着绝对温度上升，电压绝对值减小。
[0009]作为优选方式，第一 PM0S管P0宽长比与第二 PM0S管P1宽长比及第四PM0S管P3宽长比相等，第一 PM0S管P0宽长比是第三PM0S管P2宽长比的K倍，其中K为正自然数，设定第η个PM0S管P(n—d的宽长比为(W/L)P(n—υ，其中η为1，2，3，4;则:(￥/υΡο=(￥/υΡ1 = Κ*(￥/1)Ρ2 =(W/L)p3o
[0010]本发明采用上述方案，与现有技术相比，具有如下有益效果:1、通过采用负温度系数器件的电压与基准电压比较，输出过温信号，可减少温度系数依赖器件，即降低温度影响因素及工艺的影响；2、通过调整相同类型电阻的比例，实现更精确调整热关断温度;本发明采用电流反馈方式，通过调整镜像M0S的宽长比比例，实现可精确调节温度磁滞量。
【附图说明】
[0011]图1为本发明的电流反馈式精确过温保护电路的电路原理图；
[0012]图2为本发明的实施例的比较器￥-随￥_变化的输出波形示意图；
[0013]图3为本发明的实施例的TSD随温度变化的输出波形示意图。
【具体实施方式】
[0014]现结合附图和【具体实施方式】对本发明进一步说明。
[0015]参见图1，本发明的一种应用于无线充电控制芯片的电流反馈式精确过温保护电路，包括一运算放大器0P、第一电阻R0、第二电阻R1、第一匪0S管N0、第二匪0S管N1、第一PM0S管P0、第二 PM0S管P1、第三PM0S管P2、第四PM0S管P3、第一 NPN三极管Q0、第二 NPN三极管Q1、第一比较器C0MP、第一反相器、第二反相器及第三反相器。
[0016]各元器件的连接关系如下:运算放大器0P的正输入端连接基准电压Vref，运算放大器0P的负输入端与第一 NM0S管N0的源极及第一电阻R0的输入端连接;运算放大器0P的输出端连接第一 NM0S管N0的栅极;第一匪0S管N0的漏极与第一 PM0S管P0的漏极及栅极连接；第一 PM0S管P0的栅极分别与第二 PM0S管P1的栅极、第三PM0S管P2的栅极及第四PM0S管P3的栅极连接;第一 PM0S管P0的源极与电源电压VDD、第二 PM0S管P1的源极、第三PM0S管P2的源极及第四PM0S管P3的源极连接;第一电阻R0的输入端与运算放大器0P的负输入端及第一匪0S管N0的源极连接，第一电阻R0的输出端接地，第一电阻R0的输出端与第二电阻R1的输出端及第二 NPN三极管Q1的发射极连接;第二 PM0S管P1的栅极与第一 PM0S管P0的漏极及栅极、第一 NM0S管N0的漏极、第三PM0S管P2的栅极及第四PM0S管P3的栅极连接;第二PM0S管P1的源极与电源电压VDD、第一 PM0S管P0的源极、第三PM0S管P2的源极及第四PM0S管P3的源极连接;第二 PM0S管P1的漏极作为比较器C0MP的正输入端Vinp并与第二电阻R1的输入端及第二NM0S管N1的源极连接;第二电阻R1的输入端与第二 PM0S管P1的漏极、第二匪0S管N1的源极及比较器C0MP的正输入端Vinp连接，第二电阻R1的输出端与第一电阻R0的输出端及第二NPN三极管Q1的发射极连接，并接地，第三PM0S管P2的栅极与第一 PM0S管P0的漏极及栅极、第一 NM0S管N0的漏极、第二 PM0S管P1的栅极及第四PM0S管P3的栅极连接;第三PM0S管P2的源极与电源电压VDD、第一 PM0S管P0的源极、第二 PM0S管P1的源极及第四PM0S管P3的源极连接;第三PM0S管P2的漏极与第二 NM0S管N1的漏极连接，第二 NM0S管N1的栅极与第二反相级的输出端及第三反相器的输入端连接，第二W0S管N1的源极与第二 PM0S管P1的漏极、第二电阻R1的输入端及比较器C0MP的正输入端Vinp连接;第四PM0S管P3的栅极与第一 PM0S管P0的漏极及栅极、第一 NM0S管N0的漏极、第二 PM0S管P1的栅极及第三PM0S管P2的栅极连接;第四PM0S管P3的源极与电源电压VDD、第一PM0S管P0的源极、第二PM0S管P1的源极及第三PM0S管P2的源极连接，第四PM0S管P3的漏极与比较器C0MP的负输入端Vinn及第一 NPN三极管Q0的集电极和基极连接，第一三极管Q0的集电极和基极与第四PM0S管P3的漏极及比较器C0MP的负输入端Vinn连接，第一 NPN三极管Q0的发射极与第二 NPN三极管Q1的集电极和基极连接，第二 NPN三极管Q1的发射极与第一电阻R0的输出端及第二电阻R1的输出端连接，并接地，比较器C0MP的正输入端Vinp与第二电阻R1的输入端、第二PM0S管P1的漏极及第二NM0S管N1的源极连接，比较器C0MP的负输入端Vinn与第一NPN三极管Q0的集电极和基极及第四PM0S管P3的漏极连接，比较器C0MP的输出端Vout与第一反相器的输入端连接，第一反相器的输出端与第二反相器的输入端连接，第二反相器的输出端与第二 NM0S管N1的栅极及第三反相器的输入端连接，第三反相器的输入端与第二反相器的输出端及第二 NM0S管N1的栅极连接，第三反相器的输出端输出TSD。
[0017]其中，第一电阻R0和第二电阻R1为相同工艺类型且具有相同温度系数的电阻。NPN三极管Q0和NPN三极管Q1的VBE为负温度系数，即其随着绝对温度上升，VBE电压绝对值减小。
