三相不平衡下双h桥mmc结构的无功补偿装置及其控制方法
三相不平衡下双h桥mmc结构的无功补偿装置及其控制方法
【技术领域】
[0001] 本发明设及MMC无功补偿装置及其控制方法，具体设及Ξ相不平衡下双Η桥MMC结 构的无功补偿装置及其控制方法，属于无功补偿技术领域。
【背景技术】
[0002] 电能作为人们生活所必需的能源，其覆盖范围和应用程度代表着我国综合国力。 随着电力电子技术的迅猛发展，并被大规模地运用在了电力领域，而且由于不平衡和非线 性的负荷在配电网中不断地增多，电能质量受到了严重影响，其危害越来越严重，必须加 W 改变。静止无功发生器(STATC0M)是一种基于全控型电力电子器件的补偿装置，具有体积 小、调节速度快、调节范围广和输出电流谐波含量少等特性，不仅能够有效地满足电网节 能、降损的要求，而且有利于改善电网的供电质量。
[0003] 目前，常见的多电平拓扑结构主要有Ξ种:二极管错位型、飞跨电容型W及Η桥级 联型。二极管错位型和飞跨电容型结构，随着电平数的增加，所需的开关器件和错位电容数 量会大大增加，不利于实现更高电平的变换电路，而且电容电压不易均衡，推广应用受到限 制;Η桥级联结构，当Ξ相输出的电流不均衡时，桥臂间不能传递有功能量，难W实现Ξ相模 块间的电容电压平衡。
[0004] 为此，德国慕尼黑联邦国防军大学的学者提出了模块化多电平换流器(MMC)的拓 扑结构。但MMC功率拓扑结构应用在高压、大容量系统时，也存在一些问题:如何降低MMC构 成单元的开关频率，降低功率损耗;如何在现有硬件资源的前提下，少量增加硬件单元W提 高MMC输出的电平数;并且由于子模块电容电压的不平衡，会引起每一相上、下桥臂间与桥 臂内子模块间的能量分布不平衡，导致环流的产生，所W需要进行环流抑制等。
【发明内容】
[0005] 本发明的目的是为了解决现有技术的无功补偿装置存在在Ξ相电网电压不平衡 状态下Ξ相间的能量流动性差，系统工作效率低，安全性和稳定性差等问题。
[0006] 本发明的技术方案是:Ξ相不平衡下双Η桥MMC结构的无功补偿装置，包括:主控部 分和驱动单元，所述主控部分包括第一控制器和第二控制器，所述第一控制器包括正负序 分离单元、正序电流控制环、负序电流控制环、第一调制单元和电容电压排序单元，所述正 负序分离单元的正序输出端和负序输出端分别接入正序电流控制环和负序电流控制环，正 序电流控制环的输出端和负序电流控制环的输出端连接第一调制单元，第一调制单元的输 出单通过电容电压排序单元连接驱动单元，所述第二控制器包括正序环流控制环、负序环 流控制环和第二调制单元，正序环流控制环的输出端和负序环流控制环的输出端通过第二 调制单元连接驱动单元。
[0007] 所述正负序分离单元包括电压正负序分离模块、电流正负序分离模块、锁相环、Ξ 角转换模块、第一坐标转换模块和第二坐标转换模块，电压正负序分离模块的正序电压输 出端依次通过锁相环和Ξ角转换模块连接第一坐标转换模块，电流正负序转换模块的输出 端分别连接第一坐标转换模块和第二坐标转换模块，第一坐标转换模块的输出端为正序输 出端，第二坐标转换模块的输出端为负序输出端。
[0008] 所述正序电流控制环和负序电流控制环的结构相同，正序电流控制环包括第一比 较器、第二比较器、第Ξ比较器、第四比较器、第五比较器、第一 PI控制器、第二PI控制器、第 ΞΡΙ控制器、第一电抗器、第二电抗器和第Ξ坐标转换模块，第一比较器的输出端经过第一 PI控制器连接第Ξ比较器，所述正负序分离单元的正序输出端分别连接第二比较器、第Ξ 比较器第一电抗器和第二电抗器，第Ξ比较器的输出端依次连接第ΞΡΙ控制器、第五比较 器和第=坐标转换模块，第二比较器的输出端依次连接第二PI控制器、第四比较器和第= 坐标转换模块，所述第一电抗器的输出端连接第四比较器，第二电抗器的输出端连接第五 比较器，所述第Ξ坐标转换模块的输出端为正序电流控制环的输出端，正序电流控制环的 输出端和负序电流控制环的输出端通过第一比较器组连接第一调制单元。
[0009] 所述第二控制器的正序环流控制环和负序环流控制环的结构相同，正序环流控制 环包括第六比较器、第屯比较器、第八比较器、第九比较器、第十比较器、第四PI控制器、第 五PI控制器、第一函数模块、第二函数模块、比例调节模块和平分模块，所述第六比较器的 输出端依次连接第四PI控制器、第一函数模块和第八比较器，第屯比较器的输出端依次连 接第五PI控制器、第二函数模块和第九比较器，所述第十比较器的输出端依次连接比例调 节模块和平分模块，平分模块的输出端分别连接第八比较器和第九比较器，第八比较器和 第九比较器的输出端为正序环流控制环的输出端，正序环流控制环的输出端和负序环流控 制环的输出端通过第二比较器组连接第二调制单元。
[0010] 所述Ξ相不平衡下双Η桥MMC结构的无功补偿装置包括MMC换流器，所述MMC换流器 包括结构相同的Ξ相上桥臂和Ξ相下桥臂，每相上桥臂均包括串联连接的的第一 Η桥单元、 第二Η桥单元和若干半桥单元，通过增加两个Η桥单元来达到抑制环流并使输出电压电平数 倍增的目的，双Η桥匪C换流器具有模块化程度高、谐波崎变小、开关损耗低的特点，且电网 不平衡条件下也有很好的补偿效果，适合应用于高压大功率领域，所述MMC变流器的拓扑结 构具有公共直流母线，=相间的能量能够相互流动，系统Ξ相电压不平衡时也能正常运行， 因此，基于MMC换流器的STATC0M能够实现无功功率、谐波W及不平衡的综合补偿。
[0011] 基于Ξ相不平衡下双Η桥MMC结构的无功补偿装置的控制方法，所述主控部分的第 一控制器利用正负序分离的电流检测方法对电流进行检测，采用基于前馈解禪的正负序分 离的双环控制策略生成Ξ相调制信号，通过基于载波移相的电压排序控制法生成驱动信 号，在Ξ相电压不平衡状态下，有效地补偿无功和负序电流;第二控制器采用在对环流进行 正负序分离的基础上，通过对第二Η桥单元自身电容电压的均衡控制和抑制环流控制策略 结合，生成Ξ相调制信号。
[0012] 所述正负序分离的电流检测过程包括：
[0013] 利用延迟法获取电网电压的Ξ相正序分量，将电网电压的Ξ相正序分量作为参考 坐标，将变流器输出的Ξ相电流的ip-iq检测。
[0014] 所述延迟法获取电网电压Ξ相正负序分量的过程包括：
[0015] 在Ξ相电网电压不平衡时，由对称分量法得到：
[0016]
[0017] 式中11/(〇、11、-(*)、11、<^4)分别是电压的正序、负序和零序分量，义代表曰、13、(3^相；
[0018] 采用Υ型无中线连接方式，由于上式可得：
[0024]得到Ξ相电压的正负序分量，如下式所示；
[002引 Ua+(t) = l/3[Ua(t)-Ub(t-T/6)+Uc(t-T/3)]
[0026] Ua-(t) = l/3[Ua(t)-Ub(t-T/3)+Uc(t-T/6)]
[0027] Ub^(t)=l/3[ua(t-T/3)+Ub(t)-Uc(t-T/6)]
[002引 ub_(t) = l/3[-Ua(t-T/6)+Ub(t)-Uc(t-T/3)]
[0029] 所述第二控制器将每一相环流进行正负序分离，得到的正序环流和负序环流分别 与环流参考值iur,ref进行比较，得到的结果通过比例调节形成第二Η桥单元的电压参考值， 将运个参考值平均分成2份，分别加在该相上、下桥臂的第二Η桥单元的电压参考，得到a相 第二Η桥单元的调制波，运样在消除环流的同时也将第二Η桥单元对MMC的输出电压影响降 到最低。
[0030] 所述第二控制器实现第二Η桥单元电容电压均衡的过程包括:每一相上、下桥臂 皿2电容电压的给定值Vh2 , ref与Η桥单元皿2的实际电容电压进行比较，经过ΡΙ调节后，其输 出乘W该桥臂电流的符号函数:若桥臂电流大于0,则符号函数为+1;若桥臂电流小于0,则 符号函数为-1。最后，将电压给定值Vwef(r = P，N)与Ξ角载波比较后得到nm波，经驱动单 元驱动第二Η单元中的功率开关管，对皿2电容进行充放电控制，W实现皿2电容电压的平 衡。
[0031] 本发明与现有技术相比具有W下效果:本发明第一控制器采用的基于载波移相的 电容电压排序法，控制简单、易于实现，并且可W避免半桥单元没必要的投切，减少功率管 的开关次数，降低开关损耗;通过前馈解禪控制对dq轴解禪，可W使得控制更为简单，并通 过传统线性PI调节可实现无静差调节。为了在电网不平衡时进行无功补偿，最终采用负序、 正序2个控制环来控制，实现在电网不平衡情况下，进行无功补偿的同时进行负序分量补 偿。
[0032] 本发明采用双Η桥MMC换流器作为STATC 0M的主电路，加入的第一个Η桥单元的电容 电压为半桥单元电容电压的一半，使MMC输出电平由化+1提高到4η+1，使得输出电压更接近 于正弦波，谐波含量小，并且选择适当的控制算法可减小功率管的开关频率，降低开关损 耗。
[0033] 所述双Η桥MMC拓扑采用第二Η桥单元进行环流抑制，不用进行二倍频的负序坐标 变换，占用的软件资源相对来说比较少;并且第二Η桥单元的电容电压较小，对MMC输出的影 响可W忽略;利用正负序分离法得到环流的正序分量和负序分量，并分别进行环流抑制控 审IJ，有效地提高了环流抑制效果。
[0034] 所述基于瞬时无功功率理论的ip-iq电流检测法，该方法具有较好的实时性，能准 确的检测出电网中的有功电流和无功电流的大小，提高系统的稳定性;在电网电压不平衡 的情况下，利用正负序分离法对电网电流进行正负序分离，并采用正负序双环控制策略使 系统能分别补偿系统无功和负序电流。
[0035] 本发明是一种新型的高压、大功率无功补偿装置，在电网不平衡的情况下能快速、 安全、稳定进行工作，不但能补偿电网无功，还有支撑电网电压、抑制环流的作用。
【附图说明】
[0036] 图1双Η桥MMC拓扑结构示意图；
[0037] 图2半桥单元的工作状态示意图；
[003引图3 Η桥单元结构图；
[0039] 图4延迟法原理图；
[0040] 图5 ip-iq检测法原理图；
[0041] 图6电网不平衡情况下的正负序电流检测原理图；
[0042] 图7有功、无功电流控制框图；
[0043] 图8前馈解禪等效控制框图；
[0044] 图9 STATC0M电压电流双闭环的控制框图；
[0045] 图10正负序双环控制框图；
[0046] 图11需投入电平数的确定示意图；
[0047] 图12电容电压排序法流程图；
[004引图13双Η桥MMC结构的调制策略示意图；
[0049] 图14第一 Η桥单元皿1控制框图；
