同步整流装置以及使用该装置的交流发电机的制作方法
同步整流装置以及使用该装置的交流发电机的制作方法
【技术领域】
[0001] 本发明设及同步整流 M0S阳T (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor,金属氧化物半导体场效应晶体管）的同步整流装置、W及使用该同步整流装 置的交流发电机。
【背景技术】
[0002] 在汽车中进行发电的交流发电机中，作为整流元件，此前使用二极管。二极管虽然 廉价，但存在正向压降，损失大。相对于此，近年来，代替二极管，开始将M0SFET用作交流发 电机用的整流元件。通过对M0SFET进行同步整流，无正向压降而正向电流从0V上升，能够 实现损失少的整流元件。
[0003] 商用电源的交流的频率恒定。因此，在作为商用电源的电源装置的整流元件使用 M0SFET的情况下，还能够与时钟同步地进行M0SFET的导通/截止控制。但是，交流发电机 在线圈中产生的交流电力的频率不恒定。因此，在作为交流发电机的整流元件使用M0SFET 的情况下，并非如在电源装置等中使用的情况那样简单地与时钟同步，而需要与其时刻变 化的频率同步地进行M0SFET的导通/截止控制。
[0004] 作为进行交流发电机的同步整流M0SFET的导通/截止控制的方法，已知使用霍尔 元件来探测马达的位置而进行M0SFET的控制的方法。此处，将运样的通过霍尔元件等从外 部输入信号来进行控制的方法称为外部控制型。外部控制型的同步整流M0SFET需要使用 霍尔元件等传感器，需要通过控制电路进行复杂的控制，所W交流发电机的整流部变得昂 贵。 阳0化]在专利文献1中，作为进行交流发电机的同步整流M0SFET的导通/截止控制的其 他方法，公开了根据同步整流M0SFET的源极/漏极之间的电压进行判定来进行M0SFET的 控制的方法。此处，将运样的从外部没有信号而根据内部的电压进行控制的方法称为自律 型。在自律型的同步整流M0SFET中，不需要霍尔元件等传感器，一般控制电路也简单，所W 能够使交流发电机的整流部变得廉价。在专利文献1中，作为根据同步整流M0SFET的源极 /漏极之间的电压判定M0S阳T的导通/截止的电路，使用差动放大器，而且还使用比较器 等。
[0006] 进而，专利文献1公开的交流发电机的同步整流M0SFET的整流器具备供给控制电 路的电源的电容器。通过内置作为电源的电容器，能够将外部端子的数量设为2个。由此， 能够做成与二极管相同的端子结构，能够替代在交流发电机中使用的二极管来使用。
[0007] 专利文献1 :日本特表2011-507468号公报
【发明内容】
[0008] 外部2端子的自律型同步整流M0S阳T的整流装置（整流器）由整流M0S阳T、控制 电路、W及电容器等多个元件构成。自律型同步整流M0SFET的整流装置如果对外部端子之 间施加正的电压，则自动地在电容器中累积电荷而将电容器作为电源，使用该电源的控制 电路使整流MOSFET导通、截止。由此，能够W在对外部端子之间施加了负的电压时流过电 流的方式自动地动作。
[0009] 在控制电路中，同步整流M0S阳T自动地动作。对在其中包含的同步整流M0S阳T 进行导通/截止控制的差动放大器或者比较器等判定电路W使电流稳定地流过电流的方 式构成电路。因此，即使在电容器中充分地累积了电荷时，仍持续消耗规定的电流。另外， 为了应对该电流的消耗，需要搭载规定电容的电容器。在使用该同步整流装置构成交流发 电机时，即使在待机状态下也始终稳定地流过电流，所W需要另外设置开关、继电器等。
[0010] 外部2端子的自律型同步整流M0S阳T的整流装置由整流M0S阳T、控制电路、W及 电容器等多个元件构成。通过在组装到该整流装置之前，使各元件独立地筛查，能够去除组 装之前的各元件的不合格品。但是，在组装到该整流装置之后，必须通过外部2端子进行对 整流装置的不良的筛查。特别，电容器有可能在锡焊、树脂的固化等热工序中变得不良，组 装之后的筛查的必要性高。
[0011] 通过对外部2端子施加电压，并测定在两个端子之间流过的电流，进行该筛查。在 外部2端子的自律型同步整流M0SFET的整流装置中，整流M0SFET和控制电路被并联地连 接。电容器经由控制电路内的二极管与控制电路并联地连接。因此，当在筛查中对外部2 端子施加了电压时，在该2端子之间流过的电流成为在整流M0SFET中流过的泄漏电流、在 控制电路中流过的电流、化及在电容器中流过的泄漏电流之和。此处，在控制电路中，通过 W使同步整流M0SFET自动地动作的方式对在其中包含的同步整流M0SFET进行导通/截止 控制的差动放大器或者比较器等判定电路，W使电流稳定地流过的方式构成电路。
[0012] 在具有从外部供给电源的端子的同步整流M0SFET的整流装置的情况下，能够停 止来自外部的电源供给，不使电流流入到判定电路。但是，在外部2端子的自律型同步整流 M0SFET的整流装置的情况下，如果对外部2端子施加了电压，则需要在判定电路中一定流 过电流。相比于在充电结束了的电容器中流过的泄漏电流、在截止状态的整流M0SFET中流 过的泄漏电流，在该判定电路中流过的电流、即在控制电路中流过的电流更大。因此，即使 由于组装时的不良而电容器的泄漏电流增加，被在控制电路中流过的电流隐去。即，即使由 于组装时的不良而电容器的泄漏电流增加，仍难W检测该泄漏电流的增加。目P，在外部2端 子的自律型同步整流M0SFET的整流装置中，存在组装之后的电容器的不良的筛查困难运 样的问题。
[001引另外，在外部2端子的自律型同步整流M0S阳T的整流装置中，即使在电容器的充 电中，控制电路也使电流稳定地流过。因此，电容器的充电电流的一部分不被用于电容器的 充电，而由控制电路消耗。相应地，在电容器的充电中花费时间，所W需要使限制电容器电 流的电阻变得更小。如果减小限制电容器电流的电阻，则电容器的故障率增大，电容器的可 靠性降低。
[0014] 进而，在使用外部2端子的自律型同步整流M0S阳T的整流装置的交流发电机中， 即使该交流发电机停止发电，整流装置中的控制电路仍使电流稳定地流过。因此，通过该电 流，电池放电，电池电压降低。
[0015] 因此，本发明的课题在于提供一种能够在规定的条件下切断来自外部的电源供给 而使电流不流入到控制电路的同步整流装置和使用该同步整流装置的交流发电机。
[0016] 为了解决上述课题，第1发明的同步整流装置构成对交流输入电压进行同步整流 来生成直流电压并将该直流电压输出到外部的交流发电机。该同步整流装置具备开关晶体 管、与上述开关晶体管的一对主端子连接了的一对外部端子、对上述开关晶体管的栅极提 供控制信号而使其导通的控制电路、W及对上述控制电路供给电源的电容器。上述控制电 路具备判定上述一对外部端子的各电压的判定电路和在上述开关晶体管的上述一对主端 子之间的电压是规定电压W上时切断向上述判定电路的电源供给并且在输入了的上述一 对主端子之间的电压小于规定电压时不切断向上述判定电路的电源供给的切断电路。
[0017] 第2发明的交流发电机具备第1发明的同步整流装置。
[0018] 关于其他单元，在【具体实施方式】中说明。
[0019] 根据本发明，能够提供一种能够在规定的条件下切断来自外部的电源供给而使电 流不流入到控制电路的同步整流装置和使用该同步整流装置的交流发电机。由此，能够进 行组装了同步整流装置之后的电容器不良的筛查等。
【附图说明】
[0020] 图1是示出第1实施方式中的自律型的同步整流M0SFET的整流装置的电路图。
[0021] 图2是示出第1实施方式中的整流装置的判定电路的电路图。
[0022] 图3是示出第1实施方式中的整流装置的切断电路的电路图。
[0023] 图4是示出第1实施方式中的整流装置的筛查时的电压电流特性的图形。
[0024] 图5是示出使用第1实施方式中的整流装置的交流发电机的概略结构的电路图。 [00巧]图6是示出第1实施方式中的整流装置的整流动作时的电压电流波形的图形。 [00%]图7是示出第1实施方式中的整流装置的整流动作停止之后的电压电流波形的图 形。
[0027] 图8是示出第1实施方式中的整流装置的第1变形例的切断电路的电路图。
[0028] 图9是示出第1实施方式中的整流装置的第2变形例的切断电路的电路图。
[0029] 图10是示出第1实施方式中的整流装置的第3变形例的切断电路的电路图。
[0030] 图11是示出第2实施方式中的自律型的同步整流M0SFET的整流装置的电路图。
[0031] 图12是示出第2实施方式中的整流装置的栅极驱动电路的电路图。
[0032] 图13是示出第3实施方式中的自律型的同步整流M0SFET的整流装置的电路图。
[0033] 图14是示出第4实施方式中的整流装置的电路图。
[0034] 图15是示出第4实施方式中的整流装置的各部的电路图。
[0035] 图16是示出整流装置的判定电路的各变形例的电路图。
[0036] 符号说明
[0037] 11 ~20 :P 型 M0S阳T ;21 ~27 :N 型 M0S阳T ;30、32、34 :高侧？型版)5阳T ;31、33、 35 :低侧N型M0S阳T ;101 :整流M0S阳T (开关晶体管）；102、102a~102d :判定电路；103a : 二极管；103b :电阻；104 :电容器；105、105a~105d :切断电路；106、106a~106d :控制电 路；107、107曰~107(1:整流装置（同步整流装置）；108、108(1:栅极驱动电路；109:转子 线圈；110uv、110w、110mi :定子线圈；111 :电池；130 :整流电路；140 :交流发电机；CC1~ CC10 :恒定电流电路；TR1~TR3 :N型双极型晶体管；D1~D4 :二极管；IN+ :非反相输入端 子；IN-:反相输入端子；Vds :漏极/源极间电压；Nu、Nv、Nw :节点：（交流端子）；Np、Nn :节 点（直流端子）；ΤΚ:正极侧主端子（一对主端子中的一方）；TA:负极侧主端子（一对主端 子中的另一方）；0υτ :输出端子；GND :接地端子；VCC :电源电压端子。
【具体实施方式】
[0038] W下，根据附图，详细说明本发明的实施方式。另外，在用于说明实施方式的各图 中，对具有同一功能的部分附加同一符号，适宜地省略其重复的说明。另外，在W下的实施 方式的说明中，除了特别需要时W外，不重复同一或者同样的部分的说明而适宜省略。
[0039] 图1是示出第1实施方式中的外部2端子的自律型的同步整流M0S阳T的整流装 置的电路图。
[0040] 如图1所示，第1实施方式的自律型的同步整流M0S阳T的整流装置107通过正极 侧主端子TK和负极侧主端子TA的外部的2个端子与外部连接。整流装置107构成为还包 括作为开关晶体管的整流M0SFET101、控制电路106、W及电容器104。在整流M0SFET101 中，存在寄生二极管。控制电路106构成为包括判定电路102、二极管103a、电阻103b、W 及切断电路105。控制电路106由单一的娃忍片构成，通过做成单忍片的IC(Integrated Circuit,集成电路），得到低成本/低面积/高噪声耐性的优点。 阳0川在整流M0S阳T101中，流过交流发电机的发电部（参照后述图5)发出的大电流， 所W使用功率M0S阳T。整流M0S阳T101进行同步整流。整流M0S阳T101具备作为一对主 端子的漏极和源极。整流M0SFET101的漏极与正极侧主端子TK连接，源极与负极侧主端子 TA连接。由此，在整流M0SFET101中存在的寄生二极管的阳极与负极侧主端子TA连接，阴 极与正极侧主端子TK连接。
[0042] 将整流M0S阳T101的漏极与源极之间的电压定义为电压Vds。将整流M0S阳T101 的栅极与源极之间的电压定义为电压Vgs。将整流M0SFET101的源极的电位设为电压Vs。 W43] 将该整流M0S阳T101的从漏极流入到源极的电流定义为电流Id。该整流 M0SFET101通过同步整流流过的电流Id为负的值。进而，将从正极侧主端子TK流入到负极 侧主端子TA的电流定义为电流化。整流装置107通过同步整流流过的电流化为负的值。
[0044] 判定电路102的非反相输入端子IN+与整流M0S阳T101的漏极连接，反相输入端 子IN-直接与整流M0S阳T101的源极连接。判定电路102的输出端子OUT与整流M0S阳T101 的栅极端子连接。从判定电路102的输出端子OUT,输出判定电路102的输出信号。判定电 路102生成直接比较非反相输入端子IN+和反相输入端子IN -而判定了的输出信号。判 定电路102输出负极侧主端子TA的源极电压Vs和正极侧主端子TK的漏极电压Vd的比较 结果。期望判定电路102的判定性能期望是高精度。
[0045 ] 二极管103a按照从正极侧主端子TK向电容器104的正极侧端子的方向连接。二 极管103a在正极侧主端子TK与负极侧主端子TA之间施加了比二极管103a的正向压降更 高的电压时，对电容器104进行充电。
[0046] 电阻103b与二极管103a串联地连接。电阻103b和二极管103a的位置不限于图 1的例子，也可W调换。电阻103b限制向电容器104的充电电流。通过增大电阻103b的电 阻值，能够降低电容器104的故障率，提高可靠性。另外，如果电容器104的可靠性没有问 题，则电阻103b未必一定需要。
[0047] 判定电路102判定负极侧主端子TA和正极侧主端子TK的各电压。判定电路102 的非反相输入端子IN+不经由电阻而与整流M0SFET101的漏极连接。判定电路102的反相 输入端子IN -不经由电阻而与整流MOSFETlOl的源极连接。由此，能够防止电阻的偏差、 溫度依赖所致的判定电路102的输入端子的电压变动。 W48] 切断电路105的电容器电压输入端子VCIN与电容器104的正极侧端子连接，电容 器电压输出端子VC0UT与判定电路102的电源电压端子VCC连接。另外，漏极电压输入端 子VDIN与整流M0S阳T101的漏极连接，接地端子GND与整流M0S阳T101的源极连接。切断 电路105在规定的条件下切断在判定电路102中流过的电流。切断电路105的端子W及布 线无需一定如上所述，可W根据切断电路105的电路结构而变化。 W例电流lie是在控制电路106中流过的电流。此处，电流lie是在判定电路102中 流过的电流、与在切断电路105中流过的电流之和。
[0050] 电容器104供给用于控制电路106进行驱动的电源。通过将电容器104用于电 源，整流装置107的端子数为2个，能够与在交流发电机140中使用的W往的整流二极管的 端子具有互换性。由此，能够将W往的整流二极管置换为该整流装置107,提高交流发电机 140的性能。W下，将该电容器104的正极侧端子的电压定义为电压Vc。将在该电容器104 中流过的电流定义为电流Ic。
[0051] 电流化分流为电流Id、电流lie、W及电流Ic。旨P，电流化为电流Id、电流lie、 W及电流Ic之和。
[0052] W下，参照图2,说明整流装置107的判定电路102的电路结构的一个例子和动作， 参照图3,说明整流装置107的切断电路105的电路结构的一个例子和动作。
[0053] 图2是示出第1实施方式中的同步整流装置107的判定电路102的一个例子的电 路图。
[0054] 判定电路102a是例如由M0S阳T构成的比较器。判定电路102a具备恒定电流电路 CC1、PM0S11、12、13、14、15、W及醒0521、22、23。在判定电路102曰的电源电压端子￥〇：与 接地端子GND之间供给电源而动作。判定电路102a比较非反相输入端子IN+的电压Vin+ 和反相输入端子IN -的电压Vin -来进行判定。 阳05引 ？]?0511、12、13构成电流镜电路。旨日，？]\?)511、12、13的漏极与电源电压端子￥〇：连 接。进而，PM0S11、12、13的栅极和PM0S11的源极连接到同一节点，并与恒定电流电路CC1 连接。该恒定电流电路CC1 W从PM0S11、12、13的栅极和PM0S11的源极的连接节点朝向接 地端子GND流过电流的方式连接。
[0056] PM0S14、15的漏极与PM0S12的源极连接。PM0S12、14、15的背栅与电源电压端子 VCC连接。PM0S14的栅极与反相输入端子IN -连接。PM0S15的栅极与非反相输入端子IN+ 连接。PM0S14的源极与NM0S21的源极和NM0S2U22的栅极连接。PM0S15的源极与NM0S22 的源极和NM0S23的栅极连接。NM0S21、22、23的漏极与接地端子GND连接。
[0057] PM0S13的源极和NM0S23的源极连接到同一节点，进而连接到输出端子OUT。 阳05引 W下，说明图2所示的判定电路102a的动作。
[0059] 如果判定电路102a的非反相输入端子IN+的电压Vin+比反相输入端子IN -的 电压Vin -更低，则相比于在PM0S12中流过的电流中的、在PM0S15中流过的电流Iin+，在 PM0S14中流过的电流lin -更小。在NM0S21中流过的电流也变少而截止。被施加与NM0S21 相同的栅极电压的NM0S22也截止，NM0S23的栅极电压提高而NM0S23导通。其结果，电流 Ioff_out从输出端子OUT流入到接地端子GND，对输出端子OUT输出对接地端子GND施加 的L电平的电压。 W60] 如果判定电路102a的非反相输入端子IN+的电压Vin+比反相输入端子IN -的 电压Vin -更高，则相比于从PMOS12流入的电流中的、在PMOS15中流过的电流Iin+，在 PM0S14中流过的电流lin -更大。流入到PM0S14的电流lin -流入到NMOS21而导通。被 施加与NMOS21相同的栅极电压的NMOS22也导通，NMOS23的栅极压降而NMOS23截止。其 结果，电流I〇n_out从电源电压端子VCC流入到输出端子OUT,对输出端子OUT输出对电源 电压端子VCC施加的Η电平的电压。
[0061] 在W上的动作中，在判定电路102a中，持续流过在PM0S11、12、13中流过的电 流。在PM0S11中持续流过由恒定电流电路CC1确定的电流，在PM0S12U3中持续流过由 PM0S11、12、13形成的镜电路、即与PM0S11的沟道宽的比来确定的电流。如果将在恒定电流 电路CC1中流过的电流设为10[μΑ]，将PM0S11、12、13的沟道宽的比设为1比2比2,则在 判定电路102a中，流过50[μΑ]的电流。在本实施方式中，通过设置切断电路105,在规定 的条件下切断向判定电路102a的电源供给，不流过电流。
[0062] 图3是第1实施方式中的整流装置107的切断电路105的一个例子的电路图。 W63] 如图3所示，切断电路105具备PM0S16、NM0S24、W及电阻R1、R2。电容器电压输 入端子VCIN经由PM0S16,与电容器电压输出端子VC0UT连接。漏极电压输入端子VDIN经 由电阻R1和NM0S24,与接地端子GND连接。PM0S16的栅极与漏极电压输入端子VDIN连接。 NM0S24的栅极与PM0S16的漏极连接。电容器电压输出端子VC0UT经由具有高电阻值的电 阻R2与接地端子GND连接。