[0018]为了实现更精确调整过温保护温度，本发明通过采用负温度系数器件的电压与基准电压比较及调整相同类型电阻的比例，输出过温信号，可减少温度系数依赖器件，即降低温度影响因素及工艺的影响，实现更精确调整过温保护温度。
[0019]如图1所示，下面阐述本发明的运行原理。假设常温条件下，系统通电。根据运算放大器0P正负输入端虚短，第一电阻R0的压降为基准电压Vref，则流过第一电阻R0的电流IR0
= Vref/R0o
[0020]优选的，第一PMOS管P0宽长比与第二PMOS管P1宽长比及第四PMOS管P3宽长比相等，第一 PM0S管P0宽长比是第三PM0S管P2宽长比的K倍(其中K为正数)，设定第η个PM0S管
)Ρ3ο
[0021 ] 若第一 PM0S管Ρ0、第二PM0S管P1、第三PM0S管P2、第四PM0S管P3全部导通，则Ids.p0=IdS.P1 = K*IdS.P2= IdS.P3= IrQ = Vref/R0，其中 IDS.PQ为流过第 1 个PMOS管P0 的源漏极电流，Ids.pA流过第2个PM0S管P1的源漏极电流，IDS.P2为流过第3个PM0S管P2的源漏极电流，IDS.P3为流过第4个PM0S管P3的源漏极电流。
[0022]常温条件下，当第二匪0S管N1导通时，流过R1的电流为(IDS.P1+IDS.P2) = (1 + 1/K)*
lDs.pi=(l+l/K)*Vref/R0。
[0023]比较器101正、负输入端电压:
[0024]VinPi=(lDs.pi+lDs.p2)*Rl = (l+l/K) *Vref * (R1/R0),
[0025]vinn=x*|vBE|，(χ=?，2，3...5)
[0026]常温条件下，当第二NMOS管N1关断时，流过R1的电流为:
[0027]Ids.pi = l*Vref/R0
[0028]VinP2 = Ids.P1*R1 = l*Vref* (R1/R0),
[0029]vinn=x*|vBE|，(x=i，2，3...5)
[0030]因此，常温条件下，第二NMOS管在导通、关断条件下，比较器101正输入端电压磁滞量为 AVl= (Vinpl~Vinp2)即
[0031 ] AVi= (Ids.pi+Ids.p2)*R1-1ds.pi*R1 = (l/K)*Vref*(Rl/R0) ο
[0032]常温条件下，假定Vinp〈Vinn，即(Ids.pi+Ids.p2)*R1〈X*Vbe |，(x= 1，2，3...5)，其中Vbe为三极管基极发射极电压，呈负温度系数(随绝对温度上升，电压绝对值减小)，Χ代表三极管个数，以图1为例，图1中三极管分别为第一ΝΡΝ三极管Q0和第二ΝΡΝ三极管Ql，SPX = 2，则
[0033](l+l/K)*(Vref/R0)*Rl<2* | Vbe ；
[0034]因为1*(￥“/1?0)*1?1〈(1+1/10*(￥“/1?0)*1?1〈2*^￡，
[0035]所以由上式可知，常温条件下，(1仍.打+1^)*1?1〈2*卜册|，系统通电初始阶段，无论第二NM0S管N1是否导通，比较器101的正输入端电压小于负输入端电压，S卩Vinp〈Vinn，比较器101的输出端Vout输出低电平，第二匪0S管N1栅极被拉低至低电平，即第二匪0S管N1关断，那么，流过第二电阻R1的电流只有Ids.pi = l*Vref/R0，此时，电路输出端TSD输出高电平。
[0036]因此，常温条件下，N1关断，流过R1的电流为IDS.P1=l*Vref/R0，比较器101的正、负输入端电压:
[0037]Vinp = lDS.Pl*Rl = l*Vref*(Rl/R0) , (1)
[0038]Vinn = 2* I Vbe I ο
[0039]作为优选方案，第一电阻R0和第二电阻R1为相同工艺类型且具有相同温度系数的电阻(阻值根据设计需要选取)。
[0040]因此，由上述式(1)可知，R1、R0受温度变化产生的偏差将相互抵消，即比较器101正输入端电压Vinp不受温度影响。
[0041]常温条件下，Vinp〈Vinn ο
[0042]由于Vbe为三极管基极发射极电压，呈负温度系数(随绝对温度上升，电压绝对值减小)，所以，当温度不断上升，νιηη=2*|νΒΕ|，数值不断减小。
[0043]当温度超过过温保护温度Tshutdo麗时，出现Vinp>Vinn，比较器101输出端Vout输出高电平，N1栅极变为高电平，TSD变为低电平。N1导通，此时，流过R1的电流为(IDS.P1+IDS.P2) =
(1 + 1/K)*IDS.P1=( l + l/K)*Vref/R0，则
[0044]当温度超过过温保护温度TSHUTDQ?时，比较器101正、负输入端电压分别为:
[0045]ψ inp = (Ids.pi+Ids.p2)*R1 = (l+l/K)*Vref*(Rl/R0), (2)
[0046]V7 ^ = be I ,
[0047]其中，^ inp大于常温的Vinp，^ inn小于常温的Vinn。
[0048]由上述式(1)(2)可知ν\ηρ>ν_，此时，比较器101输出端Vout稳定输出高电平，TSD稳定输出低电平。