[0050] 图15双Η桥MMC拓扑结构的等效模型示意图；
[0051] 图16第二控制器工作原理示意图；
[0化2] 图17 STATCOM系统总控制框图；
[0053] 图18电压过零检测电路原理图；
[0054] 图19电流检测及其调理电路示意图；
[0055] 图20过流保护电路示意图；
[0056] 图2巧区动电路示意图；
[0化7]图22主程序流程图；
[005引图23捕获中断流程图；
[0059] 图24 T1中断子程序流程图；
[0060] 图25故障保护中断子程序流程图；
[0061] 图26本发明的系统整体框图。
【具体实施方式】
[0062] 结合【附图说明】本发明的【具体实施方式】，由图17和图26所示，本发明的Ξ相不平衡 下双Η桥MMC结构的无功补偿装置，包括:主控部分和驱动单元，所述主控部分包括第一控制 器和第二控制器，所述第一控制器包括正负序分离单元、正序电流控制环、负序电流控制 环、第一调制单元16和电容电压排序单元17,所述正负序分离单元的正序输出端和负序输 出端分别接入正序电流控制环和负序电流控制环，正序电流控制环的输出端和负序电流控 制环的输出端连接第一调制单元16,第一调制单元16的输出单通过电容电压排序单元17连 接驱动单元，所述第二控制器包括正序环流控制环、负序环流控制环和第二调制单元33,正 序环流控制环的输出端和负序环流控制环的输出端通过第二调制单元33连接驱动单元。
[0063] 如图6所示，所述正负序分离单元包括电压正负序分离模块18、电流正负序分离模 块21、锁相环19、Ξ角转换模块20、第一坐标转换模块11和第二坐标转换模块12,电压正负 序分离模块18的正序电压输出端依次通过锁相环19和Ξ角转换模块20连接第一坐标转换 模块11，电流正负序转换模块的输出端分别连接第一坐标转换模块11和第二坐标转换模块 12,第一坐标转换模块11的输出端为正序输出端，第二坐标转换模块12的输出端为负序输 出端。
[0064] 如图10和图17所示，所述正序电流控制环和负序电流控制环的结构相同，正序电 流控制环包括第一比较器1、第二比较器2、第Ξ比较器3、第四比较器4、第五比较器5、第一 ΡΙ控制器6、第二ΡΙ控制器7、第ΞΡΙ控制器8、第一电抗器9、第二电抗器10和第Ξ坐标转换 模块13,第一比较器1的输出端经过第一 ΡΙ控制器6连接第Ξ比较器3,所述正负序分离单元 的正序输出端分别连接第二比较器2、第Ξ比较器3第一电抗器9和第二电抗器10,第Ξ比较 器3的输出端依次连接第ΞΡΙ控制器8、第五比较器5和第Ξ坐标转换模块13,第二比较器2 的输出端依次连接第二ΡΙ控制器7、第四比较器4和第Ξ坐标转换模块13,所述第一电抗器9 的输出端连接第四比较器4,第二电抗器10的输出端连接第五比较器5,所述第Ξ坐标转换 模块13的输出端为正序电流控制环的输出端，正序电流控制环的输出端和负序电流控制环 的输出端通过第一比较器组15连接第一调制单元16。
[0065] 如图16和图17所示，所述第二控制器的正序环流控制环和负序环流控制环的结构 相同，正序电压控制环包括第六比较器21、第屯比较器22、第八比较器23、第九比较器24、第 十比较器25、第四ΡΙ控制器26、第五ΡΙ控制器27、第一函数模块28、第二函数模块29、比例调 节模块30和平分模块31，所述第六比较器21的输出端依次连接第四PI控制器26、第一函数 模块28和第八比较器23,第屯比较器22的输出端依次连接第五PI控制器27、第二函数模块 29和第九比较器24,所述第十比较器25的输出端依次连接比例调节模块30和平分模块31， 平分模块的输出端分别连接第八比较器23和第九比较器24,第八比较器23和第九比较器24 的输出端为正序环流控制环的输出端，正序环流控制环的输出端和负序环流控制环的输出 端通过第二比较器组32连接第二调制单元33。
[0066] 所述Ξ相不平衡下双Η桥MMC结构的无功补偿装置包括MMC换流器，所述双Η桥MMC 换流器由6个桥臂组成，其中每一相包括上、下两个桥臂和2个电抗器Lc，每个桥臂由多个完 全相同的半桥单元SM和2个Η桥单元组成，每个半桥单元包括两个带有反向并联二极管的 IGBT和1个储能电容C，H桥单元包括四个带有反向并联二极管的IGBT和1个储能电容C;2个Η 桥单元的作用是其中的一个Η桥单元可W实现输出电平数的倍增，另一个Η桥单元可W实现 对环流的有效抑制;通过基于正负序分离法的ip-iq电流检测法和电压、电流双闭环解禪控 制生成Ξ相调制信号;采用基于载波移相的电容电压排序法，生成驱动信号分别控制MMC半 桥单元和第一 Η桥单元，实现半桥单元电容电压的平衡并使输出电平数倍增;利用第二Η桥 单元对环流进行抑制，并且其对MMC输出电压的影响可忽略。
[0067] 双Η桥MMC拓扑结构如图1所示，MMC装置由多个半桥单元、第一 Η桥单元皿1和第二Η 桥单元皿2,其中半桥单元用于控制桥臂中的基波负载电流，一个Η桥单元可W实现对输出 电平数的成倍增加，而另一个Η桥单元用于进行环流抑制。
[0068] SM为半桥单元，每个半桥单元由两个带有反向续流二极管的IGBT和1个储能电容C 组成，每个半桥单元只能输出0和Vd两种电压状态。开关管不同的开关状态对应半桥单元不 同的输出电压及电容充放电状态，如表1所示。
[0069] 表1半桥单元不同开关状态的对应状态表
[0070]
[0071] MMC的半桥单元SM工作状态如图2所示，图中箭头表明电流的流向。半桥单元SM共 有=种工作状态：
[0072] 1)Τι化1)开通、Τ2(〇2)关断为投入状态；
[0073] 如图2a)所示，为半桥单元投入状态。半桥单元的输出电压始终为电容上的电压， 此时半桥单元电容的充、放电状态取决于电流的流向。
[0074] 2)Ti(Di)关断、T2(D2)开通为切除状态；
[0075] 如图化)所示，为半桥单元切除状态。半桥单元的输出电压始终是0,电流的流向不 影响半桥单元的电容电压。
[0076] 3) Τι和T2均关断为闭锁状态；
[0077] 如图2c)所示，为半桥单元闭锁状态。此状态下，只能向半桥单元电容充电，半桥单 元电容不能放电，MMC处于非正常运行状态。
[0078] Η桥单元包括第一 Η桥单元和第二Η桥单元，其结构图如图3所示，有3种开关状态； 其中Uh为Η桥单元输出电压；用Si、S2、S3和S4分别表示4个开 关管Τι、Τ2、Τ3和Τ4的开关状态，直 流侧电容电压为Vh，则4个开关管不同的开关状态对应Η桥单元不同的输出电压及电容充放 电状态，如表2所示。
[0079] 表2 Η桥单元不同开关状态对应状态表
[0080]
[0081]
[0082] 所述Ξ相不平衡下双Η桥MMC结构的无功补偿装置包括电压过零检测电路，如图18 所示，所述电压过零检测电路包括电压传感器34、比较电路35和反相器36,电压传感器34的 输入端连接Ξ相交流电源的输出端，电压传感器34的输出端连接比较电路35的输入端，比 较电路35的输出端通过反相器36连接DSP模块，将正弦波的电网电压通过电压过零检测电 路产生一个上升沿同正向电网电压过零点重合，且与电网同频率的方波信号，再通过测量 相邻两个上升沿之间的时间间隔即可得到电网电压的周期。
[0083] 所述Ξ相不平衡下双Η桥MMC结构的无功补偿装置包括电流检测及调理电路，如图 19所示，所述电流检测及调理电路包括电流传感器37、光电隔离放大器38和偏置电路39,电 流传感器37的输出端连接光电隔离放大器38,光电隔离放大器38的输出端连接偏置电路 39,偏置电路39输出端为电流检测及调理电路的输出端，电流检测的输入端与负载和换流 器输出相连接，输出端送到DSP进行信号处理，本发明采用高速的电流霍尔模块CHB-25NP实 现Ξ相电流检测，并利用光电隔离放大器38进行隔离，本实施方式采用的光电隔离放大器 的型号为HCPL7840。
[0084] 所述Ξ相不平衡下双Η桥MMC结构的无功补偿装置包括过流保护电路，如图20所 示，所述过流保护电路包括比较器40和错位电路41，错位电路41的中点与DSP模块建立连 接，电流正常的情况下，本实施方式的比较器LM393输出高电平，但当电路中的电流过大时， 比较器LM393的输出电平变为低电平，触发故障保护中断，从而使DSP封锁所有PWM脉冲信号 的输出，W保护整个SVG系统。
[0085] 本实施方式所采用的过流保护电路需要利用TMS320F2812的功率驱动保护中断 PDPINTA来实现。电流正常的情况下，DSP的nm脉冲信号正常输出；但当电路中的电流过大 时，触发故障保护中断PDPINTA，使DSP封锁所有PWM脉冲信号的输出，W保护整个STATCOM系 统。
[0086] 本实施方式采用的驱动电路如图21所示，隔离驱动电路采用驱动忍片化P250,提 高系统的抗干扰能力。首先利用忍片7406对DSP产生PWM信号进行反相处理，再将此信号输 入驱动忍片TLP250产生驱动功率管的信号。
[0087] 本实施方式的控制电路WTI公司的TMS320F2812为核屯、，实现电压电流的采集、调 制信号的生成、电容电压排序、产生PWM信号等功能，其它电路由采样电路、驱动电路及保护 电路等组成。
[0088] 基于所述Ξ相不平衡下双Η桥MMC结构的无功补偿装置的控制方法，主控部分的第 一控制器利用基于正负序分离的电流检测方法对电流进行检测，采用基于前馈解禪的正负 序分离的双环控制策略生成Ξ相调制信号，通过基于载波移相的电压排序控制法生成驱动 信号;第二控制器采用在对环流进行正负序分离基础上，通过对第二Η桥单元自身电容电压 的均衡控制和抑制环流控制策略结合，生成Ξ相调制信号。
[0089] 相电网电压不平衡分析
[0090] Ξ相电网不平衡时，其Ξ相电压表达式为：
[0091]
(1)
[OOW] 式（1)中，山3、化3、1]。3是3、13、(3;相电压有效值，063、066、0/是3、13、(3电压起始相位， Ξ相中每相的电压大小和相位均可和其它两相不相同，频率应都为工频50Hz。
[0093] 由对称分量法，运些电压能够分解为对称的3组向量，可表示为式(2)所示，式中u/ (t)、Ux-(t)、uAt)分别是电压的正序、负序和零序分量，X代表a、b、cS相。
[0094]
(2)
[0095] 本发明采用Y型无中线连接方式的电路，无需考虑零序分量，只需考虑正负序分 量，则式(2)可变为：
