用于至少提供射频信号参数的变频传感器和系统的制作方法
用于至少提供射频信号参数的变频传感器和系统的制作方法
【技术领域】
[0001]本发明涉及用于至少提供射频信号参数的变频传感器和系统，该射频信号参数尤其为射频信号的电功率值。
【背景技术】
[0002]存在分析射频信号(下文中称为RF信号)的多种不同方式。
[0003]一种获得RF信号的参数的方式是利用测量设备检测RF信号，该测量设备例如为数字示波器和/或(标量或矢量)网络分析器。例如，文献US 2009/0092177 A1描述了一种使用网络分析器的矢量信号测量系统，该矢量信号测量系统的特征是宽的带宽、大的动态范围和高准确度。该系统在每个测量端口包含至少两个接收器通道，以提供绝对幅度和绝对相位关系。在系统的具体测量端口处提供的宽带信号被分到几个子频带中，其中，单独地分析每个子频带并将每个子频带与所提供的信号的平行基准频带相比较。针对所有子频带重复上述测量。该测量方法是非常耗时的，因此不是吸引人的用于分析宽带信号的方法。
[0004]此外，这些测量设备是很重的、耗费空间的、结构复杂的和高成本的，从而这些测量设备在使用上不灵活。那些测量设备需要校准的测量探针来检测RF信号并将其引导到测量设备中。那些探针导致测量误差并影响RF信号的特性，例如由探针因其寄生电参数而造成的传输损耗和反射损耗所引起。尤其在RF信号的检测期间探针及其对应电缆的移动导致不能校正或修正的所述测量误差和不准确。
[0005]网络分析器或示波器的准确度在测量信号幅度的2%和3%之间。由于它们的复杂设置，这样的测量设备包括不可接受的自举时间。由于所包括的多个模块，因此那些测量设备具有高的测量延迟，从而导致极大的测量时间，尤其是对于小功率的输入RF信号。
[0006]另一种获得RF信号的信号参数的方式是使用特定的信号传感器。例如，对RF信号的电功率值的检测通过使用所谓的功率检测传感器(其例如从DE 10 2008 052 335 A1所获知)来实现。如今主要存在两种不同类型的功率检测传感器，即基于二极管的检测传感器和基于热的检测传感器。那些检测传感器直接联接到RF信号源并在其输出端提供电功率值。
[0007]不利地，这样的传感器的使用很受限于非常特定的信号幅度。利用这样的检测器不能正确地检测平均功率低于100皮瓦(_70dBm)的信号。尤其，用于感测小于_20dBm的功率信号的传感器或检测器由于其噪声依赖性而需要噪声补偿方案。那些噪声补偿通常通过在检测器的输出端处减小测量带宽来实现。因此可以在特定量的测量时间中仅测量RF信号。因此，在不具有显著测量误差或显著测量时间的情况下，无法实现具有高的动态功率范围的RF信号的功率检测。
[0008]因此，目的是提供克服上述问题和缺点的传感器。
[0009]尤其需要可用于分析宽带射频信号而不具有测量结果不准确的高风险以及不利用耗时的测量方法的传感器。
[0010]尤其需要可用于分析小功率信号以及高功率信号而不利用耗时的测量方法的传感器。
[0011]尤其需要可配置用于特定测量任务且为容易的进一步信号分析提供RF信号的信号参数的传感器。该传感器应当提供在远程设备或后续设备中容易处理的而无需进一步计算的信号参数。
[0012]尤其需要降噪传感器，该降噪传感器准确地检测具有很小功率值(例如低于-50dBm)的信号，而无需耗时的测量方法或复杂的结构。
【发明内容】
[0013]上述目的尤其通过用于至少提供射频信号参数的变频传感器来解决，该射频信号参数尤其为电功率值。该传感器包括模拟接收部，该模拟接收部用于使用本地振荡器频率将输入信号转换为相应的模拟I/Q值。该模拟接收部优选地以本地振荡器频率、使用I/Q解调方案转换输入信号。因此，RF输入信号被转换为相应的同相分量(下文称为I值)和正交相位分量(下文称为Q值)。因此转换后的I/Q值信号为包括输入信号的幅度信息和相位信息的复合值信号。