[0049]当温度超过TSHUTD_之后开始降低，随着温度下降，finn =2* I Ψ BE |数值逐渐 增大。当温度下降到释放温度(即退出过温保护的温度)TRELEASE时，即f inn = 2*W BE|增大至[(1+l/K)*Vref*(Rl/R0)]，比较器101输出端Vout从高电平翻转为低电平，N1栅极变为低电平，TSD变为高电平。N1关断，流过R1的电流重新变为IDS.P1 = l*Vref/R0，比较器101的正输入端电压减小为[1 *Vref* (R1 /R0)]，比较器101输出端Vout稳定输出低电平，TSD稳定输出高电平，具体参照图2。
[0050]由于比较器101正输入端电压的变化，TSD输出波形存在磁滞现象，参照图3。
[0051 ]比较器101正输入端电压磁滞量为:
[0052]Δν2= (V7 inp-Vinp) = [ ( l + l/K)*Vref*(Rl/R0) ]-[ l*Vref*(Rl/R0)]
[0053]=(l/K)*Vref*(Rl/R0)(3)
[0054]综上，由式(1)(2)可知，本发明通过采用具有相同工艺类型、相同温度系数的电阻，调整电阻(R1/R0)的比例，实现R1、R0受温度变化产生的偏差相互抵消，保证比较器101的正输入端电压V_不受温度影响，进而，可精确调整比较器V_的电压，对比较器而言，仅负输入端电压ViJP (X* IVBE I，X = 1，2，3...5)是受温度影响，大大减少了温度影响的变量，实现更精确调整过温保护温度。
[0055]比较器101正输入端产生电压磁滞量是由于温度变化导致VBE变化，引起比较器1 ο 1负输入端Vinn((X* IVBE I，X = 1，2，3…5))电压变化，进而使比较器101输出端发生翻转，通过反馈信号控制调整101正输入端V_电压变化，使比较器101正输入端电压产生磁滞。
[0056]由式(3)可知，比较器101正输入端电压磁滞量AV^V'inp—Vinp)= (l/K)*Vref*(R1/R0)，本发明通过调整第三PM0S管P2的宽长比(W/L)P2，即调整K值，可精确调整比较器101正输入端电压磁滞量。
[0057]相应地，导致比较器101正输入端电压发生变化的温度变化量也会变化即温度磁滞量。
[0058]本发明通过调整镜像M0S的宽长比比例调整镜像电流，调整比较器正输入端电压的磁滞量，进而实现更精确调节温度磁滞量。
[0059]尽管结合优选实施方案具体展示和介绍了本发明，但所属领域的技术人员应该明白，在不脱离所附权利要求书所限定的本发明的精神和范围内，在形式上和细节上可以对本发明做出各种变化，均为本发明的保护范围。
【主权项】
1.一种电流反馈式精确过温保护电路，其特征在于:包括一运算放大器0P、第一电阻R0、第二电阻R1、第一 NM0S管NO、第二匪OS管N1、第一 PM0S管P0、第二PM0S管P1、第三PM0S管P2、第四PM0S管P3、第一 NPN三极管Q0、第二 NPN三极管Q1、一比较器C0MP、第一反相器、第二反相器及第三反相器;运算放大器0P的正输入端连接基准电压Vref，运算放大器0P的负输入端与第一 NM0S管NO的源极及第一电阻R0的输入端连接;运算放大器0P的输出端连接第一NM0S管NO的栅极;第一匪OS管NO的漏极与第一 PM0S管P0的漏极及栅极连接;第一 PM0S管P0的栅极分别与第二 PM0S管P1的栅极、第三PM0S管P2的栅极及第四PM0S管P3的栅极连接;第一PM0S管P0的源极与电源电压VDD、第二 PM0S管P1的源极、第三PM0S管P2的源极及第四PM0S管P3的源极连接;第一电阻R0的输入端与运算放大器0P的负输入端及第一 NM0S管NO的源极连接，第一电阻R0的输出端接地，第一电阻R0的输出端与第二电阻R1的输出端及第二 NPN三极管Q1的发射极连接;第二 PM0S管P1的栅极与第一 PM0S管P0的漏极及栅极、第一 NM0S管NO的漏极、第三PM0S管P2的栅极及第四PM0S管P3的栅极连接;第二 PM0S管P1的源极与电源电压VDD、第一 PM0S管P0的源极、第三PM0S管P2的源极及第四PM0S管P3的源极连接;第二 PM0S管P1的漏极作为比较器C0MP的正输入端Vinp并与第二电阻R1的输入端及第二 NM0S管N1的源极连接；第二电阻R1的输入端与第二 PM0S管P1的漏极、第二匪OS管N1的源极及比较器C0MP的正输入端Vinp连接，第二电阻R1的输出端与第一电阻R0的输出端及第二 NPN三极管Q1的发射极连接，并接地，第三PM0S管P2的栅极与第一 PM0S管P0的漏极及栅极、第一 NM0S管NO的漏极、第二 PM0S管P1的栅极及第四PM0S管P3的栅极连接;第三PM0S管P2的源极与电源电压VDD、第一PM0S管P0的源极、第二PM0S管P1的源极及第四PM0S管P3的源极连接；第三PM0S管P2的漏极与第二 NM0S管N1的漏极连接，第二 NM0S管N1的栅极与第二反相级的输出端及第三反相器的输入端连接，第二 NM0S管N1的源极与第二 PM0S管P1的漏极、第二电阻R1的输入端及比较器C0MP的正输入端Vinp连接;第四PM0S管P3的栅极与第一 PM0S管P0的漏极及栅极、第一 NM0S管NO的漏极、第二 PM0S管P1的栅极及第三PM0S管P2的栅极连接;第四PM0S管P3的源极与电源电压VDD、第一 PM0S管P0的源极、第二 PM0S管P1的源极及第三PM0S管P2的源极连接，第四PM0S管P3的漏极与比较器C0MP的负输入端Vinn及第一 NPN三极管Q0的集电极和基极连接，第一三极管Q0的集电极和基极与第四PM0S管P3的漏极及比较器C0MP的负输入端Vinn连接，第一 