[0099]在式(4)中，矩阵C23是把电压量由两相静止坐标系上到Ξ相静止坐标系上的变换 矩阵，R(e)是正序坐标变换矩阵，R(-e)是负序坐标变换矩阵。则Ξ相不平衡的系统电压变 换到两相旋转坐标系下的公式是：
[0103] 由式（5)可知：在dq坐标系里，原来Ξ相系统里静止abc坐标系中的正序的电压分 量变成了直流量，而负序分量变为了二次谐波分量。
[0104] 2正负序分量检测法
[0105] 通过上述分析可知，在正序同步旋转dq坐标系下滤除二次谐波电压，可W获得dq 轴下的正序电压[u/，Uq+]T，再经过坐标反变换既可获得Ξ相静止abc坐标系下Ξ相正序电 压[113+，心，11。+^;同理可得，在负序同步旋转(^1坐标系下滤除二次谐波电压可获得(^1轴下 的负序电压[ιι<Γ，ι?9?Τ，再经坐标反变换即可获得Ξ相静止abc坐标系下Ξ相负序电压[山^ Ub-,Uc_]T。
[0106] 现有技术通常采用基于低通滤波器的二次谐波滤除法和基于陷波器的二次谐波 滤除法获得正负序分量，基于低通滤波器的二次谐波滤除法中的低通滤波器可能因为频带 较窄造成动态滞后；而基于陷波器的二次谐波滤除法中的陷波器与品质因数有关，想要滤 除效果好，就需要降低品质因数，而品质因数太低，则会减小控制带宽。
[0107] 所W，本发明中利用延迟法来实现正负序分离。
[0108] 延迟法利用的是正负序特性和对称分量法来计算正负序分量，并且在计算过程 中，所用到的延迟时间和相序有关。
[0109] 由式(3)可知
[0114]在式(8)中，负序电压之和为0，则可化简为：
[0115]
[0116] 又由Ξ角函数关系可得：
[0117] ub(t+T/3)=Ub(t-2T/3)=-Ub(t-2T/3W/2)=-Ub(t-T/6) (10)
[0118] 由式（10)可知，延时2T/3可由延时T/6来代替，考虑控制系统的采样时间和DSP的 运算时间，运种延时完全可W接受。由式(9)和（10)可得：
[0119] Ua^(t) = l/3[ua(t)-Ub(t-T/6)+Uc(t-T/3) ] (11)
[0120] Ua (t) = l/3[ua(t)-Ub(t-T/3)+Uc(t-T/6)] (12)
[0121] Ub^(t) = l/3[ua(t-T/3)+Ub(t)-Uc(t-T/6) ] (13)
[0122] Ub (t) = l/3[-Ua(t-T/6)+Ub(t)-Uc(t-T/3)] (14)
[0123] 在Ξ相系统中，Ξ相正序分量和负序分量都是对称的，所W只需求出两相分量即 可求得第Ξ相的分量。利用延迟法获得电网电压正负序分量的原理图如图4所示。
[0124] 3电流检测法
[012引1)电网平衡下ip-iq检测法：
[0126]首先需要计算出Ξ相电流的有功和无功分量ip、iq:
[0129] 将式（15)算出的ip、iq经过低通滤波器后，得到ip、iq中的直流分量[、再经过 反变换得到Ξ相基波电流iaf、ibf、icf。
[0130]
(16)
[0131] 用；相电流ia、ib、ic减去相应的S相基波成分13:、山、^，即可得到；相电流的谐 波和无功成分134、1化、1心图5为1。-1。检测法原理图。
[0132] 2)电网不平衡下正负序电流检测法
[0133] 在ip-iq法中，通常需要一个锁相环和一个正弦余弦发生器来产生一个与a相电压 同相的正弦和余弦信号参与后面的检测。当电网不平衡时，电网电压中将含有大量的负序 分量，而运些负序分量的注入必然还会影响检测效果。所W在电网电压不对称的情况下，我 们可W将Ξ相电网电压中的正序分量提取出来，W电网Ξ相的正序电压作为同步参考坐 标，完成ip-iq的检测，图6为电网不平衡情况下的正负序电流检测。
[0134] 4、基于前馈解禪的系统控制策略
[01对由坐标变换得到电网电压和STATC0M输出电压的dq分量Vsd，Vsq和Vcd，V。。如下：
[0136]
(17)
[0137] 其中：δ为STATCOM输出电压与电网电压的相位差，Μ为调制比，Us为电网电压，Udc为 直流侧电容电压。
[013引将STATCOM的输出电压在dq坐标系下的分量vcd和vcq作为控制量，则由公式
δ = tg^ ( Ved/Veq)可W看出，通过控制Ved和V。。的大小就能调节STATCOM与 电网有功与无功功率的交换，从而达到无功补偿系的目的。
[0139] 将整个变流器的损耗等效为固定电阻R，连接电抗器及线路电感等效为电感L，则 变流器输出电压Vcd和Vcq的表达式为
[0140] (18)
[0141] 根据式（18)得到有功、无功电流控制框图如图7所示。为了对dq轴解禪，采取前馈 解禪控制策略。
[0142] 引入变量xi，X2:
[014引其中ki、k2为比例系数，Τι、T2为积分时间。
[0149] 则可得到前馈解禪等效控制框图如图8所示，将dq坐标系下的给定电流和反馈电 流作差，经2个PI控制器输出2个中间变量xi、X2,从而在dq坐标系下实现解禪，最终得到如图 9所示的基于前馈解禪的双闭环STATCOM系统结构框图。
[0150] 由图9可W看出，STATCOM系统由由电压外环与电流内环2部分组成，电压环是为了 调节直流侧电容电压，它的结果作为电流给定值id*;另一方面需测得负荷侧的无功电流设 定成给定量iq*，逆变器发出电流经dq变换得出电流反馈量再与id*、iq*相比较，再进行PI调 节，经一系列运算，最后得至化TATC0M想要输出的电压Vcd、Vcq。
[0151] 利用图6所示基于正负序分离的ip-iq电流检测法，再与之前系统平衡时的控制策 略结合。由于本发明采用的是Υ型无中线接法，无需考虑零序分量，只需将电流经正负序分 离后得到的正序分量和负序分量分别进行控制。通过上述分析，为了在电网不平衡时进行 无功补偿，最终采用负序、正序2个控制环来控制，正负序双环控制框图如图10所示。
[0152] 5、半桥单元控制策略
[0153] 在MMC拓扑结构中，每个桥臂会串联多个半桥单元，但每个半桥单元的直流电容电 压是相互独立的。由于电容容值波动、功率管导通压降差异W及驱动信号延迟等原因会造 成半桥单元直流侧电容电压的不平衡。
[0154] 为了维持MMC半桥单元电容电压的均衡，采用半桥单元电容电压排序控制策略，来 保持半桥单元电容电压的平衡，其实现过程如下：
[0155] 1)需投入电平数的确定
[0156] 首先，利用CPS-SPWM调制技术将经过前馈解禪控制得到的调制波信号与每个桥臂 的移相Ξ角载波进行比较，得到需要的电平数Ν;
[0157] 然后，对得到电平数Ν进行判断，并得到新的电平数k;
[0158] 最后，根据每个桥臂半桥单元电容电压高的排序情况和桥臂电流的流动方向选择 相应的k个半桥单元投入。需投入电平数的确定流程图如图11所示。
[0159] 2)半桥单元电容电压排序法的步骤
[0160] 半桥单元电容电压排序法的流程图如图12所示，其中iarm为桥臂电流：
[0161] (1)当iam〉0时，即桥臂电流对半桥单元电容充电，根据半桥单元电容电压排序结 果，确定投入电容电压最低的k个半桥单元，即桥臂电流对运k个半桥单元电容充电，使其电 压升高。
[0162] (2)当iar"<0时，即桥臂电流对半桥单元电容放电，则根据半桥单元电容电压排序 结果，确定投入电容电压最高的k个半桥单元，即桥臂电流对运k个半桥单元电容放电使其 电压降低。
[0163] 运样，就实现了半桥单元电容电压的平衡。
[0164] 6、第一 Η桥单元皿1的控制策略
[0165] 对于传统MMC，设在MMC中每相上、下桥臂串联半桥单元数各为η，同时采用载波移 相调制技术，则其交流侧输出电压的最大电平数为化+1。
[0166] 对于双Η桥MMC，首先在传统MMC的基础上在每个桥臂中各加入一个Η桥单元皿1，其 直流侧电容电压为半桥单元直流侧电容电压的一半，即VHi = Vd/2。由Η桥工作原理可知，皿1 的输出电平数为3个，分别是+Vd/2、0和-Vd/2,因此，利用Η桥单元皿1的输出电平配合每个桥 臂串联半桥单元的投切，即可在原有的化+1个电平中间插入新的化个电平，达到4η+1个电 平输出，从而使双Η桥MMC的输出电平数成倍增加。
[0167] 第一 Η桥单元皿1使双Η桥MMC的输出电平数成倍增加的实现方法为：
[0168] 首先，利用载波移相技术对调制信号进行逼近，得到电平数Ν，然后进行判断：
[0169] 1)若电平数Ν为原有的化+1个电平，则Η桥单元皿1不需要投入运行，半桥单元需要 输出的电平数k = N，然后根据电平数k得到串联半桥单元单元的控制信号；
[0170] 2)若电平数N为新的化个电平，贝化桥单元皿1投入运行，需要通过皿1控制模块得 至化桥单元HB1的控制信号；同时，确定新的电平数k = N-Sign(Uhl)，其中Uhl为第一Η桥单元 皿1的输出电压;然后，通过半桥单元控制模块得到半桥单元单元的控制信号。新型拓扑结 构的调制策略框图如图13所示。
[0171] 由于皿1单元的投入和切除要配合串联的半桥单元的投入和切除，所W皿1的控制 方法为：
[0172] 1)首先，对流过桥臂的电流和直流侧电容电压进行检测，根据电流方向和皿1直流 侧电容电压的大小确定所需充放电状态；
[0173] 2)然后，根据模块所需充放电状态及电流方向得到输出电压状态，进而得到皿1的 驱动信号。皿1的控制流程图如图14所示，表3为皿1输出电压状态判定表。
[0174] 表3皿1输出电压状态确定
[0175]
[0176] 7、第二Η桥单元皿2的控制策略
[0177] 1)抑制环流机理
[0178] 对于双Η桥MMC，在每个桥臂都加入第一个Η桥单元皿1后，每个桥臂各加入第二个Η 桥单元皿2，则构成双Η桥MMC整体拓扑结构，如图1所示。双Η桥MMC功率拓扑结构的等效模型 如图15所示，其中直流母线电流为idc，S相上桥臂电流分别为13。心。、1。。，；相下桥臂电流 分别为iaN、ibN、icN，Ξ相输出电流分别为ia、ib、ic。
[0179] 下面Wa相为例，对双Η桥匪C拓扑结构的环流抑制原理进行分析，由K化电路理论 可知，a相输出电流可表示为
[0180] ia=iaP-iaN (22)
[0181] 设a相桥臂的环流为iur,3,因上、下桥臂的电路结构相同，则有
[0186] 立相匪(：直流母线的电流idc为a、b、c^相环流之和，即
[01 87] idc 二 icir, a+icir, b+icir, C ( 26 )
[0188] 由于Ξ相对称，Ξ相环流可表示为
[0189]
(27)