[0064] W下，说明图3所示的切断电路105的动作。 W65] 如果使切断电路105的PM0S16截止，则电容器电压输入端子VCIN和电容器电压 输出端子VC0UT之间的电流路径被切断，切断向判定电路102的电源供给。于是，电容器电 压输出端子VC0UT的电位通过在电阻R2中流过的电流，成为与接地端子GND相同的电位。 在判定电路102的电源电压端子VCC与接地端子GND之间，不施加电压，在判定电路102中 不流过电流。另外，判定电路102也在电源电压端子VCC与接地端子GND之间流过电流，所 W也可W无电阻R2。如果电容器电压输出端子VC0UT的电位降低，则NM0S24的栅极压降而 NM0S24截止，漏极电压输入端子VDIN与接地端子GND之间的电流也切断。目P，在切断电路 105切断了电源供给时，在经由控制电路106而电流在一对主端子之间流过的所有路径中， 在路径内存在的晶体管中的至少1个处于截止状态。由此，能够切断控制电路106的电流。
[0066] 如果使切断电路105的PM0S16导通，则电容器电压输入端子VCIN与电容器电压 输出端子VC0UT之间的电流路径连接，向判定电路102的电源供给的切断被解除。于是，电 容器电压输出端子VC0UT的电位上升至电容器电压输入端子VCIN，在判定电路102中流过 电流。如果电容器电压输出端子VC0UT的电位上升，则NM0S24的栅极电压上升而NM0S24 导通，在漏极电压输入端子VDIN与接地端子GND之间也流过电流。
[0067] 关于PM0S16,如果PM0S16的栅极电压WPM0S16的源极电压为基准相比PM0S的阔 值电压Vth_PM0S而降低，则导通，如果上升则截止。对PM0S16的栅极施加切断电路105的 电容器电压输入端子VCIN的电压、即电容器104的正极侧端子的电压Vc。对PM0S16的漏 极施加切断电路105的漏极电压输入端子VDIN的电压、即整流装置107的正极侧主端子TK 的电压Vka。因此，将PM0S16的阔值电压设为Vth_PM0S，W下的式（1)示出PM0S16导通的 条件。运也是切断电路105解除电源供给的切断的条件。 W側【式1】
[0069] Vka《Vc+Vth_PM0S · · · (1)
[0070] 此处，Vka :正极侧主端子ΤΚ的电压
[0071] Vc :电容器104的正极侧端子的电压
[0072] Vth_PM0S :PM0S16 的阀值电压
[007引进而，W下的式似示出PM0S16截止的条件。它还是切断电路105切断电源供给 的条件。
[0074]【式2】 阳0巧]Vka > Vc+Vth_PM0S · · · (2)
[0076] 此处，Vka :正极侧主端子ΤΚ的电压
[0077] Vc :电容器104的正极侧端子的电压
[0078] Vth_PM0S :PM0S16 的阀值电压
[0079] 在图3所示的切断电路105中，由PM0S16和NM0S24构成的保持电路保持切断的 状态或者切断解除的状态。切断电路105能够通过该保持电路，不使电流流入到切断电路 105自身而保持电流的切断状态。因此，能够减小切断状态下的控制电路106的电流。另 夕F，保持电路不限于图3所示的电路，也可W应用其他结构的保持电路。
[0080] 接下来，参照图4,说明第1实施方式中的外部2端子的自律同步整流M0SFET的整 流装置107的筛查时的电压/电流特性和效果。 阳0川图4是第1实施方式中的外部2端子的自律同步整流M0SFET的整流装置107的 筛查时的电压/电流特性。
[0082] 该图形表示在整流装置107的外部2端子、正极侧主端子TK与负极侧主端子TA 之间施加了正的电压Vka时，在各部中流过的泄漏电流的特性。实线所示的电流Ic是在电 容器104中流过的泄漏电流的特性。单点划线所示的电流Id是在整流M0SFET101中流过 的泄漏电流的特性。双点划线所示的电流lie是有切断电路105的控制电路106的泄漏电 流的特性。虚线所示的电流lie是无切断电路105时的控制电路106的泄漏电流的特性。 此处，为了比较，还一并示出了未具备切断电路105的控制电路106的电压/电流特性。运 是DC测定的结果，不包括电容器104的过渡的充电电流。在两个端子之间流过的泄漏电流 化为电流Ic、电流Id、W及电流lie之和。 阳08引如果使电压Vka从0V变大，则在整流M0S阳T101的源极与漏极之间，原样地施加 电压Vka。对控制电路106的栅极输出端子输出0V。因此，在整流M0SFET101中，流过栅极 电压是0V时的泄漏电流Id。对电容器104施加从电压Vka减去二极管103a的正向压降 V化而得到的电压。该正向压降V化为0.6V左右。在电容器104中，流过与该施加电压对 应的泄漏电流1C。
[0084] 关于控制电路106,对切断电路105的PM0S16的源极施加从电压Vka减去二极管 103a的正向压降V化而得到的电压，对PM0S16的栅极施加电压Vka。因此，PM0S16满足式 (2)所示的截止的条件，切断电路105维持电源供给的切断状态。在切断电路105是切断 状态的情况下，控制电路106的泄漏电流lie是PM0S16和NM0S24的漏极与源极之间的泄 漏电流。PM0S16和NM0S24是控制电路106内的沟道宽小的M0S，其泄漏电流相比于整流 MOS阳TlOl的泄漏电流Id、电容器104的泄漏电流Ic充分小。 阳0财在图4的例子中，使电容器104的泄漏电流Ic比整流M0S阳T101的泄漏电流Id 更大，在电容器104中流过的泄漏电流Ic最大。关于整流M0SFET101的泄漏电流Id,通过 减小忍片面积、延长沟道长、增大阔值电压等，能够减小电流值。在控制电路106中设置切 断电路105,使电容器104的泄漏电流Ic大于整流M0S阳T101的泄漏电流Id。由此，在组 装时在电容器104中产生不良而电容器104的泄漏电流Ic增加时，能够检测该泄漏电流Ic 的增加。目P，能够进行电容器104的不良的筛查。
[0086] 图4的虚线表示在无切断电路105的情况下在控制电路中流过的泄漏电流lie的 特性。判定电路102始终持续流过电流，所W相比于在电容器104中流过的泄漏电流Ic， 在控制电路106中流过的电流lie大出几位，即使由于不良而电容器104的泄漏电流Ic变 大，仍难W检测到它。
[0087] 筛查时的施加电压为例如15V。需要施加高电压 而防止元件劣化。 阳08引考虑针对电容器104 W及整流M0S阳T101的不良的判定W泄漏电流1位的增加为 基准的情况。如果电容器104 W及整流M0SFET101的合格品的泄漏电流Id的差在1位W 内，则能够检测电容器104 W及整流M0S阳T101运两方的不良。
[0089] 另外，考虑电容器104的泄漏电流和整流M0S阳T101的泄漏电流具有不同的电压 依赖性的情况。
[0090] 例如，如果存在电容器104的泄漏电流比整流M0S阳T101的泄漏电流更大的第1 电压区域，则能够在该第1电压区域中进行电容器104的不良的筛查。另外，如果存在整流 M0SFET101的泄漏电流比电容器104的泄漏电流大的第2电压区域，则能够在该第2电压区 域中，进行整流M0SFET101的不良的筛查。由此，能够检测电容器104 W及整流M0SFET101 运两方的不良。
[0091] 进而，考虑电容器104的泄漏电流和整流M0S阳T101的泄漏电流具有不同的溫度 依赖性的情况。
[0092] 例如，如果存在电容器104的泄漏电流比整流M0S阳T101的泄漏电流大的第1溫 度区域，则能够在该第1溫度区域中，进行电容器104的不良的筛查。进而，如果存在整流 M0S阳T101的泄漏电流比电容器104的泄漏电流大的第2溫度区域，则能够在该第2溫度区 域中，进行整流M0SFET101的不良的筛查。由此，能够检测电容器104 W及整流M0SFET101 运两方的不良。
[0093] 接下来，参照图5,说明使用第1实施方式中的外部2端子的自律同步整流M0S阳T 的整流装置107的交流发电机140的概略结构。参照图6,说明第1实施方式中的外部2端 子的自律同步整流M0SFET的整流装置107的整流时的动作。
[0094] 图5是示出使用自律型的整流装置107的交流发电机140的概略结构的电路图。 阳0巧]如图5所示，使用自律型的同步整流M0S阳T的整流装置107的交流发电机140具 备构成为包括转子线圈109 W及定子线圈110uv、110w、110mi的发电部和整流电路130。 [0096] 发电部构成为包括转子线圈109和Δ接线了的3根定子线圈llOuvUlOw、 llOmi。从连接了定子线圈llOmiUlOuv的节点引出U相131u的中点布线。从连接了定子 线圈llOuv、IlOw的节点引出V相131v的中点布线。从连接了定子线圈IlOw、llOwu的 节点引出W相131w的中点布线。另夕F，各定子线圈llOuv、IlOw、llOmi的接线既可W代替 A接线而设为Υ接线，不受限制。
[0097] 整流电路130构成为包括U相131u、V相131v、W及W相131w，将节点Nu、Nv、Nw 之间的Ξ相交流整流为直流而流入到节点化、化之间（直流端子之间）。U相131u的中点 布线的节点Nu在高侧连接整流装置107址，在低侧连接整流装置107ul。V相131V的中点 布线的节点Νν在高侧连接整流装置107vh，在低侧连接整流装置107vl。W相131W的中点 布线的节点Nw在高侧连接整流装置107wh，在低侧连接整流装置107wl。高侧的整流装置 107化、107vh、107wh经由直流的正极侧的节点化连接电池111 (能量累积部）的正极侧端 子。低侧的整流装置107ul、107vl、107wl经由直流的负极侧的节点化连接电池111的负 极侧端子。 阳09引 电池111是例如车载用电池，其动作范围是例如10. 8V至14V左右。
[0099] U相131U的高侧的整流装置107址构成为包括整流M0S阳TlOhih、控制电路 106址、W及电容器104址。U相131U的低侧的整流装置107ul同样地构成为包括整流 M0S阳TlOlul、控制电路106ul、W及电容器104ul。
[0100] V相131v的高侧的整流装置107vh构成为包括整流M0S阳TlOlvh、控制电路 106vh、W及电容器104vh。V相131V的低侧的整流装置107vl同样地构成为包括整流 M0S阳TlOlvl、控制电路106vl、W及电容器104vl。
[0101] W相131w的高侧的整流装置107wh构成为包括整流M0S阳TlOlwh、控制电路 106wh、W及电容器104wh。W相131W的低侧的整流装置107wl同样地构成为包括整流 M0S阳TlOlwl、控制电路106wl、W及电容器104wl。
[0102] W下，在不特别区分各整流装置107化~107wl时，在各实施方式中记载为整流装 置107、107a~107c。在不特别区分各控制电路106址~106wl时，在各实施方式中记载为 控制电路106、106a~106c。在不特别区分各整流M0S阳T101化~lOlwl时，简单地记载为 整流M0S阳T101。在不特别区分各电容器104化~104wl时，简单地记载为电容器104。 阳10引图6(a)~（e)是示出第1实施方式中的外部2端子的自律同步整流M0S阳T的整 流装置107的整流动作时的各部波形的图形。图6(a)~（e)的横轴在各图形中表示共同 的时间。 阳104] 在图6中，针对在U相131U的低侧中使用的整流装置107ul的电压化及电流的波 形，在低侧的整流MOSFETlOlul导通的期间加上前后的期间而表示。W下，整流装置107ul 有时简单地记载为整流装置107。整流M0S阳TlOlul有时简单地记载为整流M0S阳T101。
[0105] 图6(a)是示出整流装置107的外部2端子之间的电压Vka的图形。该电压Vka 与整流M0SFET101的漏极/源极间电压Vds相同，与在判定电路102的非反相输入端子IN+ 与反相输入端子IN -之间施加的电压相同。
[0106] 图6(b)是示出整流M0S阳T101的栅极电压Vgs的图形。栅极电压Vgs还是判定 电路102的输出端子OUT的电压。 阳107] 图6(c)是示出整流M0S阳T101的漏极电流Id的图形。该漏极电流Id是整流电 流。
[0108] 图6(d)是示出控制电路106的判定电路102的电源电压端子VCC的电压Vcc的 图形。该判定电路102的电源电压端子VCC的电压Vcc等于切断电路105的电容器电压输 出端子VC0UT的电压。
[0109] 图6(e)是示出在控制电路106中流过的电流lie的图形。在该控制电路106中 流过的电流lie在图1至图3所示的实施方式中，等于经由切断电路105中的PM0S16在判 定电路102中流过的电流和经由切断电路105中的NM0S24流过的电流之和。
[0110] 在图6(a)~（e)中，示出了在U相131U的低侧中使用的整流装置107ul的电压W 及电流的波形。关于在U相131U的高侧中使用的整流装置107化的电压W及电流的波形， 如果W整流元件的负极侧主端子TA为基准，则也成为相同的波形。在V相131v、W相131W 的低侧、高侧中使用的各整流装置107也相同。
[011U W下，根据图6(a)~（e)，说明自律型的同步整流M0SFET的整流装置107的整流 动作。
[0112] 通过转子线圈109在定子线圈llOuv、IlOw、llOmi中旋转，进行交流发电机140 中的发电。此时，在各相的线圈中产生交流电力，通过该交流电力，各相的中点布线的电压 周期性地上下波动。
[0113] 中点布线的电压等于低侧的整流元件的正极侧主端子TK的电压，且等于判定电 路102的非反相输入端子IN+的电压Vin+。
[0114] 电池111的负极侧端子的电压等于低侧的整流元件的负极侧主端子ΤΑ的电压，且 等于判定电路102的反相输入端子IN -的电压Vin -。
[0115] 首先，在时刻t60中，高侧的整流装置107化的整流MOS阳T101处于导通状态而流 过整流电流。对低侧的整流装置107ul的电压Vka，施加了对交流发电机140的输出电压加 上了高侧的整流装置107化的导通电压的正的电压。对低侧的整流装置107ul的正极侧主 端子TK，按照对于对电容器104进行充电充分的时间来施加了正的电压Vka。电容器104 的电压Vc为从低侧的整流装置107ul的正极侧主端子TK的电压Vka减去充电路径的二极 管103a的正向压降V化而得到的电压。该电压Vka和电容器104的电压Vc的关系与在上 面说明了的筛查时相同，切断电路105满足切断条件，处于电源供给的切断状态。
[0116] 接下来，如果高侧的整流装置107址的整流结束，则U相131U的中点布线的节点 Nu的电压开始降低。电容器104的电压Vc仅通过在控制电路106的切断电路105处于切 断状态时流过的泄漏电流Ic降低，大致不变。因此，满足在上面说明了的解除控制电路106 的切断电路105的切断的式（1)的条件。在时刻t61中，切断电路105的切断被解除。由 此，如图6(d)所示，控制电路106的判定电路102的电源电压端子VCC的电压Vcc上升至 电容器104的电压Vc，对判定电路102供给电源。如果在判定电路102中流过电流，则如图 6(e)所示，在控制电路106中流过的电流lie增力日。从该时间点，能够进行控制电路106的 判定动作和向栅极的导通/截止的输出动作。
[0117] 中点布线的电压进一步降低，在时刻t62中，低于电池111的负极侧端子的电压。 良P，如图6(a)所示，在判定电路102的非反相输入端子IN+与反相输入端子IN -之间施加 了的漏极/源极间电压Vds为负。如在上面说明，判定电路102进行导通的判定，如图6化） 所示，整流M0SFET101的栅极电压Vgs上升。如图6(c)所示，整流M0SFET101的漏极电流 W、即整流电流也开始流过。 阳11引在时刻t63中，中点布线的电压超过电池111的负极侧端子的电压。判定电路102 的非反相输入端子IN+的电压Vin+超过反相输入端子IN -的电压Vin -。如图6 (a)所 示，漏极/源极间电压Vds成为正。由此，判定电路102进行截止的判定，如图6(b)所示， 整流MOS阳TlOl的栅极电压Vgs降低。如果栅极电压Vgs降低，则整流MOS阳TlOl截止状 态，如图6(c)所示，不流过漏极电流Id。由此，该周期中的整流动作结束。电容器104的电 荷通过控制电路106的动作电流被消耗。因此，W即使电容器104的电压Vc降低，也维持 控制电路106正常地动作的电源电压的方式，设计电容器104的电容和控制电路106的动 作电流即可。
[0119] 如果中点布线的电压进一步上升，则在时刻t64中，满足式（2)的条件，PM0S16再 次截止。如果PM0S16截止，则通过在判定电路102化及切断电路105的电阻R2中流过，如 图6(d)所示，控制电路106的判定电路102的电源电压端子VCC的电压Vcc降低。向判定 电路102的电源供给被切断，如图6(e)所示，在控制电路106中流过的电流lie减少。此 时，切断电路105的NM0S24也截止，在控制电路106中流过的泄漏电流lie与PM0S16和 NM0S24所致的泄漏电流等同。
[0120] 如果中点布线的电压再次降低，则切断电路105的电流供给的切断被解除，在时 亥IJ t65~t68的定时，进行与时刻t61~t64同样的动作。 阳121] W上，如图6(a)~（e)的整流动作所示，第1实施方式中的外部2端子的自律同 步整流M0SFET的整流装置107在进行同步整流之前通过切断电路105解除针对控制电路 106的电源供给的切断。自律同步整流M0SFET的整流装置107在进行了同步整流之后通过 切断电路105切断针对控制电路106的电源供给。由此，控制电路106能够进行在同步整 流时使整流M0SFET101导通/截止的动作。目P，能够在用第1实施方式中的外部2端子的 自律同步整流M0SFET的整流装置107进行电容器104的不良的筛查的同时，在整流时对整 流M0SFET101提供整流电流来降低整流时的损失。
[0122] 另外，如从图6(a)~（e)所示的整流动作可知，在第1实施方式中的外部2端子 的自律同步整流M0SFET的整流装置107中，在不进行同步整流的期间中，通过切断电路105 切断针对控制电路106的电源供给。在通过该切断电路105切断针对控制电路106的电源 供给的期间中，从整流装置107的正极侧主端子TK经由控制电路106中的二极管103a对 电容器104的正极侧端子提供电流，对电容器104进行充电。如果无该切断电路105,则在 对电容器104进行充电的期间中在二极管103a中流过的电流的一部分经由控制电路106 流入到整流装置107的负极侧主端子TA。由此，电容器104的充电效率恶化。
[0123] 在第1实施方式的外部2端子的自律同步整流M0SFET的整流装置107中，在对电 容器104进行充电的期间中用切断电路105切断在控制电路106中流过的电流lie。因此， 能够提高电容器104的充电效率。由此，能够进一步增大与二极管103a串联地连接的充电 限制的电阻103b的电阻值，能够降低向电容器104、控制电路106的电涌电流、 电涌电压，能 够提高电容器104、控制电路106的可靠性。