NPN三极管Q0的发射极与第二 NPN三极管Q1的集电极和基极连接，第二 NPN三极管Q1的发射极与第一电阻R0的输出端及第二电阻R1的输出端连接，并接地，比较器C0MP的正输入端Vinp与第二电阻R1的输入端、第二 PM0S管P1的漏极及第二 NM0S管N1的源极连接，比较器C0MP的负输入端Vinn与第一NPN三极管Q0的集电极和基极及第四PM0S管P3的漏极连接，比较器C0MP的输出端Vout与第一反相器的输入端连接，第一反相器的输出端与第二反相器的输入端连接，第二反相器的输出端与第二 NM0S管N1的栅极及第三反相器的输入端连接，第三反相器的输入端与第二反相器的输出端及第二 NM0S管N1的栅极连接，第三反相器的输出端输出TSD。2.根据权利要求1所述的一种电流反馈式精确过温保护电路，其特征在于:R0= R1。3.根据权利要求1或2所述的一种电流反馈式精确过温保护电路，其特征在于:三极管Q0和三极管Q1的基极、发射极电压差为负温度系数。4.根据权利要求1所述的一种电流反馈式精确过温保护电路，其特征在于:第一PM0S管P0、第二 PM0S管P1和第四PM0S管P3的宽长比相等，第一 PM0S管P0的宽长比是第三PM0S管P2的宽长比的K倍，其中K为正数，设定第η个PMOS管ρ(η-υ的宽长比为(W/Dp^-d，其中η为1，2，.3,4；M:(W/L)po=(ff/L)pi = K*(ff/L)p2 = (ff/L)p3o
【专利摘要】本发明公开一种电流反馈式精确过温保护电路，该电路包括一运算放大器OP、第一电阻R0、第二电阻R1、第一NMOS管N0、第二NMOS管N1、第一PMOS管P0、第二PMOS管P1、第三PMOS管P2、第四PMOS管P3、第一NPN三极管Q0、第二NPN三极管Q1、一比较器COMP、第一反相器、第二反相器及第三反相器。本发明通过采用负温度系数器件的电压与基准电压比较，输出过温信号，可减少温度系数依赖器件，即降低温度影响因素及工艺的影响；通过调整相同类型电阻的比例，实现更精确调整热关断温度；本发明采用电流反馈方式，通过调整镜像MOS的宽长比比例，实现可精确调节温度磁滞量。
【IPC分类】G05F1/569
【公开号】CN105487590
【申请号】CN201610071496
【发明人】杨瑞聪, 林桂江, 廖建平, 刘玉山, 任连峰, 沈滨旭, 杨凤炳
【申请人】厦门新页微电子技术有限公司
【公开日】2016年4月13日
【申请日】2016年2月2日
【技术领域】
[0001]本发明涉及电子技术领域，特别涉及一种应用于无线充电控制芯片的电流反馈式精确过温保护电路。
【背景技术】
[0002]随着半导体集成电路技术的不断发展以及半导体工艺的进步，集成电路的集成度越来越高，功耗也越来越大，从而使得芯片局部温度过高，对芯片损坏较大。为使集成电路芯片免受高温的损坏，需要设计专门的过温保护电路。温度超过一定阈值时，过温保护电路输出关断信号，从而使芯片部分或完全停止工作。
[0003]传统的过温保护电路一般通过电压比较器来实现，通过比较正负温度系数器件的电压，输出过温信号，通过反馈调节电阻压降的方式调节温度磁滞量，这种过温保护电路，同时受正负温度系数器件影响，影响因素多，而且受工艺影响较大，不容易调节到精确的热关断温度及温度磁滞量。
【发明内容】
[0004]因此，针对上述的问题，本发明提出一种应用于无线充电控制芯片的电流反馈式精确过温保护电路，该过温保护电路通过采用负温度系数器件的电压与基准电压比较，输出过温信号，可减少温度系数依赖器件，即降低温度影响因素及工艺的影响;通过调整相同类型电阻的比例，实现更精确调整热关断温度；同时本发明采用电流反馈方式，通过调整镜像M0S的宽长比比例，实现可精确调节温度磁滞量。
[0005]为了解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案如下:
[0006]一种电流反馈式精确过温保护电路，该电路包括一运算放大器0P、第一电阻R0、第二电阻R1、第一匪0S管N0、第二 NM0S管N1、第一 PM0S管P0、第二PM0S管P1、第三PM0S管P2、第四PM0S管P3、第一 NPN三极管Q0、第二 NPN三极管Q1、一比较器C0MP、第一反相器、第二反相器及第三反相器;运算放大器0P的正输入端连接基准电压Vref，运算放大器0P的负输入端与第一匪0S管N0的源极及第一电阻R0的输入端连接;运算放大器0P的输出端连接第一 NM0S管N0的栅极;第一 NM0S管N0的漏极与第一 PM0S管P0的漏极及栅极连接;第一 PM0S管P0的栅极分别与第二 PM0S管P1的栅极、第三PM0S管P2的栅极及第四PM0S管P3的栅极连接;第一 PM0S管P0的源极与电源电压VDD、第二 PM0S管P1的源极、第三PM0S管P2的源极及第四PM0S管P3的源极连接;第一电阻R0的输入端与运算放大器0P的负输入端及第一 NM0S管N0的源极连接，第一电阻R0的输出端接地，第一电阻R0的输出端与第二电阻R1的输出端及第二 NPN三极管Q1的发射极连接;第二 PM0S管P1的栅极与第一 PM0S管P0的漏极及栅极、第一W0S管N0的漏极、第三PM0S管P2的栅极及第四PM0S管P3的栅极连接；第二 