[0190] 式中13/，〇 =曰，6，(3)是环流中的二倍频负序交流量，结合式(23)、（24)与（27)可 得
[0193] 综合式(28)与(29)，可得a相环流的二倍频负序交流成分为
[0194]
(細）
[01 M] MMC系统的每个桥臂所有半桥单元可等效为可控的电压源Vjr( j =a，b，C;r = P，N)， 贝ija相上、下桥臂的输出电压可表示为
[019引在图15的等效模型中，Η桥单元皿1、皿2的输出电压为￥叫加￥肥加^直流母线电 压的中点为参考，MMC系统输出的Ξ相电压为Vj，每个桥臂的等效电阻为Rc，根据KA^L电路理 论，可W得到
[0201] 将式(33)和(34)相加，结合式(23)~(27)，可得：
[0202]
[020引由式(35)可W看出，可W通过控审化桥单元皿2的输出电压(VH2,aP+VH2,aN)大小与电 压差(Ud-VaP-VaN)-(VHl,aP+VHl,aN)相等从而达到消除环流的目的。
[0204] 2)环流抑制实现
[0205] 将每一相环流进行正负序分离，得到正序环流和负序环流，再分别与环流参考值 icir,ref行比较，得到的结果通过比例调节形成Η桥单元皿2的电压参考值，将运个参考值平 均分成2份，分别加在该相上、下桥臂Η桥单元皿2的电压参考，运样，在消除环流的同时也将 皿2对MMC输出电压的影响降到最低。环流抑制的原理如图16所示，其中。-.为a相环流的正 序分量Λ,.,.。，为a相环流的负序分量。
[0206] 所述第二控制器实现第二Η桥单元电容电压均衡的过程包括:每一相上、下桥臂 皿2电容电压的给定值VH2,rrf与Η桥单元皿2的实际电容电压进行比较，经过ΡΙ调节后，其输 出乘W该桥臂电流的符号函数:若桥臂电流大于0,则符号函数为+1;若桥臂电流小于0,则 符号函数为-1。最后，将电压给定值V r,rrf(r = P，N)与主控部分产生的Ξ角载波比较后得到 PWM波，经驱动单元驱动第二Η单元皿2中的功率开关管，对皿2电容进行充放电控制。
[0207] 本发明的具体软件执行过程包括：
[0208] 本发明通过主程序、捕获中断子程序、Τ1周期中断子程序W及故障保护中断子程 序的设计来实现控制器DSP的程序设计，中断子程序主要完成锁相同步处理、控制A/D采样 忍片、执行主控制算法等。
[0209] STATC0M系统软件的整体规划是通过主程序设计来完成的，其主要对DSP系统的工 作环境进行配置、系统中相关变量的初始化、各中断的初始化、判断是否开启中断子程序 等，接着进入接收和发送数据的循环中，同时等待中断事件的发生。当中断被开启，暂时停 止主循环，进入到相应的中断服务子程序中进行各种运算和配置PWM控制信号。当中断完成 后，返回主循环，继续等待下一次中断的发生。主程序流程图如图22所示。
[0210] 捕获中断子程序的设计是为了实现数字锁相环，W检测电网的频率。捕获中断子 程序的开启则是通过a相电压信号的过零点产生的上升沿进行触发。值得注意的是电网的 频率并不是一成不变的50化，而是在一个小范围内波动，把电网正常频率定为49.3化~ 50.甜Z，若电网频率正常则将据此计算出电网周期，具体的实现方法如图23所示。
[0211] T1中断子程序的流程图如图24所示，在该子程序里要完成电压电流的采样、桥臂 电流极性的判断、半桥单元电压保护、有功无功的计算W及Ξ相调制波的计算等，DSP的主 要算法都在该子程序中完成。
[0212] 故障保护中断的流程图如图25所示，其目的是若系统发生过流情况时，将运些情 况通知给控制中屯、DSP，令其保护电路阻断脉冲信号的发生进而保护整个系统电路。
【主权项】
1. 三相不平衡下双H桥MMC结构的无功补偿装置，包括:主控部分和驱动单元，其特征在 于:所述主控部分包括第一控制器和第二控制器，所述第一控制器包括正负序分离单元、正 序电流控制环、负序电流控制环、第一调制单元和电容电压排序单元，所述正负序分离单元 的正序输出端和负序输出端分别接入正序电流控制环和负序电流控制环，正序电流控制环 的输出端和负序电流控制环的输出端连接第一调制单元，第一调制单元的输出通过电容电 压排序单元连接驱动单元，所述第二控制器包括正序环流控制环、负序环流控制环和第二 调制单元，正序环流控制环的输出端和负序环流控制环的输出端通过第二调制单元连接驱 动单元。2. 根据权利要求1所述三相不平衡下双H桥MMC结构的无功补偿装置，其特征在于:所述 正负序分离单元包括电压正负序分离模块、电流正负序分离模块、锁相环、三角转换模块、 第一坐标转换模块和第二坐标转换模块，电压正负序分离模块的正序电压输出端依次通过 锁相环和三角转换模块连接第一坐标转换模块，电流正负序转换模块的输出端分别连接第 一坐标转换模块和第二坐标转换模块，第一坐标转换模块的输出端为正序输出端，第二坐 标转换模块的输出端为负序输出端。3. 根据权利要求1所述三相不平衡下双H桥MMC结构的无功补偿装置，其特征在于:所述 正序电流控制环和负序电流控制环的结构相同，正序电流控制环包括第一比较器、第二比 较器、第三比较器、第四比较器、第五比较器、第一 PI控制器、第二PI控制器、第三PI控制器、 第一电抗器、第二电抗器和第三坐标转换模块，第一比较器的输出端经过第一 PI控制器连 接第三比较器，所述正负序分离单元的正序输出端分别连接第二比较器、第三比较器第一 电抗器和第二电抗器，第三比较器的输出端依次连接第三PI控制器、第五比较器和第三坐 标转换模块，第二比较器的输出端依次连接第二PI控制器、第四比较器和第三坐标转换模 块，所述第一电抗器的输出端连接第四比较器，第二电抗器的输出端连接第五比较器，所述 第三坐标转换模块的输出端为正序电流控制环的输出端，正序电流控制环的输出端和负序 电流控制环的输出端通过第一比较器组连接第一调制单元。4. 根据权利要求1所述三相不平衡下双H桥MMC结构的无功补偿装置，其特征在于:所述 第二控制器的正序环流控制环和负序环流控制环的结构相同，正序环流控制环包括第六比 较器、第七比较器、第八比较器、第九比较器、第十比较器、第四PI控制器、第五PI控制器、第 一函数模块、第二函数模块、比例调节模块和平分模块，所述第六比较器的输出端依次连接 第四PI控制器、第一函数模块和第八比较器，第七比较器的输出端依次连接第五PI控制器、 第二函数模块和第九比较器，所述第十比较器的输出端依次连接比例调节模块和平分模 块，平分模块的输出端分别连接第八比较器和第九比较器，第八比较器和第九比较器的输 出端为正序环流控制环的输出端，正序环流控制环的输出端和负序环流控制环的输出端通 过第二比较器组连接第二调制单元。5. 根据权利要求1所述三相不平衡下双H桥MMC结构的无功补偿装置，其特征在于:所述 三相不平衡下双H桥MMC结构的无功补偿装置包括MMC换流器，所述MMC换流器包括结构相同 的三相上桥臂和三相下桥臂，每相上、下桥臂均包括串联连接的的第一 H桥单元、第二H桥单 元和若干半桥单元。6. 基于权利要求1所述三相不平衡下双H桥MMC结构的无功补偿装置的控制方法，其特 征在于:主控部分的第一控制器利用正负序分离的电流检测方法对电流进行检测，采用基 于前馈解耦的正负序分离双环控制策略生成三相调制信号，通过基于载波移相的电压排序 控制法生成驱动信号;第二控制器采用对环流进行正负序分离的基础上，通过对第二H桥单 元自身电容电压的均衡控制和抑制环流控制策略结合，生成三相调制信号。7. 根据权利要求6所述三相不平衡下双H桥MMC结构的无功补偿装置的控制方法，其特 征在于:所述正负序分离的电流检测过程包括： 利用延迟法获取电网电压的三相正序分量，将电网电压的三相正序分量作为参考坐 标，对变流器输出的三相电流进行iP-iq检测。8. 根据权利要求7所述三相不平衡下双H桥MMC结构的无功补偿装置的控制方法，其特 征在于:所述延迟方法获取电网电压三相正负序分量的过程包括： 在三相电网电压不平衡时，由对称分量法得到：式中11/(〇、11"〇、1^(〇分别是电压的正序、负序和零序分量^代表3、13、(3三相； 采用Y型无中线连接方式，由上式得：由上式得到：得到三相电压的正负序分量，如下式所示； Ua+(t)=l/3[ua(t)-Ub(t-T/6)+Uc(t-T/3)] Ua-(t) = l/3[Ua(t)-Ub(t-T/3)+Uc(t-T/6)] Ub+(t)=l/3[ua(t-T/3)+Ub(t)-Uc(t-T/6)] Ub-(t) = l/3[-ua(t-T/6)+Ub(t)-uc(t_T/3)]9. 根据权利要求6所述三相不平衡下双H桥MMC结构的无功补偿装置的控制方法，其特 征在于:所述第二控制器将每一相环流进行正负序分离，得到的正序环流和负序环流分别 与环流参考值进行比较，得到的结果通过比例调节形成第二H桥单元的电压参考值， 将这个参考值平均分成2份，分别加在该相上、下桥臂的第二H桥单元的电压参考，得到a相 第二H桥单元的调制波。10. 根据权利要求6所述三相不平衡下双H桥MMC结构的无功补偿装置的控制方法，其特 征在于:所述第二控制器实现第二H桥单元电容电压均衡的过程包括:每一相上、下桥臂第 二H单元电容电压的给定值V H2,ref与第二H桥单元的实际电容电压进行比较，经过PI调节后， 其输出乘以该桥臂电流的符号函数;若桥臂电流大于〇,则符号函数为+1;若桥臂电流小于 0,则符号函数为-1;将电压给定值V r,ref(r = P，N)与三角载波比较后得到PffM波，经驱动单元 驱动第二H单元中的功率开关管，对第二H桥单元电容进行充放电控制。
【专利摘要】三相不平衡下双H桥MMC结构的无功补偿装置及其控制方法，它涉及一种MMC无功补偿装置及其控制方法。本发明是为了解决现有技术的无功补偿装置存在在三相电网电压不平衡状态下三相间的能量流动性差，系统工作效率低，安全性和稳定性差的问题。本发明主控部分的第一控制器采用基于前馈解耦的正负序分离的双环控制策略生成三相调制信号，通过基于载波移相的电压排序控制法生成驱动信号；第二控制器采用在对环流进行正负序分离的基础上，通过对第二H桥单元自身电容电压的均衡控制和抑制系统环流控制策略结合，生成三相调制信号。本发明在电网不平衡的情况下能快速、安全、稳定进行工作。
【IPC分类】H02M5/458, H02J3/18
【公开号】CN105490285
【申请号】CN201510980415
【发明人】高晗璎, 王海瑞, 于美洁, 张仕野
【申请人】哈尔滨理工大学
【公开日】2016年4月13日
【申请日】2015年12月23日