[0124] 在第1实施方式的外部2端子的自律同步整流M0SFET的整流装置107中，在整流 动作的途中切断电路105切断电源供给。因此，整流装置107的正极侧主端子TK与对判定 电路102输入的非反相输入端子IN+之间的路径不会通过切断电路105来切断。其原因是， 如果切断该路径，则判定电路102的非反相输入端子IN+在动作中成为不稳定的浮置的状 态。 阳125] 此时，为了能够进行整流装置107的组装时的电容器104 W及整流M0S阳T101的 不良的筛查，从整流装置107的正极侧主端子TK经由判定电路102的非反相输入端子IN+ 流入到负极侧主端子ΤΑ的电流必须小于电容器104的泄漏电流Ic、整流MOS阳TlOl的泄 漏电流Id。因此，判定电路102的非反相输入端子IN+连接到构成该判定电路102自身的 M0SFET的栅极、或者连接到构成判定电路102自身的二极管的阴极。
[0126] 将判定电路102的非反相输入端子IN+连接到构成判定电路102自身的M0S阳T 的栅极的例子是图2所示的判定电路102a、W及后述图16 (C)所示的判定电路102d。将判 定电路102的非反相输入端子IN+连接到构成判定电路102自身的二极管的阴极的例子是 后述图16(a)所示的判定电路10化、W及后述图16(b)所示的判定电路102c。
[0127] 图7(a)~（e)是示出交流发电机140停止了发电之后的、第1实施方式中的外部 2端子的自律同步整流M0SFET的整流装置107的各部波形的图形。图7(a)~（e)的横轴 在各图形中表示共同的时间。是直至时刻t70,交流发电机140进行发电，其W后停止了发 电时的波形。在图7(a)~（e)中，用粗的虚线表示U相的波形，用中粗的虚线表示V相的 波形，用细的实线表示W相的波形。 阳12引图7(a)是示出交流发电机140的各相的中点布线的电压的图形。该电压与低侦J 的整流装置107的整流M0SFET101的漏极/源极间电压Vds相同。如果W交流发电机140 的输出电压VB为基准反转，则等于高侧的整流装置107的整流M0SFET101的漏极/源极间 电压Vds。 阳129] 图7(b)、（C)是示出高侧的整流装置107中的、控制电路106的判定电路102的电 源电压端子VCC的电压Vcc和在控制电路106中流过的电流lie的图形。 阳130] 图7(d)、（e)是示出低侧的整流装置107中的、控制电路106的判定电路102的电 源电压端子VCC的电压Vcc和在控制电路106中流过的电流lie的图形。 阳131] 直至图7(a)~（e)的时刻t70为止交流发电机140进行发电的期间是与使用图6 来说明了的第1实施方式中的外部2端子的自律同步整流M0SFET的整流装置107相同的 动作。
[0132] 如果在时刻t70中交流发电机140的发电停止，则中点布线的电压通过连接定子 线圈110uv、110w、110mi与接地之间的未图示的高电阻值的电阻经过时间降低到接地的 电压、即0V。 阳133] 首先，说明交流发电机140的发电停止时和之后的高侧的各动作。
[0134](高侧的U相的动作） 阳135] 在交流发电机140的发电停止时，U相的整流装置107址的正极侧主端子TK和负 极侧主端子TA之间的电压Vka为与交流发电机140的输出电压相当的正的电压。切断电 路105是切断了电源供给的状态。控制电路106的判定电路102的电源电压端子VCC的电 压Vcc是0V。
[0136] 在交流发电机140的发电停止之后，在U相的整流装置107化的正极侧主端子TK 与负极侧主端子TA之间，原样地施加与电池电压相当的正的电压。切断电路105继续电源 供给的切断。控制电路106继续不流过电流的状态。
[0137] (高侧的V相的动作）
[0138] 在交流发电机140的发电停止时，V相的整流装置107vh处于整流中，正极侧主端 子TK与负极侧主端子TA之间的电压Vka为负。切断电路105解除电源供给的切断，控制 电路106的判定电路102的电源电压端子VCC的电压Vcc等于电容器电压Vc。
[0139] 在交流发电机140的发电停止之后，V相的中点布线的电压下降，与其相伴地，整 流装置107vh的正极侧主端子TK与负极侧主端子TA之间的电压Vka上升。通过电压Vka 的上升，在时刻t72中满足式（2)的切断条件。切断电路105切断针对控制电路106的电 源供给。之后，整流装置107vh的电压Vka W与电池电压相当的正的电压而饱和。切断电 路105继续电源供给的切断。控制电路106继续不流过电流的状态。
[0140] (高侧的W相的动作） 阳141] 在交流发电机140的发电停止时，关于W相的整流装置107wh的正极侧主端子TK 与负极侧主端子TA之间的电压Vka,施加比交流发电机140的输出电压小的正的电压。切 断电路105解除电源供给的切断，判定电路102的电源电压端子VCC的电压Vcc等于电容 器电压Vc。 阳142] 在交流发电机140的发电停止之后，与V相同样地，W相的中点布线的电压下降， 与其相伴地，整流装置l〇7wh的电压Vka上升。通过电压Vka的上升，在时刻t71中满足式 (2)的切断条件。切断电路105成为切断了电源供给的状态。整流装置107wh的电压Vka W与电池电压相当的正的电压而饱和。切断电路105继续电源供给的切断。控制电路106 继续不流过电流的状态。
[0143] 根据W上所述，3相的高侧的整流装置107的切断电路105切断所有电源供给，不 流过判定电路102的动作电流。由此，能够抑制从电池111经由交流发电机140的整流装 置107的控制电路106流入到地的电流，能够抑制电池电压的降低。
[0144] 接下来，说明交流发电机140的发电停止时和之后的低侧的各动作。
[0145] (低侧的U相的动作） 阳146] 在交流发电机140的发电停止时，U相的整流装置107ul是整流中，正极侧主端子 TK与负极侧主端子TA之间的电压Vka成为负。切断电路105解除电源供给的切断，判定电 路102的电源电压端子VCC的电压Vcc等于电容器电压Vc。 阳147] 在交流发电机140的发电停止之后，U相的中点布线的电压成为接地电压，整流装 置107ul的电压Vka成为0V。持续满足式（1)所示的切断解除的条件，所W判定电路102 的电源电压端子VCC的电压Vcc等于电容器电压Vc，持续流过动作电流。整流装置107ul 的电压Vka是0V，所W在判定电路102中流过的电流并非从整流装置107ul的正极侧主端 子TK，而是从电容器104的正极侧端子流过来。
[0148] 电容器104的电压Vc由于在判定电路102中流过的电流而持续降低。如果经过 规定的时间而满足式（2)所示的切断条件，则切断电路105切断电源供给。控制电路106 成为不流过电流的状态。
[0149] (低侧的V相的动作）
[0150] 在交流发电机140的发电停止时，V相的整流装置107vl对电压Vka施加与交流 发电机140的输出电压相当的正的电压。切断电路105是切断了电源供给的状态。判定电 路102的电源电压端子VCC的电压Vcc是0V。 阳151] 在交流发电机140的发电停止之后，V相的中点布线的电压下降，与其相伴地，整 流装置107vl的电压Vka也降低。如果伴随电压Vka降低，满足式（1)的切断解除的条件， 则切断电路105解除针对控制电路106的电源供给的切断。在判定电路102中流过动作电 流。如果经过规定的时间，整流装置107ul的电压Vka降低至0V，电容器电压Vc也通过放 电降低，满足式（2)所示的切断条件，则切断电路105切断电源供给。成为在控制电路106 中不流过电流的状态。 阳152](低侧的W相的动作） 阳153] 在交流发电机140的发电停止时，W相的整流装置107wl对正极侧主端子TK与负 极侧主端子TA之间的电压Vka施加比交流发电机140的输出电压小的正的电压。满足式 (1)所示的切断解除的条件，所W判定电路102的电源电压端子VCC的电压Vcc等于电容器 电压Vc。 阳154] 在交流发电机140的发电停止之后，与V相同样地，V相的中点布线的电压下降。 与其相伴地，整流装置l〇7wl的电压Vka也降低至0V。在控制电路106中，持续流过判定电 路102的动作电流。如果经过规定的时间，电容器电压Vc降低，满足式（2)所示的切断条 件，则切断电路105切断电源供给。控制电路106成为不流过电流的状态。
[0155] 根据W上，如果经过规定时间，则3相的低侧的整流装置107的切断电路105切断 所有电源供给，不流过判定电路102的动作电流。如在上面说明，通过高侧的整流装置107 的切断电路105在3相中都切断电源供给，能够抑制通常时的电池电压的降低。进而，即使 在由于噪声或者盐水而中点布线的电压上升，高侧的切断电路105解除了切断时，低侧的 整流装置107的切断电路105仍保持切断状态。因此，也能够抑制经由低侧的整流装置107 的控制电路106的来自电池111的放电电流。 阳156] 接下来，参照图8至图10,说明切断电路105的各变形例。 阳157] 图8是示出第1实施方式中的整流装置107的第1变形例的切断电路105a的电 路图。
[0158] 第1变形例的切断电路105a相对于图3所示的切断电路105,在漏极电压输入端 子VDIN与PM0S16的栅极之间具备电阻R3。 阳159] 在该切断电路105a切断了电源供给时，NM0S24截止，所W在电阻R3中不流过电 流，无电阻R3所致的压降。具体而言，切断电路105a在上述式（1)的条件下解除电源供给 的切断。
[0160] 另一方面，在切断电路105a解除了电源供给的切断时，NM0S24导通，所W在电阻 R3中流过电流，产生该电阻R3所致的压降。根据有无该压降，在切断和切断解除的条件中 具备磁滞。具体而言，切断电路105a在W下的式（3)的条件下切断电源供给。 阳161]【式3】 阳 162]
阳163] 此处，Vka :正极侧主端子TK的电压 阳164] Vc :电容器104的正极侧端子的电压 阳1化]Vth_PM0S :PM0S16的阀值电压 阳166] R1:电阻值 阳167] R3:电阻值 阳168] 因此，在电源供给的切断解除与切断之间，产生巧1/巧l+R3)XVka)的磁滞。良P， 切断电路105a开始切断向判定电路102的电源供给时的电压Vka大于电源供给的切断结 束时的电压。如果无该磁滞，则在切断刚刚解除之后，由于经由电容器电荷的判定电路102 的放电，电容器电压Vc降低，再次满足切断的条件而进行切断。运样，可能引起周期性地重 复切断解除和切断的振动。
[0169] 但是，切断电路105a通过具备磁滞，能够抑制重复该切断解除和切断的振动。磁 滞的电压还基于PM0S16的阔值电压Vth_PM0S，设定为0. 2~1[V]左右即可。
[0170] 图9是示出第1实施方式中的整流装置107的第2变形例的切断电路10化的电 路图。 阳171 ] 第2变形例的切断电路10化相对于第1变形例的切断电路105a (参照图8)，将电 阻R1、R2变更为恒定电流电路CC2、CC3。在恒定电流电路CC2、CC3中，能够使用例如使栅 极与源极短路了的N型耗尽M0SFET。
[0172] 通过将电阻R1变更为恒定电流电路CC2,在电源供给的切断解除与切断之间，产 生对R1的电阻值乘W恒定电流电路CC2的电流Icc而得到的磁滞。该磁滞电压不依赖于 电压Vka。因此，易于确保磁滞电压的设计余量。另外，通过从元件偏差大的电阻R1变更为 使用元件偏差小的M0SFET的恒定电流电路CC2,易于确保针对偏差的设计余量。通过易于 确保运些设计余量，能够设定为更大的磁滞电压，能够进一步提高针对重复切断解除和切 断的振动的耐性。 阳173] 进而，通过将电阻R1、R2变更为恒定电流电路CC2XC3,能够代替半导体上的面积 大的电阻，使用面积小的M0SFET。因此，能够廉价地制造整流装置107的控制电路106。 [0174] 能够分别独立地在切断电路105中应用W上的恒定电流电路CC2和恒定电流电路 CC3。 阳175] 图10是第1实施方式中的外部2端子的自律型同步整流M0S阳T的整流装置107 的第3变形例的切断电路105c的电路图。 阳176] 说明第3变形例的切断电路105c的结构。切断电路105c构成为包括PM0S16、17、 18、19、醒0524、25、26、二极管01、恒定电流电路〇：4、〇：5、^及电阻1?1、1?2、1?3、1?4。关于 M0S，仅NM0S25是耗尽型，其他是增强型。
[0177] 电容器电压输入端子VCIN经由PM0S16,与电容器电压输出端子VC0UT连接。电容 器电压输入端子VCIN进而经由PM0S19,与PM0S16的栅极连接。PM0S19的栅极与PM0S16 的漏极连接。 阳17引漏极电压输入端子VDIN经由二极管D1、电阻R3、R1 、W及NM0S24,与接地端子GND 连接。PM0S16的栅极与电阻R3和电阻R1的连接节点连接。NM0S24的栅极与PM0S16的漏 极连接。另外，电容器电压输出端子VC0UT经由具有高电阻值的电阻R2与接地端子GND连 接。 阳1巧]漏极电压输入端子VDIN进而与PM0S17的栅极和NM0S25的栅极连接。电容器电压 输入端子VCIN经由PM0S17、恒定电流电路CC5、W及NM0S25与接地端子GND连接。NM0S25 的漏极与NM0S26的栅极连接。
[0180] 进而，电容器电压输入端子VCIN经由电阻R4、恒定电流电路CC4、W及NM0S26与 接地端子GND连接。电阻R4和恒定电流电路CC4的连接节点与PM0S18的栅极连接。电容 器电压输入端子VCIN经由PM0S18与电容器电压输出端子VC0UT连接。 阳181] 通过运样构成，切断电路105c能够W期望条件的阔值电压切断电源供给。该期望 条件是指，向判定电路102的电源供给的切断结束中的电压Vka是比在整流M0SFET101的 寄生二极管中流过整流电流时的电压Vka更大的电压即可。 阳182] W下，说明图10所示的切断电路105c的动作。
[0183] 在切断解除的状态下，PM0S19截止，二极管D1被偏置为正向，所W切断电路105c 的切断的动作成为与图3的实施例同样的动作。目P，如果成为二极管D1的正向压降V化，贝U 在切断解除的状态下，如果满足W下的式（4)，则PM0S16截止而切断电源供给。 阳化4]【式4】 阳化5]
[0186] 此处，Vka :正极侧主端子TK的电压
[0187] V化：二极管的正向压降
[0188] Vc:电容器104的正极侧端子的电压
[0189] Vth_PM0S :PM0S16 的阀值电压 阳190] R1:电阻值
[0191] R3:电阻值
[0192] 由此，电容器电压输入端子VCIN与电容器电压输出端子VC0UT之间的电流路径被 切断，向判定电路102的电源供给被切断。于是，电容器电压输出端子VC0UT的电位通过电 阻R2成为与接地端子GND相同的电位，不对判定电路102的电源电压端子VCC与接地端子 GND之间施加电压，在判定电路102中不流过电流。如果电容器电压输出端子VC0UT的电位 降低，则NM0S24的栅极压降而截止，漏极电压输入端子VDIN与接地端子GND之间的电流也 切断。 阳193] 如果在筛查时，作为正极侧主端子TK与负极侧主端子TA之间的电压Vka从0V施 加正的电压，则该切断电路105c继续进行电源供给的切断。即使在整流动作中W及交流发 电机140的停止之后，也按照与图3所示的实施方式同样的动作切断。
[0194] 切断解除的动作与图3所示的实施方式不同。如果正极侧主端子TK与负极侧主 端子TA之间的电压Vka为负，则切断电路105c解除电源供给的切断。 阳1巧]首先，如果电压Vka、即漏极电压输入端子VDIN的电压下降，则PM0S17导通。在 切断中，PM0S19导通，所WPM0S16被固定为截止状态。进而，如果电压Vka、即漏极电压输 入端子VDIN的压降而成为负电压，低于耗尽型的NM0S25的阔值电压，则NM0S25截止。于 是，关于NM0S26,栅极电压提高而导通。关于PM0S18,栅极压降而导通。电容器电压输出端 子VC0UT的电压提高至对电容器电压输入端子VCIN施加了的电压，NM0S24导通，PM0S19截 止，PM0S16导通。 阳196] 按照W上的动作，对电容器电压输入端子VCIN施加了的电压被输出到电容器电 压输出端子VC0UT，电源供给的切断被解除。 阳197] 在使用第3变形例的切断电路105c的整流装置107中，除了第1实施方式的整流 装置107的效果W外，还能够进一步缩短整流动作中的切断解除的期间，能够相应地进一 步抑制电容器104的放电。另外，通过增大电阻R3,在使整流电流的流过结束之后，能够尽 快切断，同样相应地能够进一步抑制电容器104的放电。由此，能够进一步增大与二极管 103a串联地连接的充电限制电阻的电阻值，能够降低向电容器104、控制电路106的电涌电 流、电涌电压，能够提高电容器104、控制电路106的可靠性。
[0198] 另外，不限于此，切断电路构成为W整流MOS阳TlOl的漏极电压Vd比在整流 M0S阳T101的寄生二极管中流过了整流电流时的整流M0S阳T101的漏极电压（一0. 7V左 右的负电压）更大的期望的电压，解除电源供给的切断即可。由此，整流装置107能够在整 流动作之前或者整流动作最初解除切断，能够驱动整流M0SFET101而流过整流电流。另外， 切断电路构成为W整流M0SFET101的漏极电压Vd是0V W上的期望的电压，切断电源供给 即可。通过运样构成，整流装置107能够在整流动作结束之后切断，能够不切断而驱动整流 M0S阳T101来流过整流电流。
[0199] 接下来，参照图11和图12,说明在外部2端子的自律型同步整流M0SFET的整流装 置107a中，具有栅极驱动电路108的控制电路106曰。
[0200] 图11是第2实施方式中的外部2端子的自律型同步整流M0S阳T的整流装置107a 的电路图。针对图1所示的第1实施方式的整流装置107,第2实施方式的控制电路106a 在判定电路102与整流M0SFET101之间，具备栅极驱动电路108。 阳201] 栅极驱动电路108的输入端子IN与判定电路102的输出端子OUT连接。栅极驱 动电路108的输出端子OUT与整流M0S阳T101的栅极连接。栅极驱动电路108的电源电压 端子VCC与电容器104的正极侧端子连接，栅极驱动电路108的接地端子GND与整流装置 107的负极侧主端子TA连接。 阳202] 图12示出第2实施方式的栅极驱动电路108的电路图。
[0203] 栅极驱动电路108通过由高侧的PM0S30、32、34和低侧的NM0S31、33、35构成的3 级的CMOS (Complementary Μ(脚缓冲器来构成。 阳204] 输入端子IN与第1级的CMOS缓冲器连接。目Ρ，与互补地连接了的PM0S34 W及 NM0S35的栅极连接。
[0205] PM0S34 W及NM0S35的漏极与第2级的CMOS缓冲器连接。旨P，与互补地连接了的 PM0S32 W及NM0S33的栅极连接。 阳206] PM0S32 W及NM0S33的漏极与第3级的CMOS缓冲器连接。目P，与互补地连接了的 PM0S30W及NM0S31的栅极连接。该PM0S30W及NM0S31的漏极与输出端子OUT连接。各 级的CMOS缓冲器与共同的电源电压端子VCC和接地端子GND连接。