PM0S管P1的源极与电源电压VDD、第一 PM0S管P0的源极、第三PM0S管P2的源极及第四PM0S管P3的源极连接;第二 PM0S管P1的漏极作为比较器C0MP的正输入端Vinp并与第二电阻R1的输入端及第二 NM0S管N1的源极连接;第二电阻R1的输入端与第二 PM0S管P1的漏极、第二 NM0S管N1的源极及比较器C0MP的正输入端Vinp连接，第二电阻R1的输出端与第一电阻R0的输出端及第二 NPN三极管Q1的发射极连接，并接地，第三PMOS管P2的栅极与第一 PMOS管P0的漏极及栅极、第一 NMOS管NO的漏极、第二 PM0S管P1的栅极及第四PM0S管P3的栅极连接;第三PM0S管P2的源极与电源电压VDD、第一 PM0S管P0的源极、第二 PM0S管P1的源极及第四PM0S管P3的源极连接;第三PM0S管P2的漏极与第二 NM0S管N1的漏极连接，第二 NM0S管N1的栅极与第二反相级的输出端及第三反相器的输入端连接，第二W0S管N1的源极与第二 PM0S管P1的漏极、第二电阻R1的输入端及比较器C0MP的正输入端Vinp连接;第四PM0S管P3的栅极与第一 PM0S管P0的漏极及栅极、第一 NM0S管NO的漏极、第二 PM0S管P1的栅极及第三PM0S管P2的栅极连接;第四PM0S管P3的源极与电源电压VDD、第一 PM0S管P0的源极、第二 PM0S管P1的源极及第三PM0S管P2的源极连接，第四PM0S管P3的漏极与比较器C0MP的负输入端Vinn及第一 NPN三极管Q0的集电极和基极连接，第一三极管Q0的集电极和基极与第四PM0S管P3的漏极及比较器C0MP的负输入端Vinn连接，第一 NPN三极管Q0的发射极与第二 NPN三极管Q1的集电极和基极连接，第二 NPN三极管Q1的发射极与第一电阻R0的输出端及第二电阻R1的输出端连接，并接地，比较器C0MP的正输入端Vinp与第二电阻R1的输入端、第二 PM0S管P1的漏极及第二匪OS管N1的源极连接，比较器C0MP的负输入端Vinn与第一NPN三极管Q0的集电极和基极及第四PM0S管P3的漏极连接，比较器C0MP的输出端Vout与第一反相器的输入端连接，第一反相器的输出端与第二反相器的输入端连接，第二反相器的输出端与第二 NM0S管N1的栅极及第三反相器的输入端连接，第三反相器的输入端与第二反相器的输出端及第二 NM0S管N1的栅极连接，第三反相器的输出端输出TSD。
[0007]作为优选方式，R0 = R1，也即第一电阻R0和第二电阻R1为相同工艺类型且具有相同温度系数的电阻。
[0008]作为优选方式，三极管Q0和三极管Q1的基极、发射极电压差为负温度系数，即其随着绝对温度上升，电压绝对值减小。
[0009]作为优选方式，第一 PM0S管P0宽长比与第二 PM0S管P1宽长比及第四PM0S管P3宽长比相等，第一 PM0S管P0宽长比是第三PM0S管P2宽长比的K倍，其中K为正自然数，设定第η个PM0S管P(n—d的宽长比为(W/L)P(n—υ，其中η为1，2，3，4;则:(￥/υΡο=(￥/υΡ1 = Κ*(￥/1)Ρ2 =(W/L)p3o
[0010]本发明采用上述方案，与现有技术相比，具有如下有益效果:1、通过采用负温度系数器件的电压与基准电压比较，输出过温信号，可减少温度系数依赖器件，即降低温度影响因素及工艺的影响；2、通过调整相同类型电阻的比例，实现更精确调整热关断温度;本发明采用电流反馈方式，通过调整镜像M0S的宽长比比例，实现可精确调节温度磁滞量。
【附图说明】
[0011]图1为本发明的电流反馈式精确过温保护电路的电路原理图；
[0012]图2为本发明的实施例的比较器￥-随￥_变化的输出波形示意图；
[0013]图3为本发明的实施例的TSD随温度变化的输出波形示意图。
【具体实施方式】
[0014]现结合附图和【具体实施方式】对本发明进一步说明。
[0015]参见图1，本发明的一种应用于无线充电控制芯片的电流反馈式精确过温保护电路，包括一运算放大器0P、第一电阻R0、第二电阻R1、第一匪0S管N0、第二匪0S管N1、第一PM0S管P0、第二 PM0S管P1、第三PM0S管P2、第四PM0S管P3、第一 NPN三极管Q0、第二 NPN三极管Q1、第一比较器C0MP、第一反相器、第二反相器及第三反相器。
[0016]各元器件的连接关系如下:运算放大器0P的正输入端连接基准电压Vref，运算放大器0P的负输入端与第一 NM0S管N0的源极及第一电阻R0的输入端连接;运算放大器0P的输出端连接第一 NM0S管N0的栅极;第一匪0S管N0的漏极与第一 PM0S管P0的漏极及栅极连接；第一 PM0S管P0的栅极分别与第二 PM0S管P1的栅极、第三PM0S管P2的栅极及第四PM0S管P3的栅极连接;第一 PM0S管P0的源极与电源电压VDD、第二 PM0S管P1的源极、第三PM0S管P2的源极及第四PM0S管P3的源极连接;第一电阻R0的输入端与运算放大器0P的负输入端及第一匪0S管N0的源极连接，第一电阻R0的输出端接地，第一电阻R0的输出端与第二电阻R1的输出端及第二 NPN三极管Q1的发射极连接;第二 PM0S管P1的栅极与第一 PM0S管P0的漏极及栅极、第一 NM0S管N0的漏极、第三PM0S管P2的栅极及第四PM0S管P3的栅极连接;第二PM0S管P1的源极与电源电压VDD、第一 