[0014]该传感器还包括模数转换单元，该模数转换单元用于将模拟Ι/Q值转换为数字1/9值。
[0015]附加地，该传感器包括数字处理单元，该数字处理单元包括用于选择RF输入信号的频带的可调滤波单元。优选地，该传感器可以在两种模式下操作。在所谓的将RF输入信号转换到中频的第一操作模式下，两个接收带(下边带和上边带)对于每个本地振荡器频率都是可用的。为了避免两个接收带的下变频信号在中频范围内的叠加，必须抑制一个接收带。这通过Ι/Q解调方案来实现。在传感器的所谓的第二操作模式下，对于特定的本地振荡器频率，存在仅一个接收带。
[0016]使用Ι/Q解调方案，两个边带可以很容易被分离，这是因为它们不是复共轭的。为了进一步处理数字Ι/Q值，选择仅一个边带。此外，滤波单元对数字Ι/Q值进行滤波，其中，滤波器曲线的带宽和类型是可调的，从而选择RF输入信号的期望频带，而在该频带内不存在单个信号频率的失真或不切断RF信号的期望频率分量。滤波器带宽是可调的，其中，可以利用与选择宽带输入滤波器时相同的高准确度对小频带输入信号进行滤波。在高功率的RF输入信号的情况中，可调滤波单元的使用使得传感器可操作用于高度动态范围的输入信号。
[0017]数字处理单元还包括计算单元，该计算单元用于从选择的边带的数字Ι/Q值计算至少电功率值。该计算单元因此优选地获得至少平方单元，该平方单元用于对I值和Q值进行数学上的平方运算。为了从相应的Ι/Q值获得电功率值，必须将平方的I值与其对应的平方的Q值相加。相应的功率值是包络功率值或至少与RF输入信号的包络功率值成比例的值。
[0018]有利地，使用数字处理方案而非使用根据现有技术的具有非线性特性的基于二极管的传感元件，来获得该功率值。那些基于二极管的传感元件由于其非线性行为而产生不想要的频率分量，这些不想要的频率分量在复杂的滤波过程中需要被删除以避免测量误差。使用本发明的传感器可以避免该复杂的滤波。使用现有技术的传感元件时，不可能使用子带进行分析，原因是那些现有技术的传感元件仅能够测量整体电功率。
[0019]附加地，传感元件包括较长的测量时间，尤其是在宽带信号用于例如频谱分析器或本发明的传感器设备时。
[0020]数字处理单元的计算单元优选地包括积分单元，该积分单元布置在平方单元的下游。在积分单元的输出端处获得平均功率值。积分时段优选地等于输入信号的包络的一个时间周期或其整数倍。
[0021]优选地，数字处理单元的计算单元还包括平均单元，该平均单元布置在积分单元的下游以获得平均化的功率值，该平均化的功率值是通过在数字Ι/Q值的不同子集处创建一系列平均功率值而分析获得的平均功率值的计算。对获得的一系列平均功率值求平均以获得平均化的平均功率值。
[0022]数字处理单元优选地是数字信号处理器(DSP)或数字中央处理单元(CPU)。
[0023]变频传感器有利地用于功率检测。因此，使用本地振荡器频率和Ι/Q解调方案对所选的接收带内的射频信号进行下变频。使用模数转换器对形成的模拟Ι/Q信号进行数字化。现在可以在数字处理单元中处理数字Ι/Q值，并且可以使用各个平方的I值和Q值的总和来计算功率值。
[0024]由于将射频信号转换为数字Ι/Q值，因此提供RF信号的幅度信息和相位信息二者，并且也可以应用选择性的矢量测量分析。因此，根据本发明的传感器可以用于多个分析目的，例如功率检测、传输/反射损失、幅度和相位分析。利用本发明的传感器，尤其可以很容易地分析产生和/或发送RF信号的被测设备的S参数。由于数字Ι/Q值，因此数字处理单元中的所有必要计算不经受模拟信号处理产生的限制。
[0025]传感器自身是非常紧凑的，因此直接联接到被测设备，而无需额外的测量探针或测量电缆。这导致测量结果的较高准确度。
[0026]在优选实施方式中，变频传感器在至少第一操作模式和第二操作模式下能够操作，其中，上述模式是可选择的。特定模式的选择取决于特定信号参数。这导致对RF信号的有效分析。