[0207]旨P，通过栅极驱动电路108,能够根据判定电路102的输出，更高速地驱动整流 M0SFET101的栅极。此处，示出了 3级的CMOS缓冲器的例子，但也可W是一级或者其他多 级。 阳20引在第2实施方式的控制电路106a的情况下，即使切断电路105切断向判定电路 102的电源供给，也进行向栅极驱动电路108的电源供给，该栅极驱动电路108成为可动作 的状态。因此，能够针对栅极驱动电路108应用有源错位电路等，能够在发生电涌时进行吸 收电涌的动作。 阳209] 图13是示出第3实施方式中的外部2端子的自律型同步整流M0SFET的整流装置 10化的电路图。
[0210] 在第2实施方式的整流装置107a的控制电路106a中，栅极驱动电路108的电源 电压端子VCC与电容器104的正极侧端子连接。与此相对地，在第3实施方式的整流装置 10化的控制电路10化中，栅极驱动电路108的电源电压端子VCC与切断电路105的电容器 电压输出端子VC0UT连接。栅极驱动电路108的结构与第2实施方式相同。 阳211] 在第3实施方式的整流装置10化的情况下，在切断电路105切断了向判定电路 102的电源供给时，向栅极驱动电路108的电源供给也切断。关于栅极驱动电路108,如果 向自身的电源供给被切断，则无法使整流M0SFET101的栅极导通。因此，能够防止由于噪声 等而整流MOS阳T101错误地导通。
[0212] 接下来，参照图14和图15,说明对第1实施方式的整流装置107附加了逻辑确定 的电路的第4实施方式的电路结构。
[0213] 图14是第4实施方式中的整流装置107d的电路图。
[0214] 第4实施方式的整流装置107d的控制电路106d具备与第1实施方式（参照图1) 不同的切断电路l〇5d和与第2实施方式（参照图11)不同的栅极驱动电路108d。 阳215] 第4实施方式的切断电路105d具备与第1实施方式的切断电路105不同的逻辑 确定用输出端子GNM0S。该逻辑确定用输出端子GNM0S与栅极驱动电路108d的第2输入 端子IN2连接，向最终级的NM0S的栅极输出信号。由此，即使由于电源供给的切断而无法 确定栅极驱动电路l〇8d的输入端子IN的逻辑，也能够确定栅极驱动电路108d的输出端子 OUT的逻辑。
[0216] 图15(a)、化）是第4实施方式中的整流装置107d的各部的电路图。 阳217] 图15(a)是第4实施方式中的切断电路105d的电路图。
[0218] 第4实施方式的切断电路105d是相对于第1实施方式的切断电路105 (参照图 3)，附加了 PM0S20和逻辑确定用输出端子GNM0S的结构。
[0219] 在第4实施方式中的切断电路105d中，对图3的切断电路105追加了逻辑确定的 电路，但在图8~图10的切断电路105a~105c中也能够同样地应用。
[0220] 图15(b)是第4实施方式的栅极驱动电路108d的电路图。 阳221] 第4实施方式的栅极驱动电路108d与图12所示的第2实施方式的栅极驱动电路 108不同，具备第2输入端子1肥。该第2输入端子IN2与最终级的NM0S31的栅极连接。 [0222] W下，说明切断电路105d和栅极驱动电路108d的动作。 阳223] 如果切断电路105d切断电源供给，则切断电路105d的电容器电压输出端子VC0UT 的电压下降，PM0S20导通。如果PM0S20导通，则逻辑确定用输出端子GNM0S的电压上升。 [0224] 逻辑确定用输出端子GNM0S与第2输入端子IN2连接。因此，经由第2输入端子 IN2而NM0S31的栅极电压上化NM0S31导通。其结果，栅极驱动电路108d的电压被固定为 整流M0SFET101的源极电压。由此，在切断电路105切断了电源供给时，通过逻辑确定用输 出端子GNM0S确定控制电路106的逻辑，所W不对整流M0SFET101的栅极施加电压。 阳225] 接下来，参照图16(a)~（C)，示出判定电路102的各变形例。
[0226] 图16 (a)~（C)是示出第1实施方式中的整流装置107的判定电路102的变形例 的电路图。
[0227] 说明图16 (a)所示的判定电路10化的结构。
[0228] 判定电路10化是构成为包括恒定电流电路(X5~CC7、N型双极型晶体管TR1、 TR2、化及二极管D2、D3的差动放大电路，判定整流M0S阳T101的导通和截止。 阳229] 恒定电流电路(X5从电源电压端子VCC向N型双极型晶体管TR1的集电极连接。 恒定电流电路CC6从电源电压端子VCC向N型双极型晶体管TR1的基极W及N型双极型晶 体管TR2的基极的连接节点连接。 阳230] 恒定电流电路(X7从电源电压端子VCC向N型双极型晶体管TR2的集电极连接。 N型双极型晶体管TR2的集电极与输出端子OUT连接。 阳231] 二极管D2从N型双极型晶体管TR1的发射极向非反相输入端子IN+连接。二极 管D2从N型双极型晶体管TR2的发射极向反相输入端子IN - W及接地端子GND连接。 阳232] W下，说明图16(a)所示的判定电路10化的动作。
[023引如果判定电路10化的非反相输入端子IN+的电压Vin+比反相输入端子IN -的 电压Vin -更低，则在恒定电流电路CC6中流过的电流流入到N型双极型晶体管TR1的基 极，不流入到N型双极型晶体管TR2的基极。其结果，N型双极型晶体管TR1为导通状态，N 型双极型晶体管TR2为截止状态，向输出端子OUT输出对电源电压端子VCC施加的Η电平 的电压。在恒定电流电路(Χ5中流过的电流从Ν型双极型晶体管TR1的集电极流入到发射 极，经由二极管D2被抽出到非反相输入端子ΙΝ+。在恒定电流电路CC7中流过的电流被抽 出到输出端子OUT。
[0234] 相反地，考虑判定电路10化的非反相输入端子IN+的电压Vin+比反相输入端子 IN -的电压Vin -更高的情况。在恒定电流电路CC6中流过的电流流入到N型双极型晶 体管TR2的基极，不流入到N型双极型晶体管TR1的基极。其结果，N型双极型晶体管TR1 截止，N型双极型晶体管TR2为导通状态，向输出端子OUT输出接地端子GND的L电平的电 压。在恒定电流电路CC5中不流过电流，在恒定电流电路CC7中流过的电流从N型双极型 晶体管TR2的集电极流入 到发射极，经由二极管D3被抽出到反相输入端子IN -。
[0235] W下，说明图16(a)所示的判定电路10化的特征。
[0236] 判定电路10化通过变更电流流过的路径，判定导通/截止，所W不易引起噪声所 致的误动作。另外，判定电路10化将从电源电压端子VCC向非反相输入端子IN+流过电流 的路径、与从电源电压端子VCC向反相输入端子IN -流过电流的路径设为对称。由此，能 够消除各路径的元件的溫度依赖，减小电路整体的溫度依赖。
[0237] 判定电路102b进而通过使用恒定电流电路(X5~CC7,即使电池111的电压变动 而电容器104的电压变动，也不会受到其影响。旨P，判定电路10化能够减小向电池电压的 依赖性。在恒定电流电路(X5~CC7中，例如，与图2的恒定电流电路CC1同样地，能够使 用使栅极与源极短路了的N型耗尽M0SFET。 阳23引但是，图16 (a)的判定电路102b不使用如图2的比较器那样M0S阳T，而使用N型 双极型晶体管TRUTR2。在N型双极型晶体管TRUTR2的驱动中，需要规定的电流，有可能 消耗电流变多。 阳239] 说明图16化）所示的判定电路102c的结构。
[0240] 判定电路102c使用1个N型双极型晶体管TR3。该判定电路102c是构成为包 括恒定电流电路CC8、CC9、N型双极型晶体管TR3、W及二极管D4、D5的电路，判定整流 M0S阳T101的导通和截止。 阳241 ] 恒定电流电路CC8从电源电压端子VCC向N型双极型晶体管TR3的基极B W及二 极管D4的阳极A的连接节点连接。 阳242] 恒定电流电路CC9从电源电压端子VCC向N型双极型晶体管TR3的集电极C连接。 N型双极型晶体管TR3的集电极C与输出端子OUT连接。 阳2创二极管D4从N型双极型晶体管TR3的基极B向非反相输入端子IN+连接。二极 管D5从N型双极型晶体管TR2的发射极E向反相输入端子IN - W及接地端子GND连接。 阳244] W下，说明图16化）所示的判定电路102c的动作。
[0245] 考虑判定电路102c的非反相输入端子IN+的电压Vin+比反相输入端子IN -的电 压Vin -更低的情况。此时在恒定电流电路CC8中流过的电流不流入到N型双极型晶体管 TR3的基极B，经由二极管D4流入到非反相输入端子IN+。其结果，N型双极型晶体管TR3 为截止状态，向输出端子OUT输出对电源电压端子VCC施加了的Η电平的电压。在恒定电 流电路CC9中流过的电流流入到输出端子OUT。
[0246] 相反地，如果判定电路102c的非反相输入端子IN+的电压Vin+比反相输入端子 IN -的电压Vin -更高，则在恒定电流电路CC8中流过的电流流入到N型双极型晶体管TR3 的基极B，不流入到二极管D4。其结果，N型双极型晶体管TR3导通状态，向输出端子OUT输 出接地端子GND的L电平的电压。在恒定电流电路CC8中流过的电流从N型双极型晶体管 TR3的集电极C流入到发射极E，经由二极管D5流入到反相输入端子IN -。
[0247] W下，说明图16化）所示的判定电路102c的特征。 阳248] 图16(b)的判定电路102c与图16(a)的判定电路10化同样地，通过变更电流流 过的路径，判定导通/截止。因此，判定电路102c不易引起噪声所致的误动作。
[0249] 在从电源电压端子VCC向反相输入端子IN -(接地端子GND)的第1路径中，从 N型双极型晶体管TR3的基极B的P型半导体区域向发射极E的高浓度N型半导体区域流 过电流。在从电源电压端子VCC向非反相输入端子IN+的第2路径中，从二极管D4的阳极 A的P型半导体区域向阴极K的高浓度N型半导体区域流过电流。在两个路径中，都是从P 型半导体区域向高浓度N型半导体区域流过电流。
[0250] 判定电路102c能够使二极管D4和N型双极型晶体管TR3的基极B/发射极E构 成相同。由此，能够使第1路径和第2路径的溫度依赖相同。判定电路102c与图16(a)的 判定电路10化同样地，构成第1路径和第2路径的各元件的溫度依赖相互消除，能够减小 动作的溫度依赖。 阳巧1] 进而，判定电路102c通过使用恒定电流电路CC8、CC9,即使电池111的电压变动 而电容器104的电压变动，也不会受到其影响。判定电路102c能够减小向电池电压的依赖 性。在恒定电流电路CC8、CC9中，与图2的恒定电流电路CC1同样地，能够使用使栅极与源 极短路了的N型耗尽M0S阳T。 阳巧引图16(b)的判定电路102c能够与经由图16(a)的判定电路10化中的恒定电流电 路(X5从N型双极型晶体管TR1的集电极流入到发射极的电流的量相应地，减少消耗电流。 其结果，能够减小电容器104的电容，减小安装面积，并减小整流装置107的成本。 阳巧3] 说明图16(c)所示的判定电路102d的结构。 阳巧4] 判定电路102d使用1个NM0S27。该判定电路102d构成为包括恒定电流电路CC10 和NM0S27。恒定电流电路CC10从电源电压端子VCC向NM0S27的漏极连接。NM0S27的漏 极与输出端子OUT连接。NM0S27的栅极与非反相输入端子IN+连接。NM0S27的源极与反 相输入端子IN - W及接地端子GND连接。
[0255] W下，说明图16(c)所示的判定电路102d的动作。
[0256] 如果判定电路102d的非反相输入端子IN+的电压Vin+比对反相输入端子IN -的电压Vin -加上NM0S27的阔值电压而得到的电压更低，则NM0S27截止。如果NM0S27截 止，则向输出端子OUT输出对电源电压端子VCC施加了的Η电平的电压。在恒定电流电路 CC10中流过的电流流入到输出端子OUT。 阳巧7] 相反地，如果判定电路102的非反相输入端子IN+的电压Vin+比对反相输入端 子IN -的电压Vin -加上NM0S27的阔值电压而得到的电压更高，则NM0S27导通。如果 NM0S27导通，则向输出端子OUT输出接地端子GND的L电平的电压。在恒定电流电路CC10 中流过的电流经由NM0S27流入到反相输入端子IN -。
[0258] W下，说明图16(c)所示的判定电路102d的特征。 阳259] 判定电路102d仅由1个NM0S27构成，所W电路简单，消耗电流也小。由于电路简 单，所W能够减小控制电路106的面积，安装面积被降低，整流装置107的成本也被降低。由 于消耗电流小，所W能够减小电容器104的电容，能够降低安装面积，整流装置107的成本 也能够降低。 阳260] W上，图16(a)~（C)的判定电路102b~102d进行与图3所示的判定电路102 同样的判定动作，所W在自身中持续流过电流。但是，通过本发明的实施方式，即使在图 16(a)~（C)中，也能够切断在判定电路10化~102d中流过的电流。 阳％1] 本发明不限于上述实施方式，包括各种变形例。例如，上述实施方式是为了易于理 解地说明本发明而详细地说明了的实施方式，不一定具备说明了的所有结构。能够将某个 实施方式的结构的一部分置换为其他实施方式的结构，还能够对某个实施方式的结构加上 其他实施方式的结构。另外，还能够针对各实施方式的结构的一部分，进行其他结构的追加 /删除/置换。 阳％2] 在各实施方式中，控制线、信息线表示在说明上考虑为必要的部分，不一定表示在 产品上必要的所有控制线、信息线。实际上，也可W考虑为几乎所有结构相互连接。 阳263] 作为本发明的变形例，例如，有W下的（a)~（d)那样的例子。 阳264] (a)本发明不限于外部2端子的自律型同步整流M0S阳T的整流装置，也可W应用 于非自律型（外部控制型）的同步整流M0SFET的整流装置。
[0265] 化）本发明的同步整流装置不限于用于交流发电机，也可W用于开关调节器等。 阳％6] (C)本发明的同步整流装置也可W具备栅极驱动电路，并且，也可W不具备栅极驱 动电路，不受限制。 阳％7] (d)本发明的同步整流装置也可W代替电容器而具备任意的能量累积/释放单 元。电容器并非本发明的必须的结构。
【主权项】
1. 一种同步整流装置，构成对交流输入电压进行同步整流来生成直流电压并将该直流 电压输出到外部的交流发电机，所述同步整流装置的特征在于，具备： 开关晶体管； 一对外部端子，与所述开关晶体管的一对主端子连接； 控制电路，对所述开关晶体管的栅极提供控制信号而使其导通；以及 电容器，对所述控制电路供给电源， 所述控制电路具备： 判定电路，判定所述一对外部端子的各电压；以及 切断电路，在所述开关晶体管的所述一对主端子之间的电压是规定电压以上时，切断 向所述判定电路的电源供给，在输入了的所述一对主端子之间的电压小于规定电压时，不 切断向所述判定电路的电源供给。2. 根据权利要求1所述的同步整流装置，其特征在于， 在所述切断电路切断了向所述判定电路的电源供给时，经由所述控制电路而在所述一 对外部端子之间流过的电流比经由所述电容器而在所述一对外部端子之间流过的电流更 小。3. 根据权利要求1所述的同步整流装置，其特征在于， 在所述切断电路切断了向所述判定电路的电源供给时，经由所述电容器而在所述一对 外部端子之间流过的电流比经由所述开关晶体管而在所述一对外部端子之间流过的电流 更大。4. 根据权利要求1所述的同步整流装置，其特征在于， 所述切断电路开始切断向所述判定电路的电源供给时的所述一对主端子之间的电压 比结束切断向所述判定电路的电源供给时的所述一对主端子之间的电压更大。5. 根据权利要求1所述的同步整流装置，其特征在于， 对所述切断电路输入所述开关晶体管的所述一对主端子之间的电压和所述电容器的 一对端子之间的电压。6. 根据权利要求5所述的同步整流装置，其特征在于， 所述切断电路具备切断向所述判定电路的电源供给的晶体管，根据所述开关晶体管的 所述一对主端子之间的电压和所述电容器的一对端子之间的电压的比较结果，对所述晶体 管进行导通截止控制。7. 根据权利要求1所述的同步整流装置，其特征在于， 所述开关晶体管是MOSFET。8. 根据权利要求7所述的同步整流装置，其特征在于， 向所述判定电路的电源供给的切断结束时的所述一对主端子之间的电压比在所述MOSFET的寄生二极管中流过整流电流时的所述一对主端子之间的负电压更大。9. 根据权利要求1所述的同步整流装置，其特征在于， 具备在切断了向所述判定电路的电源供给时以使所述开关晶体管截止的方式确定控 制电路的逻辑的电路。10. 根据权利要求1所述的同步整流装置，其特征在于， 所述控制电路具备驱动所述开关晶体管的栅极的栅极驱动电路， 所述切断电路不切断向该栅极驱动电路的电源供给。11. 根据权利要求1所述的同步整流装置，其特征在于， 所述控制电路具备驱动所述开关晶体管的栅极的栅极驱动电路， 所述切断电路在所述开关晶体管的所述一对主端子之间的电压是规定电压以上时，切 断向所述栅极驱动电路的电源供给，在所输入了的所述一对主端子之间的电压小于规定电 压时，不切断向所述栅极驱动电路的电源供给。12. 根据权利要求1所述的同步整流装置，其特征在于， 在所述切断电路切断了向所述控制电路的电源供给时，在经由所述控制电路而在所述 一对主端子之间流过电流的所有路径中，在路径内存在的晶体管中的至少1个处于截止状 ??τ〇13. 根据权利要求1所述的同步整流装置，其特征在于， 所述判定电路具有与所述一对外部端子中的正极侧主端子连接了的输入端子， 所述输入端子与构成所述判定电路的MOSFET的栅极或者构成所述判定电路的二极管 的阴极连接。14. 根据权利要求13所述的同步整流装置，其特征在于， 所述判定电路是比较器。15. -种交流发电机，其特征在于， 具备权利要求1至14中的任意一项所述的同步整流装置。
【专利摘要】将同步整流MOSFET的整流装置构成为在规定的条件下切断来自外部的电源供给而不使电流流入到控制电路，能够进行组装后的电容器不良的筛查等。整流装置(107)具备：整流MOSFET(101)，进行同步整流；控制电路(106)，输入整流MOSFET(101)的一对正极侧主端子(TK)与负极侧主端子(TA)之间的电压，根据所输入了的电压，判定整流MOSFET(101)的导通/截止；以及电容器(104)，向控制电路(106)供给电源。控制电路(106)具备输入整流MOSFET(101)的一对主端子之间的电压，在所输入的一对主端子之间的电压为第1电压以上时，切断向控制电路(106)的电源供给，在所输入的一对主端子之间的电压为第1电压以下时，解除向控制电路(106)的电源供给的切断的切断电路(105)。
【IPC分类】H02M1/08, H02M7/217
【公开号】CN105490568
【申请号】CN201510629991
【发明人】石丸哲也, 恩田航平, 栗田信一, 菅山茂
【申请人】株式会社日立功率半导体
【公开日】2016年4月13日
【申请日】2015年9月29日