PM0S管P0的源极、第三PM0S管P2的源极及第四PM0S管P3的源极连接;第二 PM0S管P1的漏极作为比较器C0MP的正输入端Vinp并与第二电阻R1的输入端及第二NM0S管N1的源极连接;第二电阻R1的输入端与第二 PM0S管P1的漏极、第二匪0S管N1的源极及比较器C0MP的正输入端Vinp连接，第二电阻R1的输出端与第一电阻R0的输出端及第二NPN三极管Q1的发射极连接，并接地，第三PM0S管P2的栅极与第一 PM0S管P0的漏极及栅极、第一 NM0S管N0的漏极、第二 PM0S管P1的栅极及第四PM0S管P3的栅极连接;第三PM0S管P2的源极与电源电压VDD、第一 PM0S管P0的源极、第二 PM0S管P1的源极及第四PM0S管P3的源极连接;第三PM0S管P2的漏极与第二 NM0S管N1的漏极连接，第二 NM0S管N1的栅极与第二反相级的输出端及第三反相器的输入端连接，第二W0S管N1的源极与第二 PM0S管P1的漏极、第二电阻R1的输入端及比较器C0MP的正输入端Vinp连接;第四PM0S管P3的栅极与第一 PM0S管P0的漏极及栅极、第一 NM0S管N0的漏极、第二 PM0S管P1的栅极及第三PM0S管P2的栅极连接;第四PM0S管P3的源极与电源电压VDD、第一PM0S管P0的源极、第二PM0S管P1的源极及第三PM0S管P2的源极连接，第四PM0S管P3的漏极与比较器C0MP的负输入端Vinn及第一 NPN三极管Q0的集电极和基极连接，第一三极管Q0的集电极和基极与第四PM0S管P3的漏极及比较器C0MP的负输入端Vinn连接，第一 NPN三极管Q0的发射极与第二 NPN三极管Q1的集电极和基极连接，第二 NPN三极管Q1的发射极与第一电阻R0的输出端及第二电阻R1的输出端连接，并接地，比较器C0MP的正输入端Vinp与第二电阻R1的输入端、第二PM0S管P1的漏极及第二NM0S管N1的源极连接，比较器C0MP的负输入端Vinn与第一NPN三极管Q0的集电极和基极及第四PM0S管P3的漏极连接，比较器C0MP的输出端Vout与第一反相器的输入端连接，第一反相器的输出端与第二反相器的输入端连接，第二反相器的输出端与第二 NM0S管N1的栅极及第三反相器的输入端连接，第三反相器的输入端与第二反相器的输出端及第二 NM0S管N1的栅极连接，第三反相器的输出端输出TSD。
[0017]其中，第一电阻R0和第二电阻R1为相同工艺类型且具有相同温度系数的电阻。NPN三极管Q0和NPN三极管Q1的VBE为负温度系数，即其随着绝对温度上升，VBE电压绝对值减小。
[0018]为了实现更精确调整过温保护温度，本发明通过采用负温度系数器件的电压与基准电压比较及调整相同类型电阻的比例，输出过温信号，可减少温度系数依赖器件，即降低温度影响因素及工艺的影响，实现更精确调整过温保护温度。
[0019]如图1所示，下面阐述本发明的运行原理。假设常温条件下，系统通电。根据运算放大器0P正负输入端虚短，第一电阻R0的压降为基准电压Vref，则流过第一电阻R0的电流IR0
= Vref/R0o
[0020]优选的，第一PMOS管P0宽长比与第二PMOS管P1宽长比及第四PMOS管P3宽长比相等，第一 PM0S管P0宽长比是第三PM0S管P2宽长比的K倍(其中K为正数)，设定第η个PM0S管
)Ρ3ο
[0021 ] 若第一 PM0S管Ρ0、第二PM0S管P1、第三PM0S管P2、第四PM0S管P3全部导通，则Ids.p0=IdS.P1 = K*IdS.P2= IdS.P3= IrQ = Vref/R0，其中 IDS.PQ为流过第 1 个PMOS管P0 的源漏极电流，Ids.pA流过第2个PM0S管P1的源漏极电流，IDS.P2为流过第3个PM0S管P2的源漏极电流，IDS.P3为流过第4个PM0S管P3的源漏极电流。
[0022]常温条件下，当第二匪0S管N1导通时，流过R1的电流为(IDS.P1+IDS.P2) = (1 + 1/K)*
lDs.pi=(l+l/K)*Vref/R0。
[0023]比较器101正、负输入端电压:
[0024]VinPi=(lDs.pi+lDs.p2)*Rl = (l+l/K) *Vref * (R1/R0),
[0025]vinn=x*|vBE|，(χ=?，2，3...5)
[0026]常温条件下，当第二NMOS管N1关断时，流过R1的电流为:
[0027]Ids.pi = l*Vref/R0
[0028]VinP2 = Ids.P1*R1 = l*Vref* (R1/R0),
[0029]vinn=x*|vBE|，(x=i，2，3...5)
[0030]因此，常温条件下，第二NMOS管在导通、关断条件下，比较器101正输入端电压磁滞量为 AVl= (Vinpl~Vinp2)即
[0031 ] AVi= (Ids.pi+Ids.p2)*R1-1ds.pi*R1 = (l/K)*Vref*(Rl/R0) ο
[0032]常温条件下，假定Vinp〈Vinn，即(Ids.pi+Ids.p2)*R1〈X*Vbe |，(x= 1，2，3...5)，其中Vbe为三极管基极发射极电压，呈负温度系数(随绝对温度上升，电压绝对值减小)，Χ代表三极管个数，以图1为例，图1中三极管分别为第一ΝΡΝ三极管Q0和第二ΝΡΝ三极管Ql，SPX = 2，则