【技术领域】
[0001] 本发明设及MMC无功补偿装置及其控制方法，具体设及Ξ相不平衡下双Η桥MMC结 构的无功补偿装置及其控制方法，属于无功补偿技术领域。
【背景技术】
[0002] 电能作为人们生活所必需的能源，其覆盖范围和应用程度代表着我国综合国力。 随着电力电子技术的迅猛发展，并被大规模地运用在了电力领域，而且由于不平衡和非线 性的负荷在配电网中不断地增多，电能质量受到了严重影响，其危害越来越严重，必须加 W 改变。静止无功发生器(STATC0M)是一种基于全控型电力电子器件的补偿装置，具有体积 小、调节速度快、调节范围广和输出电流谐波含量少等特性，不仅能够有效地满足电网节 能、降损的要求，而且有利于改善电网的供电质量。
[0003] 目前，常见的多电平拓扑结构主要有Ξ种:二极管错位型、飞跨电容型W及Η桥级 联型。二极管错位型和飞跨电容型结构，随着电平数的增加，所需的开关器件和错位电容数 量会大大增加，不利于实现更高电平的变换电路，而且电容电压不易均衡，推广应用受到限 制;Η桥级联结构，当Ξ相输出的电流不均衡时，桥臂间不能传递有功能量，难W实现Ξ相模 块间的电容电压平衡。
[0004] 为此，德国慕尼黑联邦国防军大学的学者提出了模块化多电平换流器(MMC)的拓 扑结构。但MMC功率拓扑结构应用在高压、大容量系统时，也存在一些问题:如何降低MMC构 成单元的开关频率，降低功率损耗;如何在现有硬件资源的前提下，少量增加硬件单元W提 高MMC输出的电平数;并且由于子模块电容电压的不平衡，会引起每一相上、下桥臂间与桥 臂内子模块间的能量分布不平衡，导致环流的产生，所W需要进行环流抑制等。
【发明内容】
[0005] 本发明的目的是为了解决现有技术的无功补偿装置存在在Ξ相电网电压不平衡 状态下Ξ相间的能量流动性差，系统工作效率低，安全性和稳定性差等问题。
[0006] 本发明的技术方案是:Ξ相不平衡下双Η桥MMC结构的无功补偿装置，包括:主控部 分和驱动单元，所述主控部分包括第一控制器和第二控制器，所述第一控制器包括正负序 分离单元、正序电流控制环、负序电流控制环、第一调制单元和电容电压排序单元，所述正 负序分离单元的正序输出端和负序输出端分别接入正序电流控制环和负序电流控制环，正 序电流控制环的输出端和负序电流控制环的输出端连接第一调制单元，第一调制单元的输 出单通过电容电压排序单元连接驱动单元，所述第二控制器包括正序环流控制环、负序环 流控制环和第二调制单元，正序环流控制环的输出端和负序环流控制环的输出端通过第二 调制单元连接驱动单元。
[0007] 所述正负序分离单元包括电压正负序分离模块、电流正负序分离模块、锁相环、Ξ 角转换模块、第一坐标转换模块和第二坐标转换模块，电压正负序分离模块的正序电压输 出端依次通过锁相环和Ξ角转换模块连接第一坐标转换模块，电流正负序转换模块的输出 端分别连接第一坐标转换模块和第二坐标转换模块，第一坐标转换模块的输出端为正序输 出端，第二坐标转换模块的输出端为负序输出端。
[0008] 所述正序电流控制环和负序电流控制环的结构相同，正序电流控制环包括第一比 较器、第二比较器、第Ξ比较器、第四比较器、第五比较器、第一 PI控制器、第二PI控制器、第 ΞΡΙ控制器、第一电抗器、第二电抗器和第Ξ坐标转换模块，第一比较器的输出端经过第一 PI控制器连接第Ξ比较器，所述正负序分离单元的正序输出端分别连接第二比较器、第Ξ 比较器第一电抗器和第二电抗器，第Ξ比较器的输出端依次连接第ΞΡΙ控制器、第五比较 器和第=坐标转换模块，第二比较器的输出端依次连接第二PI控制器、第四比较器和第= 坐标转换模块，所述第一电抗器的输出端连接第四比较器，第二电抗器的输出端连接第五 比较器，所述第Ξ坐标转换模块的输出端为正序电流控制环的输出端，正序电流控制环的 输出端和负序电流控制环的输出端通过第一比较器组连接第一调制单元。
[0009] 所述第二控制器的正序环流控制环和负序环流控制环的结构相同，正序环流控制 环包括第六比较器、第屯比较器、第八比较器、第九比较器、第十比较器、第四PI控制器、第 五PI控制器、第一函数模块、第二函数模块、比例调节模块和平分模块，所述第六比较器的 输出端依次连接第四PI控制器、第一函数模块和第八比较器，第屯比较器的输出端依次连 接第五PI控制器、第二函数模块和第九比较器，所述第十比较器的输出端依次连接比例调 节模块和平分模块，平分模块的输出端分别连接第八比较器和第九比较器，第八比较器和 第九比较器的输出端为正序环流控制环的输出端，正序环流控制环的输出端和负序环流控 制环的输出端通过第二比较器组连接第二调制单元。
[0010] 所述Ξ相不平衡下双Η桥MMC结构的无功补偿装置包括MMC换流器，所述MMC换流器 包括结构相同的Ξ相上桥臂和Ξ相下桥臂，每相上桥臂均包括串联连接的的第一 Η桥单元、 第二Η桥单元和若干半桥单元，通过增加两个Η桥单元来达到抑制环流并使输出电压电平数 倍增的目的，双Η桥匪C换流器具有模块化程度高、谐波崎变小、开关损耗低的特点，且电网 不平衡条件下也有很好的补偿效果，适合应用于高压大功率领域，所述MMC变流器的拓扑结 构具有公共直流母线，=相间的能量能够相互流动，系统Ξ相电压不平衡时也能正常运行， 因此，基于MMC换流器的STATC0M能够实现无功功率、谐波W及不平衡的综合补偿。
[0011] 基于Ξ相不平衡下双Η桥MMC结构的无功补偿装置的控制方法，所述主控部分的第 一控制器利用正负序分离的电流检测方法对电流进行检测，采用基于前馈解禪的正负序分 离的双环控制策略生成Ξ相调制信号，通过基于载波移相的电压排序控制法生成驱动信 号，在Ξ相电压不平衡状态下，有效地补偿无功和负序电流;第二控制器采用在对环流进行 正负序分离的基础上，通过对第二Η桥单元自身电容电压的均衡控制和抑制环流控制策略 结合，生成Ξ相调制信号。
[0012] 所述正负序分离的电流检测过程包括：
[0013] 利用延迟法获取电网电压的Ξ相正序分量，将电网电压的Ξ相正序分量作为参考 坐标，将变流器输出的Ξ相电流的ip-iq检测。
[0014] 所述延迟法获取电网电压Ξ相正负序分量的过程包括：
[0015] 在Ξ相电网电压不平衡时，由对称分量法得到：
[0016]
[0017] 式中11/(〇、11、-(*)、11、<^4)分别是电压的正序、负序和零序分量，义代表曰、13、(3^相；
[0018] 采用Υ型无中线连接方式，由于上式可得：
[0024]得到Ξ相电压的正负序分量，如下式所示；
[002引 Ua+(t) = l/3[Ua(t)-Ub(t-T/6)+Uc(t-T/3)]
[0026] Ua-(t) = l/3[Ua(t)-Ub(t-T/3)+Uc(t-T/6)]
[0027] Ub^(t)=l/3[ua(t-T/3)+Ub(t)-Uc(t-T/6)]
[002引 ub_(t) = l/3[-Ua(t-T/6)+Ub(t)-Uc(t-T/3)]
[0029] 所述第二控制器将每一相环流进行正负序分离，得到的正序环流和负序环流分别 与环流参考值iur,ref进行比较，得到的结果通过比例调节形成第二Η桥单元的电压参考值， 将运个参考值平均分成2份，分别加在该相上、下桥臂的第二Η桥单元的电压参考，得到a相 第二Η桥单元的调制波，运样在消除环流的同时也将第二Η桥单元对MMC的输出电压影响降 到最低。
[0030] 所述第二控制器实现第二Η桥单元电容电压均衡的过程包括:每一相上、下桥臂 皿2电容电压的给定值Vh2 , ref与Η桥单元皿2的实际电容电压进行比较，经过ΡΙ调节后，其输 出乘W该桥臂电流的符号函数:若桥臂电流大于0,则符号函数为+1;若桥臂电流小于0,则 符号函数为-1。最后，将电压给定值Vwef(r = P，N)与Ξ角载波比较后得到nm波，经驱动单 元驱动第二Η单元中的功率开关管，对皿2电容进行充放电控制，W实现皿2电容电压的平 衡。
[0031] 本发明与现有技术相比具有W下效果:本发明第一控制器采用的基于载波移相的 电容电压排序法，控制简单、易于实现，并且可W避免半桥单元没必要的投切，减少功率管 的开关次数，降低开关损耗;通过前馈解禪控制对dq轴解禪，可W使得控制更为简单，并通 过传统线性PI调节可实现无静差调节。为了在电网不平衡时进行无功补偿，最终采用负序、 正序2个控制环来控制，实现在电网不平衡情况下，进行无功补偿的同时进行负序分量补 偿。
[0032] 本发明采用双Η桥MMC换流器作为STATC 0M的主电路，加入的第一个Η桥单元的电容 电压为半桥单元电容电压的一半，使MMC输出电平由化+1提高到4η+1，使得输出电压更接近 于正弦波，谐波含量小，并且选择适当的控制算法可减小功率管的开关频率，降低开关损 耗。
[0033] 所述双Η桥MMC拓扑采用第二Η桥单元进行环流抑制，不用进行二倍频的负序坐标 变换，占用的软件资源相对来说比较少;并且第二Η桥单元的电容电压较小，对MMC输出的影 响可W忽略;利用正负序分离法得到环流的正序分量和负序分量，并分别进行环流抑制控 审IJ，有效地提高了环流抑制效果。
[0034] 所述基于瞬时无功功率理论的ip-iq电流检测法，该方法具有较好的实时性，能准 确的检测出电网中的有功电流和无功电流的大小，提高系统的稳定性;在电网电压不平衡 的情况下，利用正负序分离法对电网电流进行正负序分离，并采用正负序双环控制策略使 系统能分别补偿系统无功和负序电流。
[0035] 本发明是一种新型的高压、大功率无功补偿装置，在电网不平衡的情况下能快速、 安全、稳定进行工作，不但能补偿电网无功，还有支撑电网电压、抑制环流的作用。
【附图说明】
[0036] 图1双Η桥MMC拓扑结构示意图；
[0037] 图2半桥单元的工作状态示意图；
[003引图3 Η桥单元结构图；
[0039] 图4延迟法原理图；
[0040] 图5 ip-iq检测法原理图；
[0041] 图6电网不平衡情况下的正负序电流检测原理图；
[0042] 图7有功、无功电流控制框图；
[0043] 图8前馈解禪等效控制框图；
[0044] 图9 STATC0M电压电流双闭环的控制框图；
[0045] 图10正负序双环控制框图；
[0046] 图11需投入电平数的确定示意图；
[0047] 图12电容电压排序法流程图；
[004引图13双Η桥MMC结构的调制策略示意图；
[0049] 图14第一 Η桥单元皿1控制框图；
[0050] 图15双Η桥MMC拓扑结构的等效模型示意图；
[0051] 图16第二控制器工作原理示意图；