【公告号】DE102015012585A1, US20160099658
【技术领域】
[0001] 本发明设及同步整流 M0S阳T (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor,金属氧化物半导体场效应晶体管）的同步整流装置、W及使用该同步整流装 置的交流发电机。
【背景技术】
[0002] 在汽车中进行发电的交流发电机中，作为整流元件，此前使用二极管。二极管虽然 廉价，但存在正向压降，损失大。相对于此，近年来，代替二极管，开始将M0SFET用作交流发 电机用的整流元件。通过对M0SFET进行同步整流，无正向压降而正向电流从0V上升，能够 实现损失少的整流元件。
[0003] 商用电源的交流的频率恒定。因此，在作为商用电源的电源装置的整流元件使用 M0SFET的情况下，还能够与时钟同步地进行M0SFET的导通/截止控制。但是，交流发电机 在线圈中产生的交流电力的频率不恒定。因此，在作为交流发电机的整流元件使用M0SFET 的情况下，并非如在电源装置等中使用的情况那样简单地与时钟同步，而需要与其时刻变 化的频率同步地进行M0SFET的导通/截止控制。
[0004] 作为进行交流发电机的同步整流M0SFET的导通/截止控制的方法，已知使用霍尔 元件来探测马达的位置而进行M0SFET的控制的方法。此处，将运样的通过霍尔元件等从外 部输入信号来进行控制的方法称为外部控制型。外部控制型的同步整流M0SFET需要使用 霍尔元件等传感器，需要通过控制电路进行复杂的控制，所W交流发电机的整流部变得昂 贵。 阳0化]在专利文献1中，作为进行交流发电机的同步整流M0SFET的导通/截止控制的其 他方法，公开了根据同步整流M0SFET的源极/漏极之间的电压进行判定来进行M0SFET的 控制的方法。此处，将运样的从外部没有信号而根据内部的电压进行控制的方法称为自律 型。在自律型的同步整流M0SFET中，不需要霍尔元件等传感器，一般控制电路也简单，所W 能够使交流发电机的整流部变得廉价。在专利文献1中，作为根据同步整流M0SFET的源极 /漏极之间的电压判定M0S阳T的导通/截止的电路，使用差动放大器，而且还使用比较器 等。
[0006] 进而，专利文献1公开的交流发电机的同步整流M0SFET的整流器具备供给控制电 路的电源的电容器。通过内置作为电源的电容器，能够将外部端子的数量设为2个。由此， 能够做成与二极管相同的端子结构，能够替代在交流发电机中使用的二极管来使用。
[0007] 专利文献1 :日本特表2011-507468号公报
【发明内容】
[0008] 外部2端子的自律型同步整流M0S阳T的整流装置（整流器）由整流M0S阳T、控制 电路、W及电容器等多个元件构成。自律型同步整流M0SFET的整流装置如果对外部端子之 间施加正的电压，则自动地在电容器中累积电荷而将电容器作为电源，使用该电源的控制 电路使整流MOSFET导通、截止。由此，能够W在对外部端子之间施加了负的电压时流过电 流的方式自动地动作。
[0009] 在控制电路中，同步整流M0S阳T自动地动作。对在其中包含的同步整流M0S阳T 进行导通/截止控制的差动放大器或者比较器等判定电路W使电流稳定地流过电流的方 式构成电路。因此，即使在电容器中充分地累积了电荷时，仍持续消耗规定的电流。另外， 为了应对该电流的消耗，需要搭载规定电容的电容器。在使用该同步整流装置构成交流发 电机时，即使在待机状态下也始终稳定地流过电流，所W需要另外设置开关、继电器等。
[0010] 外部2端子的自律型同步整流M0S阳T的整流装置由整流M0S阳T、控制电路、W及 电容器等多个元件构成。通过在组装到该整流装置之前，使各元件独立地筛查，能够去除组 装之前的各元件的不合格品。但是，在组装到该整流装置之后，必须通过外部2端子进行对 整流装置的不良的筛查。特别，电容器有可能在锡焊、树脂的固化等热工序中变得不良，组 装之后的筛查的必要性高。
[0011] 通过对外部2端子施加电压，并测定在两个端子之间流过的电流，进行该筛查。在 外部2端子的自律型同步整流M0SFET的整流装置中，整流M0SFET和控制电路被并联地连 接。电容器经由控制电路内的二极管与控制电路并联地连接。因此，当在筛查中对外部2 端子施加了电压时，在该2端子之间流过的电流成为在整流M0SFET中流过的泄漏电流、在 控制电路中流过的电流、化及在电容器中流过的泄漏电流之和。此处，在控制电路中，通过 W使同步整流M0SFET自动地动作的方式对在其中包含的同步整流M0SFET进行导通/截止 控制的差动放大器或者比较器等判定电路，W使电流稳定地流过的方式构成电路。
[0012] 在具有从外部供给电源的端子的同步整流M0SFET的整流装置的情况下，能够停 止来自外部的电源供给，不使电流流入到判定电路。但是，在外部2端子的自律型同步整流 M0SFET的整流装置的情况下，如果对外部2端子施加了电压，则需要在判定电路中一定流 过电流。相比于在充电结束了的电容器中流过的泄漏电流、在截止状态的整流M0SFET中流 过的泄漏电流，在该判定电路中流过的电流、即在控制电路中流过的电流更大。因此，即使 由于组装时的不良而电容器的泄漏电流增加，被在控制电路中流过的电流隐去。即，即使由 于组装时的不良而电容器的泄漏电流增加，仍难W检测该泄漏电流的增加。目P，在外部2端 子的自律型同步整流M0SFET的整流装置中，存在组装之后的电容器的不良的筛查困难运 样的问题。
[001引另外，在外部2端子的自律型同步整流M0S阳T的整流装置中，即使在电容器的充 电中，控制电路也使电流稳定地流过。因此，电容器的充电电流的一部分不被用于电容器的 充电，而由控制电路消耗。相应地，在电容器的充电中花费时间，所W需要使限制电容器电 流的电阻变得更小。如果减小限制电容器电流的电阻，则电容器的故障率增大，电容器的可 靠性降低。
[0014] 进而，在使用外部2端子的自律型同步整流M0S阳T的整流装置的交流发电机中， 即使该交流发电机停止发电，整流装置中的控制电路仍使电流稳定地流过。因此，通过该电 流，电池放电，电池电压降低。
[0015] 因此，本发明的课题在于提供一种能够在规定的条件下切断来自外部的电源供给 而使电流不流入到控制电路的同步整流装置和使用该同步整流装置的交流发电机。
[0016] 为了解决上述课题，第1发明的同步整流装置构成对交流输入电压进行同步整流 来生成直流电压并将该直流电压输出到外部的交流发电机。该同步整流装置具备开关晶体 管、与上述开关晶体管的一对主端子连接了的一对外部端子、对上述开关晶体管的栅极提 供控制信号而使其导通的控制电路、W及对上述控制电路供给电源的电容器。上述控制电 路具备判定上述一对外部端子的各电压的判定电路和在上述开关晶体管的上述一对主端 子之间的电压是规定电压W上时切断向上述判定电路的电源供给并且在输入了的上述一 对主端子之间的电压小于规定电压时不切断向上述判定电路的电源供给的切断电路。
[0017] 第2发明的交流发电机具备第1发明的同步整流装置。
[0018] 关于其他单元，在【具体实施方式】中说明。
[0019] 根据本发明，能够提供一种能够在规定的条件下切断来自外部的电源供给而使电 流不流入到控制电路的同步整流装置和使用该同步整流装置的交流发电机。由此，能够进 行组装了同步整流装置之后的电容器不良的筛查等。
【附图说明】
[0020] 图1是示出第1实施方式中的自律型的同步整流M0SFET的整流装置的电路图。
[0021] 图2是示出第1实施方式中的整流装置的判定电路的电路图。
[0022] 图3是示出第1实施方式中的整流装置的切断电路的电路图。
[0023] 图4是示出第1实施方式中的整流装置的筛查时的电压电流特性的图形。
[0024] 图5是示出使用第1实施方式中的整流装置的交流发电机的概略结构的电路图。 [00巧]图6是示出第1实施方式中的整流装置的整流动作时的电压电流波形的图形。 [00%]图7是示出第1实施方式中的整流装置的整流动作停止之后的电压电流波形的图 形。
[0027] 图8是示出第1实施方式中的整流装置的第1变形例的切断电路的电路图。
[0028] 图9是示出第1实施方式中的整流装置的第2变形例的切断电路的电路图。
[0029] 图10是示出第1实施方式中的整流装置的第3变形例的切断电路的电路图。
[0030] 图11是示出第2实施方式中的自律型的同步整流M0SFET的整流装置的电路图。
[0031] 图12是示出第2实施方式中的整流装置的栅极驱动电路的电路图。
[0032] 图13是示出第3实施方式中的自律型的同步整流M0SFET的整流装置的电路图。
[0033] 图14是示出第4实施方式中的整流装置的电路图。
[0034] 图15是示出第4实施方式中的整流装置的各部的电路图。
[0035] 图16是示出整流装置的判定电路的各变形例的电路图。
[0036] 符号说明
[0037] 11 ~20 :P 型 M0S阳T ;21 ~27 :N 型 M0S阳T ;30、32、34 :高侧？型版)5阳T ;31、33、 35 :低侧N型M0S阳T ;101 :整流M0S阳T (开关晶体管）；102、102a~102d :判定电路；103a : 二极管；103b :电阻；104 :电容器；105、105a~105d :切断电路；106、106a~106d :控制电 路；107、107曰~107(1:整流装置（同步整流装置）；108、108(1:栅极驱动电路；109:转子 线圈；110uv、110w、110mi :定子线圈；111 :电池；130 :整流电路；140 :交流发电机；CC1~ CC10 :恒定电流电路；TR1~TR3 :N型双极型晶体管；D1~D4 :二极管；IN+ :非反相输入端 子；IN-:反相输入端子；Vds :漏极/源极间电压；Nu、Nv、Nw :节点：（交流端子）；Np、Nn :节 点（直流端子）；ΤΚ:正极侧主端子（一对主端子中的一方）；TA:负极侧主端子（一对主端 子中的另一方）；0υτ :输出端子；GND :接地端子；VCC :电源电压端子。
【具体实施方式】
[0038] W下，根据附图，详细说明本发明的实施方式。另外，在用于说明实施方式的各图 中，对具有同一功能的部分附加同一符号，适宜地省略其重复的说明。另外，在W下的实施 方式的说明中，除了特别需要时W外，不重复同一或者同样的部分的说明而适宜省略。
[0039] 图1是示出第1实施方式中的外部2端子的自律型的同步整流M0S阳T的整流装 置的电路图。
[0040] 如图1所示，第1实施方式的自律型的同步整流M0S阳T的整流装置107通过正极 侧主端子TK和负极侧主端子TA的外部的2个端子与外部连接。整流装置107构成为还包 括作为开关晶体管的整流M0SFET101、控制电路106、W及电容器104。在整流M0SFET101 中，存在寄生二极管。控制电路106构成为包括判定电路102、二极管103a、电阻103b、W 及切断电路105。控制电路106由单一的娃忍片构成，通过做成单忍片的IC(Integrated Circuit,集成电路），得到低成本/低面积/高噪声耐性的优点。 阳0川在整流M0S阳T101中，流过交流发电机的发电部（参照后述图5)发出的大电流， 所W使用功率M0S阳T。整流M0S阳T101进行同步整流。整流M0S阳T101具备作为一对主 端子的漏极和源极。整流M0SFET101的漏极与正极侧主端子TK连接，源极与负极侧主端子 TA连接。由此，在整流M0SFET101中存在的寄生二极管的阳极与负极侧主端子TA连接，阴 极与正极侧主端子TK连接。
[0042] 将整流M0S阳T101的漏极与源极之间的电压定义为电压Vds。将整流M0S阳T101 的栅极与源极之间的电压定义为电压Vgs。将整流M0SFET101的源极的电位设为电压Vs。 W43] 将该整流M0S阳T101的从漏极流入到源极的电流定义为电流Id。该整流 M0SFET101通过同步整流流过的电流Id为负的值。进而，将从正极侧主端子TK流入到负极 侧主端子TA的电流定义为电流化。整流装置107通过同步整流流过的电流化为负的值。
[0044] 判定电路102的非反相输入端子IN+与整流M0S阳T101的漏极连接，反相输入端 子IN-直接与整流M0S阳T101的源极连接。判定电路102的输出端子OUT与整流M0S阳T101 的栅极端子连接。从判定电路102的输出端子OUT,输出判定电路102的输出信号。判定电 路102生成直接比较非反相输入端子IN+和反相输入端子IN -而判定了的输出信号。判 定电路102输出负极侧主端子TA的源极电压Vs和正极侧主端子TK的漏极电压Vd的比较 结果。期望判定电路102的判定性能期望是高精度。
[0045 ] 二极管103a按照从正极侧主端子TK向电容器104的正极侧端子的方向连接。二 极管103a在正极侧主端子TK与负极侧主端子TA之间施加了比二极管103a的正向压降更 高的电压时，对电容器104进行充电。
[0046] 电阻103b与二极管103a串联地连接。电阻103b和二极管103a的位置不限于图 1的例子，也可W调换。电阻103b限制向电容器104的充电电流。通过增大电阻103b的电 阻值，能够降低电容器104的故障率，提高可靠性。另外，如果电容器104的可靠性没有问 题，则电阻103b未必一定需要。
[0047] 判定电路102判定负极侧主端子TA和正极侧主端子TK的各电压。判定电路102 的非反相输入端子IN+不经由电阻而与整流M0SFET101的漏极连接。判定电路102的反相 输入端子IN -不经由电阻而与整流MOSFETlOl的源极连接。由此，能够防止电阻的偏差、 溫度依赖所致的判定电路102的输入端子的电压变动。 W48] 切断电路105的电容器电压输入端子VCIN与电容器104的正极侧端子连接，电容 器电压输出端子VC0UT与判定电路102的电源电压端子VCC连接。另外，漏极电压输入端 子VDIN与整流M0S阳T101的漏极连接，接地端子GND与整流M0S阳T101的源极连接。切断 电路105在规定的条件下切断在判定电路102中流过的电流。切断电路105的端子W及布 线无需一定如上所述，可W根据切断电路105的电路结构而变化。 W例电流lie是在控制电路106中流过的电流。此处，电流lie是在判定电路102中 流过的电流、与在切断电路105中流过的电流之和。
[0050] 电容器104供给用于控制电路106进行驱动的电源。通过将电容器104用于电 源，整流装置107的端子数为2个，能够与在交流发电机140中使用的W往的整流二极管的 端子具有互换性。由此，能够将W往的整流二极管置换为该整流装置107,提高交流发电机 140的性能。W下，将该电容器104的正极侧端子的电压定义为电压Vc。将在该电容器104 中流过的电流定义为电流Ic。
[0051] 电流化分流为电流Id、电流lie、W及电流Ic。旨P，电流化为电流Id、电流lie、 W及电流Ic之和。
[0052] W下，参照图2,说明整流装置107的判定电路102的电路结构的一个例子和动作， 参照图3,说明整流装置107的切断电路105的电路结构的一个例子和动作。
[0053] 图2是示出第1实施方式中的同步整流装置107的判定电路102的一个例子的电 路图。
[0054] 判定电路102a是例如由M0S阳T构成的比较器。判定电路102a具备恒定电流电路 CC1、PM0S11、12、13、14、15、W及醒0521、22、23。在判定电路102曰的电源电压端子￥〇：与 接地端子GND之间供给电源而动作。判定电路102a比较非反相输入端子IN+的电压Vin+ 和反相输入端子IN -的电压Vin -来进行判定。 阳05引 ？]?0511、12、13构成电流镜电路。旨日，？]\?)511、12、13的漏极与电源电压端子￥〇：连 接。进而，PM0S11、12、13的栅极和PM0S11的源极连接到同一节点，并与恒定电流电路CC1 连接。该恒定电流电路CC1 W从PM0S11、12、13的栅极和PM0S11的源极的连接节点朝向接 地端子GND流过电流的方式连接。
[0056] PM0S14、15的漏极与PM0S12的源极连接。PM0S12、14、15的背栅与电源电压端子 VCC连接。PM0S14的栅极与反相输入端子IN -连接。PM0S15的栅极与非反相输入端子IN+ 连接。PM0S14的源极与NM0S21的源极和NM0S2U22的栅极连接。PM0S15的源极与NM0S22 的源极和NM0S23的栅极连接。NM0S21、22、23的漏极与接地端子GND连接。
[0057] PM0S13的源极和NM0S23的源极连接到同一节点，进而连接到输出端子OUT。 阳05引 W下，说明图2所示的判定电路102a的动作。
[0059] 如果判定电路102a的非反相输入端子IN+的电压Vin+比反相输入端子IN -的 电压Vin -更低，则相比于在PM0S12中流过的电流中的、在PM0S15中流过的电流Iin+，在 PM0S14中流过的电流lin -更小。在NM0S21中流过的电流也变少而截止。被施加与NM0S21 相同的栅极电压的NM0S22也截止，NM0S23的栅极电压提高而NM0S23导通。其结果，电流 Ioff_out从输出端子OUT流入到接地端子GND，对输出端子OUT输出对接地端子GND施加 的L电平的电压。 W60] 如果判定电路102a的非反相输入端子IN+的电压Vin+比反相输入端子IN -的 电压Vin -更高，则相比于从PMOS12流入的电流中的、在PMOS15中流过的电流Iin+，在 PM0S14中流过的电流lin -更大。流入到PM0S14的电流lin -流入到NMOS21而导通。被 施加与NMOS21相同的栅极电压的NMOS22也导通，NMOS23的栅极压降而NMOS23截止。其 结果，电流I〇n_out从电源电压端子VCC流入到输出端子OUT,对输出端子OUT输出对电源 电压端子VCC施加的Η电平的电压。
[0061] 在W上的动作中，在判定电路102a中，持续流过在PM0S11、12、13中流过的电 流。在PM0S11中持续流过由恒定电流电路CC1确定的电流，在PM0S12U3中持续流过由 PM0S11、12、13形成的镜电路、即与PM0S11的沟道宽的比来确定的电流。如果将在恒定电流 电路CC1中流过的电流设为10[μΑ]，将PM0S11、12、13的沟道宽的比设为1比2比2,则在 判定电路102a中，流过50[μΑ]的电流。在本实施方式中，通过设置切断电路105,在规定 的条件下切断向判定电路102a的电源供给，不流过电流。
[0062] 图3是第1实施方式中的整流装置107的切断电路105的一个例子的电路图。 W63] 如图3所示，切断电路105具备PM0S16、NM0S24、W及电阻R1、R2。电容器电压输 入端子VCIN经由PM0S16,与电容器电压输出端子VC0UT连接。漏极电压输入端子VDIN经 由电阻R1和NM0S24,与接地端子GND连接。PM0S16的栅极与漏极电压输入端子VDIN连接。 NM0S24的栅极与PM0S16的漏极连接。电容器电压输出端子VC0UT经由具有高电阻值的电 阻R2与接地端子GND连接。