[0033](l+l/K)*(Vref/R0)*Rl<2* | Vbe ；
[0034]因为1*(￥“/1?0)*1?1〈(1+1/10*(￥“/1?0)*1?1〈2*^￡，
[0035]所以由上式可知，常温条件下，(1仍.打+1^)*1?1〈2*卜册|，系统通电初始阶段，无论第二NM0S管N1是否导通，比较器101的正输入端电压小于负输入端电压，S卩Vinp〈Vinn，比较器101的输出端Vout输出低电平，第二匪0S管N1栅极被拉低至低电平，即第二匪0S管N1关断，那么，流过第二电阻R1的电流只有Ids.pi = l*Vref/R0，此时，电路输出端TSD输出高电平。
[0036]因此，常温条件下，N1关断，流过R1的电流为IDS.P1=l*Vref/R0，比较器101的正、负输入端电压:
[0037]Vinp = lDS.Pl*Rl = l*Vref*(Rl/R0) , (1)
[0038]Vinn = 2* I Vbe I ο
[0039]作为优选方案，第一电阻R0和第二电阻R1为相同工艺类型且具有相同温度系数的电阻(阻值根据设计需要选取)。
[0040]因此，由上述式(1)可知，R1、R0受温度变化产生的偏差将相互抵消，即比较器101正输入端电压Vinp不受温度影响。
[0041]常温条件下，Vinp〈Vinn ο
[0042]由于Vbe为三极管基极发射极电压，呈负温度系数(随绝对温度上升，电压绝对值减小)，所以，当温度不断上升，νιηη=2*|νΒΕ|，数值不断减小。
[0043]当温度超过过温保护温度Tshutdo麗时，出现Vinp>Vinn，比较器101输出端Vout输出高电平，N1栅极变为高电平，TSD变为低电平。N1导通，此时，流过R1的电流为(IDS.P1+IDS.P2) =
(1 + 1/K)*IDS.P1=( l + l/K)*Vref/R0，则
[0044]当温度超过过温保护温度TSHUTDQ?时，比较器101正、负输入端电压分别为:
[0045]ψ inp = (Ids.pi+Ids.p2)*R1 = (l+l/K)*Vref*(Rl/R0), (2)
[0046]V7 ^ = be I ,
[0047]其中，^ inp大于常温的Vinp，^ inn小于常温的Vinn。
[0048]由上述式(1)(2)可知ν\ηρ>ν_，此时，比较器101输出端Vout稳定输出高电平，TSD稳定输出低电平。
[0049]当温度超过TSHUTD_之后开始降低，随着温度下降，finn =2* I Ψ BE |数值逐渐 增大。当温度下降到释放温度(即退出过温保护的温度)TRELEASE时，即f inn = 2*W BE|增大至[(1+l/K)*Vref*(Rl/R0)]，比较器101输出端Vout从高电平翻转为低电平，N1栅极变为低电平，TSD变为高电平。N1关断，流过R1的电流重新变为IDS.P1 = l*Vref/R0，比较器101的正输入端电压减小为[1 *Vref* (R1 /R0)]，比较器101输出端Vout稳定输出低电平，TSD稳定输出高电平，具体参照图2。
[0050]由于比较器101正输入端电压的变化，TSD输出波形存在磁滞现象，参照图3。
[0051 ]比较器101正输入端电压磁滞量为:
[0052]Δν2= (V7 inp-Vinp) = [ ( l + l/K)*Vref*(Rl/R0) ]-[ l*Vref*(Rl/R0)]
[0053]=(l/K)*Vref*(Rl/R0)(3)
[0054]综上，由式(1)(2)可知，本发明通过采用具有相同工艺类型、相同温度系数的电阻，调整电阻(R1/R0)的比例，实现R1、R0受温度变化产生的偏差相互抵消，保证比较器101的正输入端电压V_不受温度影响，进而，可精确调整比较器V_的电压，对比较器而言，仅负输入端电压ViJP (X* IVBE I，X = 1，2，3...5)是受温度影响，大大减少了温度影响的变量，实现更精确调整过温保护温度。
[0055]比较器101正输入端产生电压磁滞量是由于温度变化导致VBE变化，引起比较器1 ο 1负输入端Vinn((X* IVBE I，X = 1，2，3…5))电压变化，进而使比较器101输出端发生翻转，通过反馈信号控制调整101正输入端V_电压变化，使比较器101正输入端电压产生磁滞。
[0056]由式(3)可知，比较器101正输入端电压磁滞量AV^V'inp—Vinp)= (l/K)*Vref*(R1/R0)，本发明通过调整第三PM0S管P2的宽长比(W/L)P2，即调整K值，可精确调整比较器101正输入端电压磁滞量。
[0057]相应地，导致比较器101正输入端电压发生变化的温度变化量也会变化即温度磁滞量。
[0058]本发明通过调整镜像M0S的宽长比比例调整镜像电流，调整比较器正输入端电压的磁滞量，进而实现更精确调节温度磁滞量。
[0059]尽管结合优选实施方案具体展示和介绍了本发明，但所属领域的技术人员应该明白，在不脱离所附权利要求书所限定的本发明的精神和范围内，在形式上和细节上可以对本发明做出各种变化，均为本发明的保护范围。
【主权项】