[0化2] 图17 STATCOM系统总控制框图；
[0053] 图18电压过零检测电路原理图；
[0054] 图19电流检测及其调理电路示意图；
[0055] 图20过流保护电路示意图；
[0056] 图2巧区动电路示意图；
[0化7]图22主程序流程图；
[005引图23捕获中断流程图；
[0059] 图24 T1中断子程序流程图；
[0060] 图25故障保护中断子程序流程图；
[0061] 图26本发明的系统整体框图。
【具体实施方式】
[0062] 结合【附图说明】本发明的【具体实施方式】，由图17和图26所示，本发明的Ξ相不平衡 下双Η桥MMC结构的无功补偿装置，包括:主控部分和驱动单元，所述主控部分包括第一控制 器和第二控制器，所述第一控制器包括正负序分离单元、正序电流控制环、负序电流控制 环、第一调制单元16和电容电压排序单元17,所述正负序分离单元的正序输出端和负序输 出端分别接入正序电流控制环和负序电流控制环，正序电流控制环的输出端和负序电流控 制环的输出端连接第一调制单元16,第一调制单元16的输出单通过电容电压排序单元17连 接驱动单元，所述第二控制器包括正序环流控制环、负序环流控制环和第二调制单元33,正 序环流控制环的输出端和负序环流控制环的输出端通过第二调制单元33连接驱动单元。
[0063] 如图6所示，所述正负序分离单元包括电压正负序分离模块18、电流正负序分离模 块21、锁相环19、Ξ角转换模块20、第一坐标转换模块11和第二坐标转换模块12,电压正负 序分离模块18的正序电压输出端依次通过锁相环19和Ξ角转换模块20连接第一坐标转换 模块11，电流正负序转换模块的输出端分别连接第一坐标转换模块11和第二坐标转换模块 12,第一坐标转换模块11的输出端为正序输出端，第二坐标转换模块12的输出端为负序输 出端。
[0064] 如图10和图17所示，所述正序电流控制环和负序电流控制环的结构相同，正序电 流控制环包括第一比较器1、第二比较器2、第Ξ比较器3、第四比较器4、第五比较器5、第一 ΡΙ控制器6、第二ΡΙ控制器7、第ΞΡΙ控制器8、第一电抗器9、第二电抗器10和第Ξ坐标转换 模块13,第一比较器1的输出端经过第一 ΡΙ控制器6连接第Ξ比较器3,所述正负序分离单元 的正序输出端分别连接第二比较器2、第Ξ比较器3第一电抗器9和第二电抗器10,第Ξ比较 器3的输出端依次连接第ΞΡΙ控制器8、第五比较器5和第Ξ坐标转换模块13,第二比较器2 的输出端依次连接第二ΡΙ控制器7、第四比较器4和第Ξ坐标转换模块13,所述第一电抗器9 的输出端连接第四比较器4,第二电抗器10的输出端连接第五比较器5,所述第Ξ坐标转换 模块13的输出端为正序电流控制环的输出端，正序电流控制环的输出端和负序电流控制环 的输出端通过第一比较器组15连接第一调制单元16。
[0065] 如图16和图17所示，所述第二控制器的正序环流控制环和负序环流控制环的结构 相同，正序电压控制环包括第六比较器21、第屯比较器22、第八比较器23、第九比较器24、第 十比较器25、第四ΡΙ控制器26、第五ΡΙ控制器27、第一函数模块28、第二函数模块29、比例调 节模块30和平分模块31，所述第六比较器21的输出端依次连接第四PI控制器26、第一函数 模块28和第八比较器23,第屯比较器22的输出端依次连接第五PI控制器27、第二函数模块 29和第九比较器24,所述第十比较器25的输出端依次连接比例调节模块30和平分模块31， 平分模块的输出端分别连接第八比较器23和第九比较器24,第八比较器23和第九比较器24 的输出端为正序环流控制环的输出端，正序环流控制环的输出端和负序环流控制环的输出 端通过第二比较器组32连接第二调制单元33。
[0066] 所述Ξ相不平衡下双Η桥MMC结构的无功补偿装置包括MMC换流器，所述双Η桥MMC 换流器由6个桥臂组成，其中每一相包括上、下两个桥臂和2个电抗器Lc，每个桥臂由多个完 全相同的半桥单元SM和2个Η桥单元组成，每个半桥单元包括两个带有反向并联二极管的 IGBT和1个储能电容C，H桥单元包括四个带有反向并联二极管的IGBT和1个储能电容C;2个Η 桥单元的作用是其中的一个Η桥单元可W实现输出电平数的倍增，另一个Η桥单元可W实现 对环流的有效抑制;通过基于正负序分离法的ip-iq电流检测法和电压、电流双闭环解禪控 制生成Ξ相调制信号;采用基于载波移相的电容电压排序法，生成驱动信号分别控制MMC半 桥单元和第一 Η桥单元，实现半桥单元电容电压的平衡并使输出电平数倍增;利用第二Η桥 单元对环流进行抑制，并且其对MMC输出电压的影响可忽略。
[0067] 双Η桥MMC拓扑结构如图1所示，MMC装置由多个半桥单元、第一 Η桥单元皿1和第二Η 桥单元皿2,其中半桥单元用于控制桥臂中的基波负载电流，一个Η桥单元可W实现对输出 电平数的成倍增加，而另一个Η桥单元用于进行环流抑制。
[0068] SM为半桥单元，每个半桥单元由两个带有反向续流二极管的IGBT和1个储能电容C 组成，每个半桥单元只能输出0和Vd两种电压状态。开关管不同的开关状态对应半桥单元不 同的输出电压及电容充放电状态，如表1所示。
[0069] 表1半桥单元不同开关状态的对应状态表
[0070]
[0071] MMC的半桥单元SM工作状态如图2所示，图中箭头表明电流的流向。半桥单元SM共 有=种工作状态：
[0072] 1)Τι化1)开通、Τ2(〇2)关断为投入状态；
[0073] 如图2a)所示，为半桥单元投入状态。半桥单元的输出电压始终为电容上的电压， 此时半桥单元电容的充、放电状态取决于电流的流向。
[0074] 2)Ti(Di)关断、T2(D2)开通为切除状态；
[0075] 如图化)所示，为半桥单元切除状态。半桥单元的输出电压始终是0,电流的流向不 影响半桥单元的电容电压。
[0076] 3) Τι和T2均关断为闭锁状态；
[0077] 如图2c)所示，为半桥单元闭锁状态。此状态下，只能向半桥单元电容充电，半桥单 元电容不能放电，MMC处于非正常运行状态。
[0078] Η桥单元包括第一 Η桥单元和第二Η桥单元，其结构图如图3所示，有3种开关状态； 其中Uh为Η桥单元输出电压；用Si、S2、S3和S4分别表示4个开 关管Τι、Τ2、Τ3和Τ4的开关状态，直 流侧电容电压为Vh，则4个开关管不同的开关状态对应Η桥单元不同的输出电压及电容充放 电状态，如表2所示。
[0079] 表2 Η桥单元不同开关状态对应状态表
[0080]
[0081]
[0082] 所述Ξ相不平衡下双Η桥MMC结构的无功补偿装置包括电压过零检测电路，如图18 所示，所述电压过零检测电路包括电压传感器34、比较电路35和反相器36,电压传感器34的 输入端连接Ξ相交流电源的输出端，电压传感器34的输出端连接比较电路35的输入端，比 较电路35的输出端通过反相器36连接DSP模块，将正弦波的电网电压通过电压过零检测电 路产生一个上升沿同正向电网电压过零点重合，且与电网同频率的方波信号，再通过测量 相邻两个上升沿之间的时间间隔即可得到电网电压的周期。
[0083] 所述Ξ相不平衡下双Η桥MMC结构的无功补偿装置包括电流检测及调理电路，如图 19所示，所述电流检测及调理电路包括电流传感器37、光电隔离放大器38和偏置电路39,电 流传感器37的输出端连接光电隔离放大器38,光电隔离放大器38的输出端连接偏置电路 39,偏置电路39输出端为电流检测及调理电路的输出端，电流检测的输入端与负载和换流 器输出相连接，输出端送到DSP进行信号处理，本发明采用高速的电流霍尔模块CHB-25NP实 现Ξ相电流检测，并利用光电隔离放大器38进行隔离，本实施方式采用的光电隔离放大器 的型号为HCPL7840。
[0084] 所述Ξ相不平衡下双Η桥MMC结构的无功补偿装置包括过流保护电路，如图20所 示，所述过流保护电路包括比较器40和错位电路41，错位电路41的中点与DSP模块建立连 接，电流正常的情况下，本实施方式的比较器LM393输出高电平，但当电路中的电流过大时， 比较器LM393的输出电平变为低电平，触发故障保护中断，从而使DSP封锁所有PWM脉冲信号 的输出，W保护整个SVG系统。
[0085] 本实施方式所采用的过流保护电路需要利用TMS320F2812的功率驱动保护中断 PDPINTA来实现。电流正常的情况下，DSP的nm脉冲信号正常输出；但当电路中的电流过大 时，触发故障保护中断PDPINTA，使DSP封锁所有PWM脉冲信号的输出，W保护整个STATCOM系 统。
[0086] 本实施方式采用的驱动电路如图21所示，隔离驱动电路采用驱动忍片化P250,提 高系统的抗干扰能力。首先利用忍片7406对DSP产生PWM信号进行反相处理，再将此信号输 入驱动忍片TLP250产生驱动功率管的信号。
[0087] 本实施方式的控制电路WTI公司的TMS320F2812为核屯、，实现电压电流的采集、调 制信号的生成、电容电压排序、产生PWM信号等功能，其它电路由采样电路、驱动电路及保护 电路等组成。
[0088] 基于所述Ξ相不平衡下双Η桥MMC结构的无功补偿装置的控制方法，主控部分的第 一控制器利用基于正负序分离的电流检测方法对电流进行检测，采用基于前馈解禪的正负 序分离的双环控制策略生成Ξ相调制信号，通过基于载波移相的电压排序控制法生成驱动 信号;第二控制器采用在对环流进行正负序分离基础上，通过对第二Η桥单元自身电容电压 的均衡控制和抑制环流控制策略结合，生成Ξ相调制信号。
[0089] 相电网电压不平衡分析
[0090] Ξ相电网不平衡时，其Ξ相电压表达式为：
[0091]
(1)
[OOW] 式（1)中，山3、化3、1]。3是3、13、(3;相电压有效值，063、066、0/是3、13、(3电压起始相位， Ξ相中每相的电压大小和相位均可和其它两相不相同，频率应都为工频50Hz。
[0093] 由对称分量法，运些电压能够分解为对称的3组向量，可表示为式(2)所示，式中u/ (t)、Ux-(t)、uAt)分别是电压的正序、负序和零序分量，X代表a、b、cS相。
[0094]
(2)
[0095] 本发明采用Y型无中线连接方式的电路，无需考虑零序分量，只需考虑正负序分 量，则式(2)可变为：
[0099]在式(4)中，矩阵C23是把电压量由两相静止坐标系上到Ξ相静止坐标系上的变换 矩阵，R(e)是正序坐标变换矩阵，R(-e)是负序坐标变换矩阵。则Ξ相不平衡的系统电压变 换到两相旋转坐标系下的公式是：