[0064] W下，说明图3所示的切断电路105的动作。 W65] 如果使切断电路105的PM0S16截止，则电容器电压输入端子VCIN和电容器电压 输出端子VC0UT之间的电流路径被切断，切断向判定电路102的电源供给。于是，电容器电 压输出端子VC0UT的电位通过在电阻R2中流过的电流，成为与接地端子GND相同的电位。 在判定电路102的电源电压端子VCC与接地端子GND之间，不施加电压，在判定电路102中 不流过电流。另外，判定电路102也在电源电压端子VCC与接地端子GND之间流过电流，所 W也可W无电阻R2。如果电容器电压输出端子VC0UT的电位降低，则NM0S24的栅极压降而 NM0S24截止，漏极电压输入端子VDIN与接地端子GND之间的电流也切断。目P，在切断电路 105切断了电源供给时，在经由控制电路106而电流在一对主端子之间流过的所有路径中， 在路径内存在的晶体管中的至少1个处于截止状态。由此，能够切断控制电路106的电流。
[0066] 如果使切断电路105的PM0S16导通，则电容器电压输入端子VCIN与电容器电压 输出端子VC0UT之间的电流路径连接，向判定电路102的电源供给的切断被解除。于是，电 容器电压输出端子VC0UT的电位上升至电容器电压输入端子VCIN，在判定电路102中流过 电流。如果电容器电压输出端子VC0UT的电位上升，则NM0S24的栅极电压上升而NM0S24 导通，在漏极电压输入端子VDIN与接地端子GND之间也流过电流。
[0067] 关于PM0S16,如果PM0S16的栅极电压WPM0S16的源极电压为基准相比PM0S的阔 值电压Vth_PM0S而降低，则导通，如果上升则截止。对PM0S16的栅极施加切断电路105的 电容器电压输入端子VCIN的电压、即电容器104的正极侧端子的电压Vc。对PM0S16的漏 极施加切断电路105的漏极电压输入端子VDIN的电压、即整流装置107的正极侧主端子TK 的电压Vka。因此，将PM0S16的阔值电压设为Vth_PM0S，W下的式（1)示出PM0S16导通的 条件。运也是切断电路105解除电源供给的切断的条件。 W側【式1】
[0069] Vka《Vc+Vth_PM0S · · · (1)
[0070] 此处，Vka :正极侧主端子ΤΚ的电压
[0071] Vc :电容器104的正极侧端子的电压
[0072] Vth_PM0S :PM0S16 的阀值电压
[007引进而，W下的式似示出PM0S16截止的条件。它还是切断电路105切断电源供给 的条件。
[0074]【式2】 阳0巧]Vka > Vc+Vth_PM0S · · · (2)
[0076] 此处，Vka :正极侧主端子ΤΚ的电压
[0077] Vc :电容器104的正极侧端子的电压
[0078] Vth_PM0S :PM0S16 的阀值电压
[0079] 在图3所示的切断电路105中，由PM0S16和NM0S24构成的保持电路保持切断的 状态或者切断解除的状态。切断电路105能够通过该保持电路，不使电流流入到切断电路 105自身而保持电流的切断状态。因此，能够减小切断状态下的控制电路106的电流。另 夕F，保持电路不限于图3所示的电路，也可W应用其他结构的保持电路。
[0080] 接下来，参照图4,说明第1实施方式中的外部2端子的自律同步整流M0SFET的整 流装置107的筛查时的电压/电流特性和效果。 阳0川图4是第1实施方式中的外部2端子的自律同步整流M0SFET的整流装置107的 筛查时的电压/电流特性。
[0082] 该图形表示在整流装置107的外部2端子、正极侧主端子TK与负极侧主端子TA 之间施加了正的电压Vka时，在各部中流过的泄漏电流的特性。实线所示的电流Ic是在电 容器104中流过的泄漏电流的特性。单点划线所示的电流Id是在整流M0SFET101中流过 的泄漏电流的特性。双点划线所示的电流lie是有切断电路105的控制电路106的泄漏电 流的特性。虚线所示的电流lie是无切断电路105时的控制电路106的泄漏电流的特性。 此处，为了比较，还一并示出了未具备切断电路105的控制电路106的电压/电流特性。运 是DC测定的结果，不包括电容器104的过渡的充电电流。在两个端子之间流过的泄漏电流 化为电流Ic、电流Id、W及电流lie之和。 阳08引如果使电压Vka从0V变大，则在整流M0S阳T101的源极与漏极之间，原样地施加 电压Vka。对控制电路106的栅极输出端子输出0V。因此，在整流M0SFET101中，流过栅极 电压是0V时的泄漏电流Id。对电容器104施加从电压Vka减去二极管103a的正向压降 V化而得到的电压。该正向压降V化为0.6V左右。在电容器104中，流过与该施加电压对 应的泄漏电流1C。
[0084] 关于控制电路106,对切断电路105的PM0S16的源极施加从电压Vka减去二极管 103a的正向压降V化而得到的电压，对PM0S16的栅极施加电压Vka。因此，PM0S16满足式 (2)所示的截止的条件，切断电路105维持电源供给的切断状态。在切断电路105是切断 状态的情况下，控制电路106的泄漏电流lie是PM0S16和NM0S24的漏极与源极之间的泄 漏电流。PM0S16和NM0S24是控制电路106内的沟道宽小的M0S，其泄漏电流相比于整流 MOS阳TlOl的泄漏电流Id、电容器104的泄漏电流Ic充分小。 阳0财在图4的例子中，使电容器104的泄漏电流Ic比整流M0S阳T101的泄漏电流Id 更大，在电容器104中流过的泄漏电流Ic最大。关于整流M0SFET101的泄漏电流Id,通过 减小忍片面积、延长沟道长、增大阔值电压等，能够减小电流值。在控制电路106中设置切 断电路105,使电容器104的泄漏电流Ic大于整流M0S阳T101的泄漏电流Id。由此，在组 装时在电容器104中产生不良而电容器104的泄漏电流Ic增加时，能够检测该泄漏电流Ic 的增加。目P，能够进行电容器104的不良的筛查。
[0086] 图4的虚线表示在无切断电路105的情况下在控制电路中流过的泄漏电流lie的 特性。判定电路102始终持续流过电流，所W相比于在电容器104中流过的泄漏电流Ic， 在控制电路106中流过的电流lie大出几位，即使由于不良而电容器104的泄漏电流Ic变 大，仍难W检测到它。
[0087] 筛查时的施加电压为例如15V。需要施加高电压 而防止元件劣化。 阳08引考虑针对电容器104 W及整流M0S阳T101的不良的判定W泄漏电流1位的增加为 基准的情况。如果电容器104 W及整流M0SFET101的合格品的泄漏电流Id的差在1位W 内，则能够检测电容器104 W及整流M0S阳T101运两方的不良。
[0089] 另外，考虑电容器104的泄漏电流和整流M0S阳T101的泄漏电流具有不同的电压 依赖性的情况。
[0090] 例如，如果存在电容器104的泄漏电流比整流M0S阳T101的泄漏电流更大的第1 电压区域，则能够在该第1电压区域中进行电容器104的不良的筛查。另外，如果存在整流 M0SFET101的泄漏电流比电容器104的泄漏电流大的第2电压区域，则能够在该第2电压区 域中，进行整流M0SFET101的不良的筛查。由此，能够检测电容器104 W及整流M0SFET101 运两方的不良。
[0091] 进而，考虑电容器104的泄漏电流和整流M0S阳T101的泄漏电流具有不同的溫度 依赖性的情况。
[0092] 例如，如果存在电容器104的泄漏电流比整流M0S阳T101的泄漏电流大的第1溫 度区域，则能够在该第1溫度区域中，进行电容器104的不良的筛查。进而，如果存在整流 M0S阳T101的泄漏电流比电容器104的泄漏电流大的第2溫度区域，则能够在该第2溫度区 域中，进行整流M0SFET101的不良的筛查。由此，能够检测电容器104 W及整流M0SFET101 运两方的不良。
[0093] 接下来，参照图5,说明使用第1实施方式中的外部2端子的自律同步整流M0S阳T 的整流装置107的交流发电机140的概略结构。参照图6,说明第1实施方式中的外部2端 子的自律同步整流M0SFET的整流装置107的整流时的动作。
[0094] 图5是示出使用自律型的整流装置107的交流发电机140的概略结构的电路图。 阳0巧]如图5所示，使用自律型的同步整流M0S阳T的整流装置107的交流发电机140具 备构成为包括转子线圈109 W及定子线圈110uv、110w、110mi的发电部和整流电路130。 [0096] 发电部构成为包括转子线圈109和Δ接线了的3根定子线圈llOuvUlOw、 llOmi。从连接了定子线圈llOmiUlOuv的节点引出U相131u的中点布线。从连接了定子 线圈llOuv、IlOw的节点引出V相131v的中点布线。从连接了定子线圈IlOw、llOwu的 节点引出W相131w的中点布线。另夕F，各定子线圈llOuv、IlOw、llOmi的接线既可W代替 A接线而设为Υ接线，不受限制。
[0097] 整流电路130构成为包括U相131u、V相131v、W及W相131w，将节点Nu、Nv、Nw 之间的Ξ相交流整流为直流而流入到节点化、化之间（直流端子之间）。U相131u的中点 布线的节点Nu在高侧连接整流装置107址，在低侧连接整流装置107ul。V相131V的中点 布线的节点Νν在高侧连接整流装置107vh，在低侧连接整流装置107vl。W相131W的中点 布线的节点Nw在高侧连接整流装置107wh，在低侧连接整流装置107wl。高侧的整流装置 107化、107vh、107wh经由直流的正极侧的节点化连接电池111 (能量累积部）的正极侧端 子。低侧的整流装置107ul、107vl、107wl经由直流的负极侧的节点化连接电池111的负 极侧端子。 阳09引 电池111是例如车载用电池，其动作范围是例如10. 8V至14V左右。
[0099] U相131U的高侧的整流装置107址构成为包括整流M0S阳TlOhih、控制电路 106址、W及电容器104址。U相131U的低侧的整流装置107ul同样地构成为包括整流 M0S阳TlOlul、控制电路106ul、W及电容器104ul。
[0100] V相131v的高侧的整流装置107vh构成为包括整流M0S阳TlOlvh、控制电路 106vh、W及电容器104vh。V相131V的低侧的整流装置107vl同样地构成为包括整流 M0S阳TlOlvl、控制电路106vl、W及电容器104vl。
[0101] W相131w的高侧的整流装置107wh构成为包括整流M0S阳TlOlwh、控制电路 106wh、W及电容器104wh。W相131W的低侧的整流装置107wl同样地构成为包括整流 M0S阳TlOlwl、控制电路106wl、W及电容器104wl。
[0102] W下，在不特别区分各整流装置107化~107wl时，在各实施方式中记载为整流装 置107、107a~107c。在不特别区分各控制电路106址~106wl时，在各实施方式中记载为 控制电路106、106a~106c。在不特别区分各整流M0S阳T101化~lOlwl时，简单地记载为 整流M0S阳T101。在不特别区分各电容器104化~104wl时，简单地记载为电容器104。 阳10引图6(a)~（e)是示出第1实施方式中的外部2端子的自律同步整流M0S阳T的整 流装置107的整流动作时的各部波形的图形。图6(a)~（e)的横轴在各图形中表示共同 的时间。 阳104] 在图6中，针对在U相131U的低侧中使用的整流装置107ul的电压化及电流的波 形，在低侧的整流MOSFETlOlul导通的期间加上前后的期间而表示。W下，整流装置107ul 有时简单地记载为整流装置107。整流M0S阳TlOlul有时简单地记载为整流M0S阳T101。
[0105] 图6(a)是示出整流装置107的外部2端子之间的电压Vka的图形。该电压Vka 与整流M0SFET101的漏极/源极间电压Vds相同，与在判定电路102的非反相输入端子IN+ 与反相输入端子IN -之间施加的电压相同。
[0106] 图6(b)是示出整流M0S阳T101的栅极电压Vgs的图形。栅极电压Vgs还是判定 电路102的输出端子OUT的电压。 阳107] 图6(c)是示出整流M0S阳T101的漏极电流Id的图形。该漏极电流Id是整流电 流。
[0108] 图6(d)是示出控制电路106的判定电路102的电源电压端子VCC的电压Vcc的 图形。该判定电路102的电源电压端子VCC的电压Vcc等于切断电路105的电容器电压输 出端子VC0UT的电压。
[0109] 图6(e)是示出在控制电路106中流过的电流lie的图形。在该控制电路106中 流过的电流lie在图1至图3所示的实施方式中，等于经由切断电路105中的PM0S16在判 定电路102中流过的电流和经由切断电路105中的NM0S24流过的电流之和。
[0110] 在图6(a)~（e)中，示出了在U相131U的低侧中使用的整流装置107ul的电压W 及电流的波形。关于在U相131U的高侧中使用的整流装置107化的电压W及电流的波形， 如果W整流元件的负极侧主端子TA为基准，则也成为相同的波形。在V相131v、W相131W 的低侧、高侧中使用的各整流装置107也相同。
[011U W下，根据图6(a)~（e)，说明自律型的同步整流M0SFET的整流装置107的整流 动作。
[0112] 通过转子线圈109在定子线圈llOuv、IlOw、llOmi中旋转，进行交流发电机140 中的发电。此时，在各相的线圈中产生交流电力，通过该交流电力，各相的中点布线的电压 周期性地上下波动。
[0113] 中点布线的电压等于低侧的整流元件的正极侧主端子TK的电压，且等于判定电 路102的非反相输入端子IN+的电压Vin+。
[0114] 电池111的负极侧端子的电压等于低侧的整流元件的负极侧主端子ΤΑ的电压，且 等于判定电路102的反相输入端子IN -的电压Vin -。
[0115] 首先，在时刻t60中，高侧的整流装置107化的整流MOS阳T101处于导通状态而流 过整流电流。对低侧的整流装置107ul的电压Vka，施加了对交流发电机140的输出电压加 上了高侧的整流装置107化的导通电压的正的电压。对低侧的整流装置107ul的正极侧主 端子TK，按照对于对电容器104进行充电充分的时间来施加了正的电压Vka。电容器104 的电压Vc为从低侧的整流装置107ul的正极侧主端子TK的电压Vka减去充电路径的二极 管103a的正向压降V化而得到的电压。该电压Vka和电容器104的电压Vc的关系与在上 面说明了的筛查时相同，切断电路105满足切断条件，处于电源供给的切断状态。
[0116] 接下来，如果高侧的整流装置107址的整流结束，则U相131U的中点布线的节点 Nu的电压开始降低。电容器104的电压Vc仅通过在控制电路106的切断电路105处于切 断状态时流过的泄漏电流Ic降低，大致不变。因此，满足在上面说明了的解除控制电路106 的切断电路105的切断的式（1)的条件。在时刻t61中，切断电路105的切断被解除。由 此，如图6(d)所示，控制电路106的判定电路102的电源电压端子VCC的电压Vcc上升至 电容器104的电压Vc，对判定电路102供给电源。如果在判定电路102中流过电流，则如图 6(e)所示，在控制电路106中流过的电流lie增力日。从该时间点，能够进行控制电路106的 判定动作和向栅极的导通/截止的输出动作。
[0117] 中点布线的电压进一步降低，在时刻t62中，低于电池111的负极侧端子的电压。 良P，如图6(a)所示，在判定电路102的非反相输入端子IN+与反相输入端子IN -之间施加 了的漏极/源极间电压Vds为负。如在上面说明，判定电路102进行导通的判定，如图6化） 所示，整流M0SFET101的栅极电压Vgs上升。如图6(c)所示，整流M0SFET101的漏极电流 W、即整流电流也开始流过。 阳11引在时刻t63中，中点布线的电压超过电池111的负极侧端子的电压。判定电路102 的非反相输入端子IN+的电压Vin+超过反相输入端子IN -的电压Vin -。如图6 (a)所 示，漏极/源极间电压Vds成为正。由此，判定电路102进行截止的判定，如图6(b)所示， 整流MOS阳TlOl的栅极电压Vgs降低。如果栅极电压Vgs降低，则整流MOS阳TlOl截止状 态，如图6(c)所示，不流过漏极电流Id。由此，该周期中的整流动作结束。电容器104的电 荷通过控制电路106的动作电流被消耗。因此，W即使电容器104的电压Vc降低，也维持 控制电路106正常地动作的电源电压的方式，设计电容器104的电容和控制电路106的动 作电流即可。
[0119] 如果中点布线的电压进一步上升，则在时刻t64中，满足式（2)的条件，PM0S16再 次截止。如果PM0S16截止，则通过在判定电路102化及切断电路105的电阻R2中流过，如 图6(d)所示，控制电路106的判定电路102的电源电压端子VCC的电压Vcc降低。向判定 电路102的电源供给被切断，如图6(e)所示，在控制电路106中流过的电流lie减少。此 时，切断电路105的NM0S24也截止，在控制电路106中流过的泄漏电流lie与PM0S16和 NM0S24所致的泄漏电流等同。
[0120] 如果中点布线的电压再次降低，则切断电路105的电流供给的切断被解除，在时 亥IJ t65~t68的定时，进行与时刻t61~t64同样的动作。 阳121] W上，如图6(a)~（e)的整流动作所示，第1实施方式中的外部2端子的自律同 步整流M0SFET的整流装置107在进行同步整流之前通过切断电路105解除针对控制电路 106的电源供给的切断。自律同步整流M0SFET的整流装置107在进行了同步整流之后通过 切断电路105切断针对控制电路106的电源供给。由此，控制电路106能够进行在同步整 流时使整流M0SFET101导通/截止的动作。目P，能够在用第1实施方式中的外部2端子的 自律同步整流M0SFET的整流装置107进行电容器104的不良的筛查的同时，在整流时对整 流M0SFET101提供整流电流来降低整流时的损失。
[0122] 另外，如从图6(a)~（e)所示的整流动作可知，在第1实施方式中的外部2端子 的自律同步整流M0SFET的整流装置107中，在不进行同步整流的期间中，通过切断电路105 切断针对控制电路106的电源供给。在通过该切断电路105切断针对控制电路106的电源 供给的期间中，从整流装置107的正极侧主端子TK经由控制电路106中的二极管103a对 电容器104的正极侧端子提供电流，对电容器104进行充电。如果无该切断电路105,则在 对电容器104进行充电的期间中在二极管103a中流过的电流的一部分经由控制电路106 流入到整流装置107的负极侧主端子TA。由此，电容器104的充电效率恶化。
[0123] 在第1实施方式的外部2端子的自律同步整流M0SFET的整流装置107中，在对电 容器104进行充电的期间中用切断电路105切断在控制电路106中流过的电流lie。因此， 能够提高电容器104的充电效率。由此，能够进一步增大与二极管103a串联地连接的充电 限制的电阻103b的电阻值，能够降低向电容器104、控制电路106的电涌电流、 电涌电压，能 够提高电容器104、控制电路106的可靠性。