1.一种电流反馈式精确过温保护电路，其特征在于:包括一运算放大器0P、第一电阻R0、第二电阻R1、第一 NM0S管NO、第二匪OS管N1、第一 PM0S管P0、第二PM0S管P1、第三PM0S管P2、第四PM0S管P3、第一 NPN三极管Q0、第二 NPN三极管Q1、一比较器C0MP、第一反相器、第二反相器及第三反相器;运算放大器0P的正输入端连接基准电压Vref，运算放大器0P的负输入端与第一 NM0S管NO的源极及第一电阻R0的输入端连接;运算放大器0P的输出端连接第一NM0S管NO的栅极;第一匪OS管NO的漏极与第一 PM0S管P0的漏极及栅极连接;第一 PM0S管P0的栅极分别与第二 PM0S管P1的栅极、第三PM0S管P2的栅极及第四PM0S管P3的栅极连接;第一PM0S管P0的源极与电源电压VDD、第二 PM0S管P1的源极、第三PM0S管P2的源极及第四PM0S管P3的源极连接;第一电阻R0的输入端与运算放大器0P的负输入端及第一 NM0S管NO的源极连接，第一电阻R0的输出端接地，第一电阻R0的输出端与第二电阻R1的输出端及第二 NPN三极管Q1的发射极连接;第二 PM0S管P1的栅极与第一 PM0S管P0的漏极及栅极、第一 NM0S管NO的漏极、第三PM0S管P2的栅极及第四PM0S管P3的栅极连接;第二 PM0S管P1的源极与电源电压VDD、第一 PM0S管P0的源极、第三PM0S管P2的源极及第四PM0S管P3的源极连接;第二 PM0S管P1的漏极作为比较器C0MP的正输入端Vinp并与第二电阻R1的输入端及第二 NM0S管N1的源极连接；第二电阻R1的输入端与第二 PM0S管P1的漏极、第二匪OS管N1的源极及比较器C0MP的正输入端Vinp连接，第二电阻R1的输出端与第一电阻R0的输出端及第二 NPN三极管Q1的发射极连接，并接地，第三PM0S管P2的栅极与第一 PM0S管P0的漏极及栅极、第一 NM0S管NO的漏极、第二 PM0S管P1的栅极及第四PM0S管P3的栅极连接;第三PM0S管P2的源极与电源电压VDD、第一PM0S管P0的源极、第二PM0S管P1的源极及第四PM0S管P3的源极连接；第三PM0S管P2的漏极与第二 NM0S管N1的漏极连接，第二 NM0S管N1的栅极与第二反相级的输出端及第三反相器的输入端连接，第二 NM0S管N1的源极与第二 PM0S管P1的漏极、第二电阻R1的输入端及比较器C0MP的正输入端Vinp连接;第四PM0S管P3的栅极与第一 PM0S管P0的漏极及栅极、第一 NM0S管NO的漏极、第二 PM0S管P1的栅极及第三PM0S管P2的栅极连接;第四PM0S管P3的源极与电源电压VDD、第一 PM0S管P0的源极、第二 PM0S管P1的源极及第三PM0S管P2的源极连接，第四PM0S管P3的漏极与比较器C0MP的负输入端Vinn及第一 NPN三极管Q0的集电极和基极连接，第一三极管Q0的集电极和基极与第四PM0S管P3的漏极及比较器C0MP的负输入端Vinn连接，第一 NPN三极管Q0的发射极与第二 NPN三极管Q1的集电极和基极连接，第二 NPN三极管Q1的发射极与第一电阻R0的输出端及第二电阻R1的输出端连接，并接地，比较器C0MP的正输入端Vinp与第二电阻R1的输入端、第二 PM0S管P1的漏极及第二 NM0S管N1的源极连接，比较器C0MP的负输入端Vinn与第一NPN三极管Q0的集电极和基极及第四PM0S管P3的漏极连接，比较器C0MP的输出端Vout与第一反相器的输入端连接，第一反相器的输出端与第二反相器的输入端连接，第二反相器的输出端与第二 NM0S管N1的栅极及第三反相器的输入端连接，第三反相器的输入端与第二反相器的输出端及第二 NM0S管N1的栅极连接，第三反相器的输出端输出TSD。2.根据权利要求1所述的一种电流反馈式精确过温保护电路，其特征在于:R0= R1。3.根据权利要求1或2所述的一种电流反馈式精确过温保护电路，其特征在于:三极管Q0和三极管Q1的基极、发射极电压差为负温度系数。4.根据权利要求1所述的一种电流反馈式精确过温保护电路，其特征在于:第一PM0S管P0、第二 PM0S管P1和第四PM0S管P3的宽长比相等，第一 PM0S管P0的宽长比是第三PM0S管P2的宽长比的K倍，其中K为正数，设定第η个PMOS管ρ(η-υ的宽长比为(W/Dp^-d，其中η为1，2，.3,4；M:(W/L)po=(ff/L)pi = K*(ff/L)p2 = (ff/L)p3o
【专利摘要】本发明公开一种电流反馈式精确过温保护电路，该电路包括一运算放大器OP、第一电阻R0、第二电阻R1、第一NMOS管N0、第二NMOS管N1、第一PMOS管P0、第二PMOS管P1、第三PMOS管P2、第四PMOS管P3、第一NPN三极管Q0、第二NPN三极管Q1、一比较器COMP、第一反相器、第二反相器及第三反相器。本发明通过采用负温度系数器件的电压与基准电压比较，输出过温信号，可减少温度系数依赖器件，即降低温度影响因素及工艺的影响；通过调整相同类型电阻的比例，实现更精确调整热关断温度；本发明采用电流反馈方式，通过调整镜像MOS的宽长比比例，实现可精确调节温度磁滞量。
【IPC分类】G05F1/569
【公开号】CN105487590
【申请号】CN201610071496
【发明人】杨瑞聪, 林桂江, 廖建平, 刘玉山, 任连峰, 沈滨旭, 杨凤炳
【申请人】厦门新页微电子技术有限公司
【公开日】2016年4月13日
【申请日】2016年2月2日
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