[0103] 由式（5)可知：在dq坐标系里，原来Ξ相系统里静止abc坐标系中的正序的电压分 量变成了直流量，而负序分量变为了二次谐波分量。
[0104] 2正负序分量检测法
[0105] 通过上述分析可知，在正序同步旋转dq坐标系下滤除二次谐波电压，可W获得dq 轴下的正序电压[u/，Uq+]T，再经过坐标反变换既可获得Ξ相静止abc坐标系下Ξ相正序电 压[113+，心，11。+^;同理可得，在负序同步旋转(^1坐标系下滤除二次谐波电压可获得(^1轴下 的负序电压[ιι<Γ，ι?9?Τ，再经坐标反变换即可获得Ξ相静止abc坐标系下Ξ相负序电压[山^ Ub-,Uc_]T。
[0106] 现有技术通常采用基于低通滤波器的二次谐波滤除法和基于陷波器的二次谐波 滤除法获得正负序分量，基于低通滤波器的二次谐波滤除法中的低通滤波器可能因为频带 较窄造成动态滞后；而基于陷波器的二次谐波滤除法中的陷波器与品质因数有关，想要滤 除效果好，就需要降低品质因数，而品质因数太低，则会减小控制带宽。
[0107] 所W，本发明中利用延迟法来实现正负序分离。
[0108] 延迟法利用的是正负序特性和对称分量法来计算正负序分量，并且在计算过程 中，所用到的延迟时间和相序有关。
[0109] 由式(3)可知
[0114]在式(8)中，负序电压之和为0，则可化简为：
[0115]
[0116] 又由Ξ角函数关系可得：
[0117] ub(t+T/3)=Ub(t-2T/3)=-Ub(t-2T/3W/2)=-Ub(t-T/6) (10)
[0118] 由式（10)可知，延时2T/3可由延时T/6来代替，考虑控制系统的采样时间和DSP的 运算时间，运种延时完全可W接受。由式(9)和（10)可得：
[0119] Ua^(t) = l/3[ua(t)-Ub(t-T/6)+Uc(t-T/3) ] (11)
[0120] Ua (t) = l/3[ua(t)-Ub(t-T/3)+Uc(t-T/6)] (12)
[0121] Ub^(t) = l/3[ua(t-T/3)+Ub(t)-Uc(t-T/6) ] (13)
[0122] Ub (t) = l/3[-Ua(t-T/6)+Ub(t)-Uc(t-T/3)] (14)
[0123] 在Ξ相系统中，Ξ相正序分量和负序分量都是对称的，所W只需求出两相分量即 可求得第Ξ相的分量。利用延迟法获得电网电压正负序分量的原理图如图4所示。
[0124] 3电流检测法
[012引1)电网平衡下ip-iq检测法：
[0126]首先需要计算出Ξ相电流的有功和无功分量ip、iq:
[0129] 将式（15)算出的ip、iq经过低通滤波器后，得到ip、iq中的直流分量[、再经过 反变换得到Ξ相基波电流iaf、ibf、icf。
[0130]
(16)
[0131] 用；相电流ia、ib、ic减去相应的S相基波成分13:、山、^，即可得到；相电流的谐 波和无功成分134、1化、1心图5为1。-1。检测法原理图。
[0132] 2)电网不平衡下正负序电流检测法
[0133] 在ip-iq法中，通常需要一个锁相环和一个正弦余弦发生器来产生一个与a相电压 同相的正弦和余弦信号参与后面的检测。当电网不平衡时，电网电压中将含有大量的负序 分量，而运些负序分量的注入必然还会影响检测效果。所W在电网电压不对称的情况下，我 们可W将Ξ相电网电压中的正序分量提取出来，W电网Ξ相的正序电压作为同步参考坐 标，完成ip-iq的检测，图6为电网不平衡情况下的正负序电流检测。
[0134] 4、基于前馈解禪的系统控制策略
[01对由坐标变换得到电网电压和STATC0M输出电压的dq分量Vsd，Vsq和Vcd，V。。如下：
[0136]
(17)
[0137] 其中：δ为STATCOM输出电压与电网电压的相位差，Μ为调制比，Us为电网电压，Udc为 直流侧电容电压。
[013引将STATCOM的输出电压在dq坐标系下的分量vcd和vcq作为控制量，则由公式
δ = tg^ ( Ved/Veq)可W看出，通过控制Ved和V。。的大小就能调节STATCOM与 电网有功与无功功率的交换，从而达到无功补偿系的目的。
[0139] 将整个变流器的损耗等效为固定电阻R，连接电抗器及线路电感等效为电感L，则 变流器输出电压Vcd和Vcq的表达式为
[0140] (18)
[0141] 根据式（18)得到有功、无功电流控制框图如图7所示。为了对dq轴解禪，采取前馈 解禪控制策略。
[0142] 引入变量xi，X2:
[014引其中ki、k2为比例系数，Τι、T2为积分时间。
[0149] 则可得到前馈解禪等效控制框图如图8所示，将dq坐标系下的给定电流和反馈电 流作差，经2个PI控制器输出2个中间变量xi、X2,从而在dq坐标系下实现解禪，最终得到如图 9所示的基于前馈解禪的双闭环STATCOM系统结构框图。
[0150] 由图9可W看出，STATCOM系统由由电压外环与电流内环2部分组成，电压环是为了 调节直流侧电容电压，它的结果作为电流给定值id*;另一方面需测得负荷侧的无功电流设 定成给定量iq*，逆变器发出电流经dq变换得出电流反馈量再与id*、iq*相比较，再进行PI调 节，经一系列运算，最后得至化TATC0M想要输出的电压Vcd、Vcq。
[0151] 利用图6所示基于正负序分离的ip-iq电流检测法，再与之前系统平衡时的控制策 略结合。由于本发明采用的是Υ型无中线接法，无需考虑零序分量，只需将电流经正负序分 离后得到的正序分量和负序分量分别进行控制。通过上述分析，为了在电网不平衡时进行 无功补偿，最终采用负序、正序2个控制环来控制，正负序双环控制框图如图10所示。
[0152] 5、半桥单元控制策略
[0153] 在MMC拓扑结构中，每个桥臂会串联多个半桥单元，但每个半桥单元的直流电容电 压是相互独立的。由于电容容值波动、功率管导通压降差异W及驱动信号延迟等原因会造 成半桥单元直流侧电容电压的不平衡。
[0154] 为了维持MMC半桥单元电容电压的均衡，采用半桥单元电容电压排序控制策略，来 保持半桥单元电容电压的平衡，其实现过程如下：
[0155] 1)需投入电平数的确定
[0156] 首先，利用CPS-SPWM调制技术将经过前馈解禪控制得到的调制波信号与每个桥臂 的移相Ξ角载波进行比较，得到需要的电平数Ν;
[0157] 然后，对得到电平数Ν进行判断，并得到新的电平数k;
[0158] 最后，根据每个桥臂半桥单元电容电压高的排序情况和桥臂电流的流动方向选择 相应的k个半桥单元投入。需投入电平数的确定流程图如图11所示。
[0159] 2)半桥单元电容电压排序法的步骤
[0160] 半桥单元电容电压排序法的流程图如图12所示，其中iarm为桥臂电流：
[0161] (1)当iam〉0时，即桥臂电流对半桥单元电容充电，根据半桥单元电容电压排序结 果，确定投入电容电压最低的k个半桥单元，即桥臂电流对运k个半桥单元电容充电，使其电 压升高。
[0162] (2)当iar"<0时，即桥臂电流对半桥单元电容放电，则根据半桥单元电容电压排序 结果，确定投入电容电压最高的k个半桥单元，即桥臂电流对运k个半桥单元电容放电使其 电压降低。
[0163] 运样，就实现了半桥单元电容电压的平衡。
[0164] 6、第一 Η桥单元皿1的控制策略
[0165] 对于传统MMC，设在MMC中每相上、下桥臂串联半桥单元数各为η，同时采用载波移 相调制技术，则其交流侧输出电压的最大电平数为化+1。
[0166] 对于双Η桥MMC，首先在传统MMC的基础上在每个桥臂中各加入一个Η桥单元皿1，其 直流侧电容电压为半桥单元直流侧电容电压的一半，即VHi = Vd/2。由Η桥工作原理可知，皿1 的输出电平数为3个，分别是+Vd/2、0和-Vd/2,因此，利用Η桥单元皿1的输出电平配合每个桥 臂串联半桥单元的投切，即可在原有的化+1个电平中间插入新的化个电平，达到4η+1个电 平输出，从而使双Η桥MMC的输出电平数成倍增加。
[0167] 第一 Η桥单元皿1使双Η桥MMC的输出电平数成倍增加的实现方法为：
[0168] 首先，利用载波移相技术对调制信号进行逼近，得到电平数Ν，然后进行判断：
[0169] 1)若电平数Ν为原有的化+1个电平，则Η桥单元皿1不需要投入运行，半桥单元需要 输出的电平数k = N，然后根据电平数k得到串联半桥单元单元的控制信号；
[0170] 2)若电平数N为新的化个电平，贝化桥单元皿1投入运行，需要通过皿1控制模块得 至化桥单元HB1的控制信号；同时，确定新的电平数k = N-Sign(Uhl)，其中Uhl为第一Η桥单元 皿1的输出电压;然后，通过半桥单元控制模块得到半桥单元单元的控制信号。新型拓扑结 构的调制策略框图如图13所示。
[0171] 由于皿1单元的投入和切除要配合串联的半桥单元的投入和切除，所W皿1的控制 方法为：
[0172] 1)首先，对流过桥臂的电流和直流侧电容电压进行检测，根据电流方向和皿1直流 侧电容电压的大小确定所需充放电状态；
[0173] 2)然后，根据模块所需充放电状态及电流方向得到输出电压状态，进而得到皿1的 驱动信号。皿1的控制流程图如图14所示，表3为皿1输出电压状态判定表。
[0174] 表3皿1输出电压状态确定
[0175]
[0176] 7、第二Η桥单元皿2的控制策略
[0177] 1)抑制环流机理
[0178] 对于双Η桥MMC，在每个桥臂都加入第一个Η桥单元皿1后，每个桥臂各加入第二个Η 桥单元皿2，则构成双Η桥MMC整体拓扑结构，如图1所示。双Η桥MMC功率拓扑结构的等效模型 如图15所示，其中直流母线电流为idc，S相上桥臂电流分别为13。心。、1。。，；相下桥臂电流 分别为iaN、ibN、icN，Ξ相输出电流分别为ia、ib、ic。
[0179] 下面Wa相为例，对双Η桥匪C拓扑结构的环流抑制原理进行分析，由K化电路理论 可知，a相输出电流可表示为
[0180] ia=iaP-iaN (22)
[0181] 设a相桥臂的环流为iur,3,因上、下桥臂的电路结构相同，则有
[0186] 立相匪(：直流母线的电流idc为a、b、c^相环流之和，即
[01 87] idc 二 icir, a+icir, b+icir, C ( 26 )
[0188] 由于Ξ相对称，Ξ相环流可表示为
[0189]
(27)
[0190] 式中13/，〇 =曰，6，(3)是环流中的二倍频负序交流量，结合式(23)、（24)与（27)可 得