[0124] 在第1实施方式的外部2端子的自律同步整流M0SFET的整流装置107中，在整流 动作的途中切断电路105切断电源供给。因此，整流装置107的正极侧主端子TK与对判定 电路102输入的非反相输入端子IN+之间的路径不会通过切断电路105来切断。其原因是， 如果切断该路径，则判定电路102的非反相输入端子IN+在动作中成为不稳定的浮置的状 态。 阳125] 此时，为了能够进行整流装置107的组装时的电容器104 W及整流M0S阳T101的 不良的筛查，从整流装置107的正极侧主端子TK经由判定电路102的非反相输入端子IN+ 流入到负极侧主端子ΤΑ的电流必须小于电容器104的泄漏电流Ic、整流MOS阳TlOl的泄 漏电流Id。因此，判定电路102的非反相输入端子IN+连接到构成该判定电路102自身的 M0SFET的栅极、或者连接到构成判定电路102自身的二极管的阴极。
[0126] 将判定电路102的非反相输入端子IN+连接到构成判定电路102自身的M0S阳T 的栅极的例子是图2所示的判定电路102a、W及后述图16 (C)所示的判定电路102d。将判 定电路102的非反相输入端子IN+连接到构成判定电路102自身的二极管的阴极的例子是 后述图16(a)所示的判定电路10化、W及后述图16(b)所示的判定电路102c。
[0127] 图7(a)~（e)是示出交流发电机140停止了发电之后的、第1实施方式中的外部 2端子的自律同步整流M0SFET的整流装置107的各部波形的图形。图7(a)~（e)的横轴 在各图形中表示共同的时间。是直至时刻t70,交流发电机140进行发电，其W后停止了发 电时的波形。在图7(a)~（e)中，用粗的虚线表示U相的波形，用中粗的虚线表示V相的 波形，用细的实线表示W相的波形。 阳12引图7(a)是示出交流发电机140的各相的中点布线的电压的图形。该电压与低侦J 的整流装置107的整流M0SFET101的漏极/源极间电压Vds相同。如果W交流发电机140 的输出电压VB为基准反转，则等于高侧的整流装置107的整流M0SFET101的漏极/源极间 电压Vds。 阳129] 图7(b)、（C)是示出高侧的整流装置107中的、控制电路106的判定电路102的电 源电压端子VCC的电压Vcc和在控制电路106中流过的电流lie的图形。 阳130] 图7(d)、（e)是示出低侧的整流装置107中的、控制电路106的判定电路102的电 源电压端子VCC的电压Vcc和在控制电路106中流过的电流lie的图形。 阳131] 直至图7(a)~（e)的时刻t70为止交流发电机140进行发电的期间是与使用图6 来说明了的第1实施方式中的外部2端子的自律同步整流M0SFET的整流装置107相同的 动作。
[0132] 如果在时刻t70中交流发电机140的发电停止，则中点布线的电压通过连接定子 线圈110uv、110w、110mi与接地之间的未图示的高电阻值的电阻经过时间降低到接地的 电压、即0V。 阳133] 首先，说明交流发电机140的发电停止时和之后的高侧的各动作。
[0134](高侧的U相的动作） 阳135] 在交流发电机140的发电停止时，U相的整流装置107址的正极侧主端子TK和负 极侧主端子TA之间的电压Vka为与交流发电机140的输出电压相当的正的电压。切断电 路105是切断了电源供给的状态。控制电路106的判定电路102的电源电压端子VCC的电 压Vcc是0V。
[0136] 在交流发电机140的发电停止之后，在U相的整流装置107化的正极侧主端子TK 与负极侧主端子TA之间，原样地施加与电池电压相当的正的电压。切断电路105继续电源 供给的切断。控制电路106继续不流过电流的状态。
[0137] (高侧的V相的动作）
[0138] 在交流发电机140的发电停止时，V相的整流装置107vh处于整流中，正极侧主端 子TK与负极侧主端子TA之间的电压Vka为负。切断电路105解除电源供给的切断，控制 电路106的判定电路102的电源电压端子VCC的电压Vcc等于电容器电压Vc。
[0139] 在交流发电机140的发电停止之后，V相的中点布线的电压下降，与其相伴地，整 流装置107vh的正极侧主端子TK与负极侧主端子TA之间的电压Vka上升。通过电压Vka 的上升，在时刻t72中满足式（2)的切断条件。切断电路105切断针对控制电路106的电 源供给。之后，整流装置107vh的电压Vka W与电池电压相当的正的电压而饱和。切断电 路105继续电源供给的切断。控制电路106继续不流过电流的状态。
[0140] (高侧的W相的动作） 阳141] 在交流发电机140的发电停止时，关于W相的整流装置107wh的正极侧主端子TK 与负极侧主端子TA之间的电压Vka,施加比交流发电机140的输出电压小的正的电压。切 断电路105解除电源供给的切断，判定电路102的电源电压端子VCC的电压Vcc等于电容 器电压Vc。 阳142] 在交流发电机140的发电停止之后，与V相同样地，W相的中点布线的电压下降， 与其相伴地，整流装置l〇7wh的电压Vka上升。通过电压Vka的上升，在时刻t71中满足式 (2)的切断条件。切断电路105成为切断了电源供给的状态。整流装置107wh的电压Vka W与电池电压相当的正的电压而饱和。切断电路105继续电源供给的切断。控制电路106 继续不流过电流的状态。
[0143] 根据W上所述，3相的高侧的整流装置107的切断电路105切断所有电源供给，不 流过判定电路102的动作电流。由此，能够抑制从电池111经由交流发电机140的整流装 置107的控制电路106流入到地的电流，能够抑制电池电压的降低。
[0144] 接下来，说明交流发电机140的发电停止时和之后的低侧的各动作。
[0145] (低侧的U相的动作） 阳146] 在交流发电机140的发电停止时，U相的整流装置107ul是整流中，正极侧主端子 TK与负极侧主端子TA之间的电压Vka成为负。切断电路105解除电源供给的切断，判定电 路102的电源电压端子VCC的电压Vcc等于电容器电压Vc。 阳147] 在交流发电机140的发电停止之后，U相的中点布线的电压成为接地电压，整流装 置107ul的电压Vka成为0V。持续满足式（1)所示的切断解除的条件，所W判定电路102 的电源电压端子VCC的电压Vcc等于电容器电压Vc，持续流过动作电流。整流装置107ul 的电压Vka是0V，所W在判定电路102中流过的电流并非从整流装置107ul的正极侧主端 子TK，而是从电容器104的正极侧端子流过来。
[0148] 电容器104的电压Vc由于在判定电路102中流过的电流而持续降低。如果经过 规定的时间而满足式（2)所示的切断条件，则切断电路105切断电源供给。控制电路106 成为不流过电流的状态。
[0149] (低侧的V相的动作）
[0150] 在交流发电机140的发电停止时，V相的整流装置107vl对电压Vka施加与交流 发电机140的输出电压相当的正的电压。切断电路105是切断了电源供给的状态。判定电 路102的电源电压端子VCC的电压Vcc是0V。 阳151] 在交流发电机140的发电停止之后，V相的中点布线的电压下降，与其相伴地，整 流装置107vl的电压Vka也降低。如果伴随电压Vka降低，满足式（1)的切断解除的条件， 则切断电路105解除针对控制电路106的电源供给的切断。在判定电路102中流过动作电 流。如果经过规定的时间，整流装置107ul的电压Vka降低至0V，电容器电压Vc也通过放 电降低，满足式（2)所示的切断条件，则切断电路105切断电源供给。成为在控制电路106 中不流过电流的状态。 阳152](低侧的W相的动作） 阳153] 在交流发电机140的发电停止时，W相的整流装置107wl对正极侧主端子TK与负 极侧主端子TA之间的电压Vka施加比交流发电机140的输出电压小的正的电压。满足式 (1)所示的切断解除的条件，所W判定电路102的电源电压端子VCC的电压Vcc等于电容器 电压Vc。 阳154] 在交流发电机140的发电停止之后，与V相同样地，V相的中点布线的电压下降。 与其相伴地，整流装置l〇7wl的电压Vka也降低至0V。在控制电路106中，持续流过判定电 路102的动作电流。如果经过规定的时间，电容器电压Vc降低，满足式（2)所示的切断条 件，则切断电路105切断电源供给。控制电路106成为不流过电流的状态。
[0155] 根据W上，如果经过规定时间，则3相的低侧的整流装置107的切断电路105切断 所有电源供给，不流过判定电路102的动作电流。如在上面说明，通过高侧的整流装置107 的切断电路105在3相中都切断电源供给，能够抑制通常时的电池电压的降低。进而，即使 在由于噪声或者盐水而中点布线的电压上升，高侧的切断电路105解除了切断时，低侧的 整流装置107的切断电路105仍保持切断状态。因此，也能够抑制经由低侧的整流装置107 的控制电路106的来自电池111的放电电流。 阳156] 接下来，参照图8至图10,说明切断电路105的各变形例。 阳157] 图8是示出第1实施方式中的整流装置107的第1变形例的切断电路105a的电 路图。
[0158] 第1变形例的切断电路105a相对于图3所示的切断电路105,在漏极电压输入端 子VDIN与PM0S16的栅极之间具备电阻R3。 阳159] 在该切断电路105a切断了电源供给时，NM0S24截止，所W在电阻R3中不流过电 流，无电阻R3所致的压降。具体而言，切断电路105a在上述式（1)的条件下解除电源供给 的切断。
[0160] 另一方面，在切断电路105a解除了电源供给的切断时，NM0S24导通，所W在电阻 R3中流过电流，产生该电阻R3所致的压降。根据有无该压降，在切断和切断解除的条件中 具备磁滞。具体而言，切断电路105a在W下的式（3)的条件下切断电源供给。 阳161]【式3】 阳 162]
阳163] 此处，Vka :正极侧主端子TK的电压 阳164] Vc :电容器104的正极侧端子的电压 阳1化]Vth_PM0S :PM0S16的阀值电压 阳166] R1:电阻值 阳167] R3:电阻值 阳168] 因此，在电源供给的切断解除与切断之间，产生巧1/巧l+R3)XVka)的磁滞。良P， 切断电路105a开始切断向判定电路102的电源供给时的电压Vka大于电源供给的切断结 束时的电压。如果无该磁滞，则在切断刚刚解除之后，由于经由电容器电荷的判定电路102 的放电，电容器电压Vc降低，再次满足切断的条件而进行切断。运样，可能引起周期性地重 复切断解除和切断的振动。
[0169] 但是，切断电路105a通过具备磁滞，能够抑制重复该切断解除和切断的振动。磁 滞的电压还基于PM0S16的阔值电压Vth_PM0S，设定为0. 2~1[V]左右即可。
[0170] 图9是示出第1实施方式中的整流装置107的第2变形例的切断电路10化的电 路图。 阳171 ] 第2变形例的切断电路10化相对于第1变形例的切断电路105a (参照图8)，将电 阻R1、R2变更为恒定电流电路CC2、CC3。在恒定电流电路CC2、CC3中，能够使用例如使栅 极与源极短路了的N型耗尽M0SFET。
[0172] 通过将电阻R1变更为恒定电流电路CC2,在电源供给的切断解除与切断之间，产 生对R1的电阻值乘W恒定电流电路CC2的电流Icc而得到的磁滞。该磁滞电压不依赖于 电压Vka。因此，易于确保磁滞电压的设计余量。另外，通过从元件偏差大的电阻R1变更为 使用元件偏差小的M0SFET的恒定电流电路CC2,易于确保针对偏差的设计余量。通过易于 确保运些设计余量，能够设定为更大的磁滞电压，能够进一步提高针对重复切断解除和切 断的振动的耐性。 阳173] 进而，通过将电阻R1、R2变更为恒定电流电路CC2XC3,能够代替半导体上的面积 大的电阻，使用面积小的M0SFET。因此，能够廉价地制造整流装置107的控制电路106。 [0174] 能够分别独立地在切断电路105中应用W上的恒定电流电路CC2和恒定电流电路 CC3。 阳175] 图10是第1实施方式中的外部2端子的自律型同步整流M0S阳T的整流装置107 的第3变形例的切断电路105c的电路图。 阳176] 说明第3变形例的切断电路105c的结构。切断电路105c构成为包括PM0S16、17、 18、19、醒0524、25、26、二极管01、恒定电流电路〇：4、〇：5、^及电阻1?1、1?2、1?3、1?4。关于 M0S，仅NM0S25是耗尽型，其他是增强型。
[0177] 电容器电压输入端子VCIN经由PM0S16,与电容器电压输出端子VC0UT连接。电容 器电压输入端子VCIN进而经由PM0S19,与PM0S16的栅极连接。PM0S19的栅极与PM0S16 的漏极连接。 阳17引漏极电压输入端子VDIN经由二极管D1、电阻R3、R1 、W及NM0S24,与接地端子GND 连接。PM0S16的栅极与电阻R3和电阻R1的连接节点连接。NM0S24的栅极与PM0S16的漏 极连接。另外，电容器电压输出端子VC0UT经由具有高电阻值的电阻R2与接地端子GND连 接。 阳1巧]漏极电压输入端子VDIN进而与PM0S17的栅极和NM0S25的栅极连接。电容器电压 输入端子VCIN经由PM0S17、恒定电流电路CC5、W及NM0S25与接地端子GND连接。NM0S25 的漏极与NM0S26的栅极连接。
[0180] 进而，电容器电压输入端子VCIN经由电阻R4、恒定电流电路CC4、W及NM0S26与 接地端子GND连接。电阻R4和恒定电流电路CC4的连接节点与PM0S18的栅极连接。电容 器电压输入端子VCIN经由PM0S18与电容器电压输出端子VC0UT连接。 阳181] 通过运样构成，切断电路105c能够W期望条件的阔值电压切断电源供给。该期望 条件是指，向判定电路102的电源供给的切断结束中的电压Vka是比在整流M0SFET101的 寄生二极管中流过整流电流时的电压Vka更大的电压即可。 阳182] W下，说明图10所示的切断电路105c的动作。
[0183] 在切断解除的状态下，PM0S19截止，二极管D1被偏置为正向，所W切断电路105c 的切断的动作成为与图3的实施例同样的动作。目P，如果成为二极管D1的正向压降V化，贝U 在切断解除的状态下，如果满足W下的式（4)，则PM0S16截止而切断电源供给。 阳化4]【式4】 阳化5]
[0186] 此处，Vka :正极侧主端子TK的电压
[0187] V化：二极管的正向压降
[0188] Vc:电容器104的正极侧端子的电压
[0189] Vth_PM0S :PM0S16 的阀值电压 阳190] R1:电阻值
[0191] R3:电阻值
[0192] 由此，电容器电压输入端子VCIN与电容器电压输出端子VC0UT之间的电流路径被 切断，向判定电路102的电源供给被切断。于是，电容器电压输出端子VC0UT的电位通过电 阻R2成为与接地端子GND相同的电位，不对判定电路102的电源电压端子VCC与接地端子 GND之间施加电压，在判定电路102中不流过电流。如果电容器电压输出端子VC0UT的电位 降低，则NM0S24的栅极压降而截止，漏极电压输入端子VDIN与接地端子GND之间的电流也 切断。 阳193] 如果在筛查时，作为正极侧主端子TK与负极侧主端子TA之间的电压Vka从0V施 加正的电压，则该切断电路105c继续进行电源供给的切断。即使在整流动作中W及交流发 电机140的停止之后，也按照与图3所示的实施方式同样的动作切断。
[0194] 切断解除的动作与图3所示的实施方式不同。如果正极侧主端子TK与负极侧主 端子TA之间的电压Vka为负，则切断电路105c解除电源供给的切断。 阳1巧]首先，如果电压Vka、即漏极电压输入端子VDIN的电压下降，则PM0S17导通。在 切断中，PM0S19导通，所WPM0S16被固定为截止状态。进而，如果电压Vka、即漏极电压输 入端子VDIN的压降而成为负电压，低于耗尽型的NM0S25的阔值电压，则NM0S25截止。于 是，关于NM0S26,栅极电压提高而导通。关于PM0S18,栅极压降而导通。电容器电压输出端 子VC0UT的电压提高至对电容器电压输入端子VCIN施加了的电压，NM0S24导通，PM0S19截 止，PM0S16导通。 阳196] 按照W上的动作，对电容器电压输入端子VCIN施加了的电压被输出到电容器电 压输出端子VC0UT，电源供给的切断被解除。 阳197] 在使用第3变形例的切断电路105c的整流装置107中，除了第1实施方式的整流 装置107的效果W外，还能够进一步缩短整流动作中的切断解除的期间，能够相应地进一 步抑制电容器104的放电。另外，通过增大电阻R3,在使整流电流的流过结束之后，能够尽 快切断，同样相应地能够进一步抑制电容器104的放电。由此，能够进一步增大与二极管 103a串联地连接的充电限制电阻的电阻值，能够降低向电容器104、控制电路106的电涌电 流、电涌电压，能够提高电容器104、控制电路106的可靠性。
[0198] 另外，不限于此，切断电路构成为W整流MOS阳TlOl的漏极电压Vd比在整流 M0S阳T101的寄生二极管中流过了整流电流时的整流M0S阳T101的漏极电压（一0. 7V左 右的负电压）更大的期望的电压，解除电源供给的切断即可。由此，整流装置107能够在整 流动作之前或者整流动作最初解除切断，能够驱动整流M0SFET101而流过整流电流。另外， 切断电路构成为W整流M0SFET101的漏极电压Vd是0V W上的期望的电压，切断电源供给 即可。通过运样构成，整流装置107能够在整流动作结束之后切断，能够不切断而驱动整流 M0S阳T101来流过整流电流。
[0199] 接下来，参照图11和图12,说明在外部2端子的自律型同步整流M0SFET的整流装 置107a中，具有栅极驱动电路108的控制电路106曰。
[0200] 图11是第2实施方式中的外部2端子的自律型同步整流M0S阳T的整流装置107a 的电路图。针对图1所示的第1实施方式的整流装置107,第2实施方式的控制电路106a 在判定电路102与整流M0SFET101之间，具备栅极驱动电路108。 阳201] 栅极驱动电路108的输入端子IN与判定电路102的输出端子OUT连接。栅极驱 动电路108的输出端子OUT与整流M0S阳T101的栅极连接。栅极驱动电路108的电源电压 端子VCC与电容器104的正极侧端子连接，栅极驱动电路108的接地端子GND与整流装置 107的负极侧主端子TA连接。 阳202] 图12示出第2实施方式的栅极驱动电路108的电路图。
[0203] 栅极驱动电路108通过由高侧的PM0S30、32、34和低侧的NM0S31、33、35构成的3 级的CMOS (Complementary Μ(脚缓冲器来构成。 阳204] 输入端子IN与第1级的CMOS缓冲器连接。目Ρ，与互补地连接了的PM0S34 W及 NM0S35的栅极连接。
[0205] PM0S34 W及NM0S35的漏极与第2级的CMOS缓冲器连接。旨P，与互补地连接了的 PM0S32 W及NM0S33的栅极连接。 阳206] PM0S32 W及NM0S33的漏极与第3级的CMOS缓冲器连接。目P，与互补地连接了的 PM0S30W及NM0S31的栅极连接。该PM0S30W及NM0S31的漏极与输出端子OUT连接。各 级的CMOS缓冲器与共同的电源电压端子VCC和接地端子GND连接。
[0207]旨P，通过栅极驱动电路108,能够根据判定电路102的输出，更高速地驱动整流 M0SFET101的栅极。此处，示出了 3级的CMOS缓冲器的例子，但也可W是一级或者其他多 级。 阳20引在第2实施方式的控制电路106a的情况下，即使切断电路105切断向判定电路 102的电源供给，也进行向栅极驱动电路108的电源供给，该栅极驱动电路108成为可动作 的状态。因此，能够针对栅极驱动电路108应用有源错位电路等，能够在发生电涌时进行吸 收电涌的动作。 阳209] 图13是示出第3实施方式中的外部2端子的自律型同步整流M0SFET的整流装置 10化的电路图。
[0210] 在第2实施方式的整流装置107a的控制电路106a中，栅极驱动电路108的电源 电压端子VCC与电容器104的正极侧端子连接。与此相对地，在第3实施方式的整流装置 10化的控制电路10化中，栅极驱动电路108的电源电压端子VCC与切断电路105的电容器 电压输出端子VC0UT连接。栅极驱动电路108的结构与第2实施方式相同。 阳211] 在第3实施方式的整流装置10化的情况下，在切断电路105切断了向判定电路 102的电源供给时，向栅极驱动电路108的电源供给也切断。关于栅极驱动电路108,如果 向自身的电源供给被切断，则无法使整流M0SFET101的栅极导通。因此，能够防止由于噪声 等而整流MOS阳T101错误地导通。
[0212] 接下来，参照图14和图15,说明对第1实施方式的整流装置107附加了逻辑确定 的电路的第4实施方式的电路结构。
[0213] 图14是第4实施方式中的整流装置107d的电路图。
[0214] 第4实施方式的整流装置107d的控制电路106d具备与第1实施方式（参照图1) 不同的切断电路l〇5d和与第2实施方式（参照图11)不同的栅极驱动电路108d。 阳215] 第4实施方式的切断电路105d具备与第1实施方式的切断电路105不同的逻辑 确定用输出端子GNM0S。该逻辑确定用输出端子GNM0S与栅极驱动电路108d的第2输入 端子IN2连接，向最终级的NM0S的栅极输出信号。由此，即使由于电源供给的切断而无法 确定栅极驱动电路l〇8d的输入端子IN的逻辑，也能够确定栅极驱动电路108d的输出端子 OUT的逻辑。
[0216] 图15(a)、化）是第4实施方式中的整流装置107d的各部的电路图。 阳217] 图15(a)是第4实施方式中的切断电路105d的电路图。
[0218] 第4实施方式的切断电路105d是相对于第1实施方式的切断电路105 (参照图 3)，附加了 PM0S20和逻辑确定用输出端子GNM0S的结构。
[0219] 在第4实施方式中的切断电路105d中，对图3的切断电路105追加了逻辑确定的 电路，但在图8~图10的切断电路105a~105c中也能够同样地应用。
[0220] 图15(b)是第4实施方式的栅极驱动电路108d的电路图。 阳221] 第4实施方式的栅极驱动电路108d与图12所示的第2实施方式的栅极驱动电路 108不同，具备第2输入端子1肥。该第2输入端子IN2与最终级的NM0S31的栅极连接。 [0222] W下，说明切断电路105d和栅极驱动电路108d的动作。 阳223] 如果切断电路105d切断电源供给，则切断电路105d的电容器电压输出端子VC0UT 的电压下降，PM0S20导通。如果PM0S20导通，则逻辑确定用输出端子GNM0S的电压上升。 [0224] 逻辑确定用输出端子GNM0S与第2输入端子IN2连接。因此，经由第2输入端子 IN2而NM0S31的栅极电压上化NM0S31导通。其结果，栅极驱动电路108d的电压被固定为 整流M0SFET101的源极电压。由此，在切断电路105切断了电源供给时，通过逻辑确定用输 出端子GNM0S确定控制电路106的逻辑，所W不对整流M0SFET101的栅极施加电压。 阳225] 接下来，参照图16(a)~（C)，示出判定电路102的各变形例。
[0226] 图16 (a)~（C)是示出第1实施方式中的整流装置107的判定电路102的变形例 的电路图。
[0227] 说明图16 (a)所示的判定电路10化的结构。
[0228] 判定电路10化是构成为包括恒定电流电路(X5~CC7、N型双极型晶体管TR1、 TR2、化及二极管D2、D3的差动放大电路，判定整流M0S阳T101的导通和截止。 阳229] 恒定电流电路(X5从电源电压端子VCC向N型双极型晶体管TR1的集电极连接。 恒定电流电路CC6从电源电压端子VCC向N型双极型晶体管TR1的基极W及N型双极型晶 体管TR2的基极的连接节点连接。 阳230] 恒定电流电路(X7从电源电压端子VCC向N型双极型晶体管TR2的集电极连接。 N型双极型晶体管TR2的集电极与输出端子OUT连接。 阳231] 二极管D2从N型双极型晶体管TR1的发射极向非反相输入端子IN+连接。二极 管D2从N型双极型晶体管TR2的发射极向反相输入端子IN - W及接地端子GND连接。 阳232] W下，说明图16(a)所示的判定电路10化的动作。
[023引如果判定电路10化的非反相输入端子IN+的电压Vin+比反相输入端子IN -的 电压Vin -更低，则在恒定电流电路CC6中流过的电流流入到N型双极型晶体管TR1的基 极，不流入到N型双极型晶体管TR2的基极。其结果，N型双极型晶体管TR1为导通状态，N 型双极型晶体管TR2为截止状态，向输出端子OUT输出对电源电压端子VCC施加的Η电平 的电压。在恒定电流电路(Χ5中流过的电流从Ν型双极型晶体管TR1的集电极流入到发射 极，经由二极管D2被抽出到非反相输入端子ΙΝ+。在恒定电流电路CC7中流过的电流被抽 出到输出端子OUT。
[0234] 相反地，考虑判定电路10化的非反相输入端子IN+的电压Vin+比反相输入端子 IN -的电压Vin -更高的情况。在恒定电流电路CC6中流过的电流流入到N型双极型晶 体管TR2的基极，不流入到N型双极型晶体管TR1的基极。其结果，N型双极型晶体管TR1 截止，N型双极型晶体管TR2为导通状态，向输出端子OUT输出接地端子GND的L电平的电 压。在恒定电流电路CC5中不流过电流，在恒定电流电路CC7中流过的电流从N型双极型 晶体管TR2的集电极流入 到发射极，经由二极管D3被抽出到反相输入端子IN -。
[0235] W下，说明图16(a)所示的判定电路10化的特征。
[0236] 判定电路10化通过变更电流流过的路径，判定导通/截止，所W不易引起噪声所 致的误动作。另外，判定电路10化将从电源电压端子VCC向非反相输入端子IN+流过电流 的路径、与从电源电压端子VCC向反相输入端子IN -流过电流的路径设为对称。由此，能 够消除各路径的元件的溫度依赖，减小电路整体的溫度依赖。
[0237] 判定电路102b进而通过使用恒定电流电路(X5~CC7,即使电池111的电压变动 而电容器104的电压变动，也不会受到其影响。旨P，判定电路10化能够减小向电池电压的 依赖性。在恒定电流电路(X5~CC7中，例如，与图2的恒定电流电路CC1同样地，能够使 用使栅极与源极短路了的N型耗尽M0SFET。 阳23引但是，图16 (a)的判定电路102b不使用如图2的比较器那样M0S阳T，而使用N型 双极型晶体管TRUTR2。在N型双极型晶体管TRUTR2的驱动中，需要规定的电流，有可能 消耗电流变多。 阳239] 说明图16化）所示的判定电路102c的结构。
[0240] 判定电路102c使用1个N型双极型晶体管TR3。该判定电路102c是构成为包 括恒定电流电路CC8、CC9、N型双极型晶体管TR3、W及二极管D4、D5的电路，判定整流 M0S阳T101的导通和截止。 阳241 ] 恒定电流电路CC8从电源电压端子VCC向N型双极型晶体管TR3的基极B W及二 极管D4的阳极A的连接节点连接。 阳242] 恒定电流电路CC9从电源电压端子VCC向N型双极型晶体管TR3的集电极C连接。 N型双极型晶体管TR3的集电极C与输出端子OUT连接。 阳2创二极管D4从N型双极型晶体管TR3的基极B向非反相输入端子IN+连接。二极 管D5从N型双极型晶体管TR2的发射极E向反相输入端子IN - W及接地端子GND连接。 阳244] W下，说明图16化）所示的判定电路102c的动作。
[0245] 考虑判定电路102c的非反相输入端子IN+的电压Vin+比反相输入端子IN -的电 压Vin -更低的情况。此时在恒定电流电路CC8中流过的电流不流入到N型双极型晶体管 TR3的基极B，经由二极管D4流入到非反相输入端子IN+。其结果，N型双极型晶体管TR3 为截止状态，向输出端子OUT输出对电源电压端子VCC施加了的Η电平的电压。在恒定电 流电路CC9中流过的电流流入到输出端子OUT。
[0246] 相反地，如果判定电路102c的非反相输入端子IN+的电压Vin+比反相输入端子 IN -的电压Vin -更高，则在恒定电流电路CC8中流过的电流流入到N型双极型晶体管TR3 的基极B，不流入到二极管D4。其结果，N型双极型晶体管TR3导通状态，向输出端子OUT输 出接地端子GND的L电平的电压。在恒定电流电路CC8中流过的电流从N型双极型晶体管 TR3的集电极C流入到发射极E，经由二极管D5流入到反相输入端子IN -。
[0247] W下，说明图16化）所示的判定电路102c的特征。 阳248] 图16(b)的判定电路102c与图16(a)的判定电路10化同样地，通过变更电流流 过的路径，判定导通/截止。因此，判定电路102c不易引起噪声所致的误动作。
[0249] 在从电源电压端子VCC向反相输入端子IN -(接地端子GND)的第1路径中，从 N型双极型晶体管TR3的基极B的P型半导体区域向发射极E的高浓度N型半导体区域流 过电流。在从电源电压端子VCC向非反相输入端子IN+的第2路径中，从二极管D4的阳极 A的P型半导体区域向阴极K的高浓度N型半导体区域流过电流。在两个路径中，都是从P 型半导体区域向高浓度N型半导体区域流过电流。
[0250] 判定电路102c能够使二极管D4和N型双极型晶体管TR3的基极B/发射极E构 成相同。由此，能够使第1路径和第2路径的溫度依赖相同。判定电路102c与图16(a)的 判定电路10化同样地，构成第1路径和第2路径的各元件的溫度依赖相互消除，能够减小 动作的溫度依赖。 阳巧1] 进而，判定电路102c通过使用恒定电流电路CC8、CC9,即使电池111的电压变动 而电容器104的电压变动，也不会受到其影响。判定电路102c能够减小向电池电压的依赖 性。在恒定电流电路CC8、CC9中，与图2的恒定电流电路CC1同样地，能够使用使栅极与源 极短路了的N型耗尽M0S阳T。 阳巧引图16(b)的判定电路102c能够与经由图16(a)的判定电路10化中的恒定电流电 路(X5从N型双极型晶体管TR1的集电极流入到发射极的电流的量相应地，减少消耗电流。 其结果，能够减小电容器104的电容，减小安装面积，并减小整流装置107的成本。 阳巧3] 说明图16(c)所示的判定电路102d的结构。 阳巧4] 判定电路102d使用1个NM0S27。该判定电路102d构成为包括恒定电流电路CC10 和NM0S27。恒定电流电路CC10从电源电压端子VCC向NM0S27的漏极连接。NM0S27的漏 极与输出端子OUT连接。NM0S27的栅极与非反相输入端子IN+连接。NM0S27的源极与反 相输入端子IN - W及接地端子GND连接。
[0255] W下，说明图16(c)所示的判定电路102d的动作。
[0256] 如果判定电路102d的非反相输入端子IN+的电压Vin+比对反相输入端子IN -的电压Vin -加上NM0S27的阔值电压而得到的电压更低，则NM0S27截止。如果NM0S27截 止，则向输出端子OUT输出对电源电压端子VCC施加了的Η电平的电压。在恒定电流电路 CC10中流过的电流流入到输出端子OUT。 阳巧7] 相反地，如果判定电路102的非反相输入端子IN+的电压Vin+比对反相输入端 子IN -的电压Vin -加上NM0S27的阔值电压而得到的电压更高，则NM0S27导通。如果 NM0S27导通，则向输出端子OUT输出接地端子GND的L电平的电压。在恒定电流电路CC10 中流过的电流经由NM0S27流入到反相输入端子IN -。
[0258] W下，说明图16(c)所示的判定电路102d的特征。 阳259] 判定电路102d仅由1个NM0S27构成，所W电路简单，消耗电流也小。由于电路简 单，所W能够减小控制电路106的面积，安装面积被降低，整流装置107的成本也被降低。由 于消耗电流小，所W能够减小电容器104的电容，能够降低安装面积，整流装置107的成本 也能够降低。 阳260] W上，图16(a)~（C)的判定电路102b~102d进行与图3所示的判定电路102 同样的判定动作，所W在自身中持续流过电流。但是，通过本发明的实施方式，即使在图 16(a)~（C)中，也能够切断在判定电路10化~102d中流过的电流。 阳％1] 本发明不限于上述实施方式，包括各种变形例。例如，上述实施方式是为了易于理 解地说明本发明而详细地说明了的实施方式，不一定具备说明了的所有结构。能够将某个 实施方式的结构的一部分置换为其他实施方式的结构，还能够对某个实施方式的结构加上 其他实施方式的结构。另外，还能够针对各实施方式的结构的一部分，进行其他结构的追加 /删除/置换。 阳％2] 在各实施方式中，控制线、信息线表示在说明上考虑为必要的部分，不一定表示在 产品上必要的所有控制线、信息线。实际上，也可W考虑为几乎所有结构相互连接。 阳263] 作为本发明的变形例，例如，有W下的（a)~（d)那样的例子。 阳264] (a)本发明不限于外部2端子的自律型同步整流M0S阳T的整流装置，也可W应用 于非自律型（外部控制型）的同步整流M0SFET的整流装置。
[0265] 化）本发明的同步整流装置不限于用于交流发电机，也可W用于开关调节器等。 阳％6] (C)本发明的同步整流装置也可W具备栅极驱动电路，并且，也可W不具备栅极驱 动电路，不受限制。 阳％7] (d)本发明的同步整流装置也可W代替电容器而具备任意的能量累积/释放单 元。电容器并非本发明的必须的结构。
【主权项】
1. 一种同步整流装置，构成对交流输入电压进行同步整流来生成直流电压并将该直流 电压输出到外部的交流发电机，所述同步整流装置的特征在于，具备： 开关晶体管； 一对外部端子，与所述开关晶体管的一对主端子连接； 控制电路，对所述开关晶体管的栅极提供控制信号而使其导通；以及 电容器，对所述控制电路供给电源， 所述控制电路具备： 判定电路，判定所述一对外部端子的各电压；以及 切断电路，在所述开关晶体管的所述一对主端子之间的电压是规定电压以上时，切断 向所述判定电路的电源供给，在输入了的所述一对主端子之间的电压小于规定电压时，不 切断向所述判定电路的电源供给。2. 根据权利要求1所述的同步整流装置，其特征在于， 在所述切断电路切断了向所述判定电路的电源供给时，经由所述控制电路而在所述一 对外部端子之间流过的电流比经由所述电容器而在所述一对外部端子之间流过的电流更 小。3. 根据权利要求1所述的同步整流装置，其特征在于， 在所述切断电路切断了向所述判定电路的电源供给时，经由所述电容器而在所述一对 外部端子之间流过的电流比经由所述开关晶体管而在所述一对外部端子之间流过的电流 更大。4. 根据权利要求1所述的同步整流装置，其特征在于， 所述切断电路开始切断向所述判定电路的电源供给时的所述一对主端子之间的电压 比结束切断向所述判定电路的电源供给时的所述一对主端子之间的电压更大。5. 根据权利要求1所述的同步整流装置，其特征在于， 对所述切断电路输入所述开关晶体管的所述一对主端子之间的电压和所述电容器的 一对端子之间的电压。6. 根据权利要求5所述的同步整流装置，其特征在于， 所述切断电路具备切断向所述判定电路的电源供给的晶体管，根据所述开关晶体管的 所述一对主端子之间的电压和所述电容器的一对端子之间的电压的比较结果，对所述晶体 管进行导通截止控制。7. 根据权利要求1所述的同步整流装置，其特征在于， 所述开关晶体管是MOSFET。8. 根据权利要求7所述的同步整流装置，其特征在于， 向所述判定电路的电源供给的切断结束时的所述一对主端子之间的电压比在所述MOSFET的寄生二极管中流过整流电流时的所述一对主端子之间的负电压更大。9. 根据权利要求1所述的同步整流装置，其特征在于， 具备在切断了向所述判定电路的电源供给时以使所述开关晶体管截止的方式确定控 制电路的逻辑的电路。10. 根据权利要求1所述的同步整流装置，其特征在于， 所述控制电路具备驱动所述开关晶体管的栅极的栅极驱动电路， 所述切断电路不切断向该栅极驱动电路的电源供给。11. 根据权利要求1所述的同步整流装置，其特征在于， 所述控制电路具备驱动所述开关晶体管的栅极的栅极驱动电路， 所述切断电路在所述开关晶体管的所述一对主端子之间的电压是规定电压以上时，切 断向所述栅极驱动电路的电源供给，在所输入了的所述一对主端子之间的电压小于规定电 压时，不切断向所述栅极驱动电路的电源供给。12. 根据权利要求1所述的同步整流装置，其特征在于， 在所述切断电路切断了向所述控制电路的电源供给时，在经由所述控制电路而在所述 一对主端子之间流过电流的所有路径中，在路径内存在的晶体管中的至少1个处于截止状 ??τ〇13. 根据权利要求1所述的同步整流装置，其特征在于， 所述判定电路具有与所述一对外部端子中的正极侧主端子连接了的输入端子， 所述输入端子与构成所述判定电路的MOSFET的栅极或者构成所述判定电路的二极管 的阴极连接。14. 根据权利要求13所述的同步整流装置，其特征在于， 所述判定电路是比较器。15. -种交流发电机，其特征在于， 具备权利要求1至14中的任意一项所述的同步整流装置。
【专利摘要】将同步整流MOSFET的整流装置构成为在规定的条件下切断来自外部的电源供给而不使电流流入到控制电路，能够进行组装后的电容器不良的筛查等。整流装置(107)具备：整流MOSFET(101)，进行同步整流；控制电路(106)，输入整流MOSFET(101)的一对正极侧主端子(TK)与负极侧主端子(TA)之间的电压，根据所输入了的电压，判定整流MOSFET(101)的导通/截止；以及电容器(104)，向控制电路(106)供给电源。控制电路(106)具备输入整流MOSFET(101)的一对主端子之间的电压，在所输入的一对主端子之间的电压为第1电压以上时，切断向控制电路(106)的电源供给，在所输入的一对主端子之间的电压为第1电压以下时，解除向控制电路(106)的电源供给的切断的切断电路(105)。
【IPC分类】H02M1/08, H02M7/217
【公开号】CN105490568
【申请号】CN201510629991
【发明人】石丸哲也, 恩田航平, 栗田信一, 菅山茂
【申请人】株式会社日立功率半导体
【公开日】2016年4月13日
【申请日】2015年9月29日
【公告号】DE102015012585A1, US20160099658
最新回复(0)