[0193] 综合式(28)与(29)，可得a相环流的二倍频负序交流成分为
[0194]
(細）
[01 M] MMC系统的每个桥臂所有半桥单元可等效为可控的电压源Vjr( j =a，b，C;r = P，N)， 贝ija相上、下桥臂的输出电压可表示为
[019引在图15的等效模型中，Η桥单元皿1、皿2的输出电压为￥叫加￥肥加^直流母线电 压的中点为参考，MMC系统输出的Ξ相电压为Vj，每个桥臂的等效电阻为Rc，根据KA^L电路理 论，可W得到
[0201] 将式(33)和(34)相加，结合式(23)~(27)，可得：
[0202]
[020引由式(35)可W看出，可W通过控审化桥单元皿2的输出电压(VH2,aP+VH2,aN)大小与电 压差(Ud-VaP-VaN)-(VHl,aP+VHl,aN)相等从而达到消除环流的目的。
[0204] 2)环流抑制实现
[0205] 将每一相环流进行正负序分离，得到正序环流和负序环流，再分别与环流参考值 icir,ref行比较，得到的结果通过比例调节形成Η桥单元皿2的电压参考值，将运个参考值平 均分成2份，分别加在该相上、下桥臂Η桥单元皿2的电压参考，运样，在消除环流的同时也将 皿2对MMC输出电压的影响降到最低。环流抑制的原理如图16所示，其中。-.为a相环流的正 序分量Λ,.,.。，为a相环流的负序分量。
[0206] 所述第二控制器实现第二Η桥单元电容电压均衡的过程包括:每一相上、下桥臂 皿2电容电压的给定值VH2,rrf与Η桥单元皿2的实际电容电压进行比较，经过ΡΙ调节后，其输 出乘W该桥臂电流的符号函数:若桥臂电流大于0,则符号函数为+1;若桥臂电流小于0,则 符号函数为-1。最后，将电压给定值V r,rrf(r = P，N)与主控部分产生的Ξ角载波比较后得到 PWM波，经驱动单元驱动第二Η单元皿2中的功率开关管，对皿2电容进行充放电控制。
[0207] 本发明的具体软件执行过程包括：
[0208] 本发明通过主程序、捕获中断子程序、Τ1周期中断子程序W及故障保护中断子程 序的设计来实现控制器DSP的程序设计，中断子程序主要完成锁相同步处理、控制A/D采样 忍片、执行主控制算法等。
[0209] STATC0M系统软件的整体规划是通过主程序设计来完成的，其主要对DSP系统的工 作环境进行配置、系统中相关变量的初始化、各中断的初始化、判断是否开启中断子程序 等，接着进入接收和发送数据的循环中，同时等待中断事件的发生。当中断被开启，暂时停 止主循环，进入到相应的中断服务子程序中进行各种运算和配置PWM控制信号。当中断完成 后，返回主循环，继续等待下一次中断的发生。主程序流程图如图22所示。
[0210] 捕获中断子程序的设计是为了实现数字锁相环，W检测电网的频率。捕获中断子 程序的开启则是通过a相电压信号的过零点产生的上升沿进行触发。值得注意的是电网的 频率并不是一成不变的50化，而是在一个小范围内波动，把电网正常频率定为49.3化~ 50.甜Z，若电网频率正常则将据此计算出电网周期，具体的实现方法如图23所示。
[0211] T1中断子程序的流程图如图24所示，在该子程序里要完成电压电流的采样、桥臂 电流极性的判断、半桥单元电压保护、有功无功的计算W及Ξ相调制波的计算等，DSP的主 要算法都在该子程序中完成。
[0212] 故障保护中断的流程图如图25所示，其目的是若系统发生过流情况时，将运些情 况通知给控制中屯、DSP，令其保护电路阻断脉冲信号的发生进而保护整个系统电路。
【主权项】
1. 三相不平衡下双H桥MMC结构的无功补偿装置，包括:主控部分和驱动单元，其特征在 于:所述主控部分包括第一控制器和第二控制器，所述第一控制器包括正负序分离单元、正 序电流控制环、负序电流控制环、第一调制单元和电容电压排序单元，所述正负序分离单元 的正序输出端和负序输出端分别接入正序电流控制环和负序电流控制环，正序电流控制环 的输出端和负序电流控制环的输出端连接第一调制单元，第一调制单元的输出通过电容电 压排序单元连接驱动单元，所述第二控制器包括正序环流控制环、负序环流控制环和第二 调制单元，正序环流控制环的输出端和负序环流控制环的输出端通过第二调制单元连接驱 动单元。2. 根据权利要求1所述三相不平衡下双H桥MMC结构的无功补偿装置，其特征在于:所述 正负序分离单元包括电压正负序分离模块、电流正负序分离模块、锁相环、三角转换模块、 第一坐标转换模块和第二坐标转换模块，电压正负序分离模块的正序电压输出端依次通过 锁相环和三角转换模块连接第一坐标转换模块，电流正负序转换模块的输出端分别连接第 一坐标转换模块和第二坐标转换模块，第一坐标转换模块的输出端为正序输出端，第二坐 标转换模块的输出端为负序输出端。3. 根据权利要求1所述三相不平衡下双H桥MMC结构的无功补偿装置，其特征在于:所述 正序电流控制环和负序电流控制环的结构相同，正序电流控制环包括第一比较器、第二比 较器、第三比较器、第四比较器、第五比较器、第一 PI控制器、第二PI控制器、第三PI控制器、 第一电抗器、第二电抗器和第三坐标转换模块，第一比较器的输出端经过第一 PI控制器连 接第三比较器，所述正负序分离单元的正序输出端分别连接第二比较器、第三比较器第一 电抗器和第二电抗器，第三比较器的输出端依次连接第三PI控制器、第五比较器和第三坐 标转换模块，第二比较器的输出端依次连接第二PI控制器、第四比较器和第三坐标转换模 块，所述第一电抗器的输出端连接第四比较器，第二电抗器的输出端连接第五比较器，所述 第三坐标转换模块的输出端为正序电流控制环的输出端，正序电流控制环的输出端和负序 电流控制环的输出端通过第一比较器组连接第一调制单元。4. 根据权利要求1所述三相不平衡下双H桥MMC结构的无功补偿装置，其特征在于:所述 第二控制器的正序环流控制环和负序环流控制环的结构相同，正序环流控制环包括第六比 较器、第七比较器、第八比较器、第九比较器、第十比较器、第四PI控制器、第五PI控制器、第 一函数模块、第二函数模块、比例调节模块和平分模块，所述第六比较器的输出端依次连接 第四PI控制器、第一函数模块和第八比较器，第七比较器的输出端依次连接第五PI控制器、 第二函数模块和第九比较器，所述第十比较器的输出端依次连接比例调节模块和平分模 块，平分模块的输出端分别连接第八比较器和第九比较器，第八比较器和第九比较器的输 出端为正序环流控制环的输出端，正序环流控制环的输出端和负序环流控制环的输出端通 过第二比较器组连接第二调制单元。5. 根据权利要求1所述三相不平衡下双H桥MMC结构的无功补偿装置，其特征在于:所述 三相不平衡下双H桥MMC结构的无功补偿装置包括MMC换流器，所述MMC换流器包括结构相同 的三相上桥臂和三相下桥臂，每相上、下桥臂均包括串联连接的的第一 H桥单元、第二H桥单 元和若干半桥单元。6. 基于权利要求1所述三相不平衡下双H桥MMC结构的无功补偿装置的控制方法，其特 征在于:主控部分的第一控制器利用正负序分离的电流检测方法对电流进行检测，采用基 于前馈解耦的正负序分离双环控制策略生成三相调制信号，通过基于载波移相的电压排序 控制法生成驱动信号;第二控制器采用对环流进行正负序分离的基础上，通过对第二H桥单 元自身电容电压的均衡控制和抑制环流控制策略结合，生成三相调制信号。7. 根据权利要求6所述三相不平衡下双H桥MMC结构的无功补偿装置的控制方法，其特 征在于:所述正负序分离的电流检测过程包括： 利用延迟法获取电网电压的三相正序分量，将电网电压的三相正序分量作为参考坐 标，对变流器输出的三相电流进行iP-iq检测。8. 根据权利要求7所述三相不平衡下双H桥MMC结构的无功补偿装置的控制方法，其特 征在于:所述延迟方法获取电网电压三相正负序分量的过程包括： 在三相电网电压不平衡时，由对称分量法得到：式中11/(〇、11"〇、1^(〇分别是电压的正序、负序和零序分量^代表3、13、(3三相； 采用Y型无中线连接方式，由上式得：由上式得到：得到三相电压的正负序分量，如下式所示； Ua+(t)=l/3[ua(t)-Ub(t-T/6)+Uc(t-T/3)] Ua-(t) = l/3[Ua(t)-Ub(t-T/3)+Uc(t-T/6)] Ub+(t)=l/3[ua(t-T/3)+Ub(t)-Uc(t-T/6)] Ub-(t) = l/3[-ua(t-T/6)+Ub(t)-uc(t_T/3)]9. 根据权利要求6所述三相不平衡下双H桥MMC结构的无功补偿装置的控制方法，其特 征在于:所述第二控制器将每一相环流进行正负序分离，得到的正序环流和负序环流分别 与环流参考值进行比较，得到的结果通过比例调节形成第二H桥单元的电压参考值， 将这个参考值平均分成2份，分别加在该相上、下桥臂的第二H桥单元的电压参考，得到a相 第二H桥单元的调制波。10. 根据权利要求6所述三相不平衡下双H桥MMC结构的无功补偿装置的控制方法，其特 征在于:所述第二控制器实现第二H桥单元电容电压均衡的过程包括:每一相上、下桥臂第 二H单元电容电压的给定值V H2,ref与第二H桥单元的实际电容电压进行比较，经过PI调节后， 其输出乘以该桥臂电流的符号函数;若桥臂电流大于〇,则符号函数为+1;若桥臂电流小于 0,则符号函数为-1;将电压给定值V r,ref(r = P，N)与三角载波比较后得到PffM波，经驱动单元 驱动第二H单元中的功率开关管，对第二H桥单元电容进行充放电控制。
【专利摘要】三相不平衡下双H桥MMC结构的无功补偿装置及其控制方法，它涉及一种MMC无功补偿装置及其控制方法。本发明是为了解决现有技术的无功补偿装置存在在三相电网电压不平衡状态下三相间的能量流动性差，系统工作效率低，安全性和稳定性差的问题。本发明主控部分的第一控制器采用基于前馈解耦的正负序分离的双环控制策略生成三相调制信号，通过基于载波移相的电压排序控制法生成驱动信号；第二控制器采用在对环流进行正负序分离的基础上，通过对第二H桥单元自身电容电压的均衡控制和抑制系统环流控制策略结合，生成三相调制信号。本发明在电网不平衡的情况下能快速、安全、稳定进行工作。
【IPC分类】H02M5/458, H02J3/18
【公开号】CN105490285
【申请号】CN201510980415
【发明人】高晗璎, 王海瑞, 于美洁, 张仕野
【申请人】哈尔滨理工大学
【公开日】2016年4月13日
【申请日】2015年12月23日
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