[0027]在优选实施方式中，第二操作模式用于电功率大于预定阈值的输入信号。在RF信号大于预定阈值的情况下，可以忽略由于模拟Ι/Q通路中的本地振荡器泄露、Ι/f噪声和/或DC偏移而造成的测量误差，原因是它们对测量结果的影响是不显著的。
[0028]在优选实施方式中，第二操作模式用于带宽高于传感器在第一操作模式下的中频通路的中频的带宽的输入信号。这样的宽带输入RF信号通常通过如下方式来分析:将宽带信号频率划分为几个子频带，选择输入RF信号的特定子频带，在所选的子频带处进行分析，以及存储测量结果。然后，重新选择相邻的子频带，并且重复分析步骤和存储步骤。继续该过程，直到已经分析了完整的宽带信号。当组合单个的子带结果时，这样的子带移位分析是耗时 的且不准确的。为了避免那些缺点，有利的是切换到第二操作模式，其中，至少数字处理单元的滤波单元失效，从而导致传感器的较高的分析带宽。附加地和/或可替选地，模拟接收部中的抗混叠滤波单元也失效，以进一步增大传感器的分析带宽。
[0029]附加地和/或可替选地，使用第二操作模式而非根据第一操作模式的双边带解调方案，来应用模拟转换。使用第二操作模式，信号被对称地布置在零赫兹周围，相比于现有技术的传感器，这允许处理具有更高带宽的RF信号。
[0030]在优选实施方式中，数字处理单元还包括频移单元，该频移单元用于对数字I/Q值进行数字化移位，其中，该频移单元布置在模数转换单元和滤波单元之间。该频移单元使数字Ι/Q值输入信号的边带的中频从正的中频或负的中频移位至零赫兹。该频移有利地导致将不想要的频率分量(例如DC偏移和振荡器泄露)移位到正的频谱或负的频谱中。通过调整滤波单元的合适的小带宽，现在可以很容易地过滤掉那些不想要的频率分量。由于移位发生在数字处理单元中，因此移位是简单的数学运算且不是模拟的复杂混合运算，这导致进一步的不准确。
[0031]在优选实施方式中，移位频率等于正的中频或负的中频。这有利地导致所选的接收带的中心移位且允许易于分析后续操作。
[0032]在优选实施方式中，频移单元仅在传感器的第一操作模式期间被激活，原因是第二模式优选地获得单边带转换方案，因此在模拟接收部之后，中心被转换到零赫兹处。
[0033]在优选实施方式中，模拟接收部包括抗混叠滤波器，其中，该抗混叠滤波器优选地在传感器的第一操作模式期间被激活。该抗混叠滤波器需要过滤出不想要的频谱分量，这些不想要的频谱分量会导致RF输入信号的模糊表示。
[0034]该传感器还包括用于向传感器施加本地振荡器频率信号的本地振荡器频率信号接口。因此可以施加高度准确的本地振荡器频率，从而导致信号分析过程的较高准确度。在针对传输损失和/或反射损失使用至少两个传感器的情况下，以相同的本地振荡器频率转换RF信号，这避免了形成测量误差的本地振荡器频率信号偏移。尤其可以用此来分析产生和/或发送RF信号的被测设备的S参数。
[0035]在优选实施方式中，该传感器包括用于施加输入信号的第一信号接口，用于提供输入信号的相应功率值的第二信号接口，以及用于为进一步信号分析提供数字Ι/Q值的至少第三接口。数字Ι/Q值的提供允许分析输入RF信号的幅度、相位以及传输/反射损失。
[0036]在优选实施方式中，该传感器包括用于提供和/或施加系统时钟信号和/或触发信号和/或基准信号和/或本地振荡器信号的第四接口。有利地，针对相位同步测量，并入那些输入，例如传输RF信号的信号通路的传输/反射损失。
[0037]在优选实施方式中，该传感器借助I/O数据接口来获得其能量供应，该I/O数据接口优选地为通用串行总线接口和/或局域网接口，例如以太网电源(简称PoE)。
[0038]附加地，I/O数据接口有利地用于双向数据连接，以将数字Ι/Q值传输到分析测量设备，例如矢量网络分析仪或显示设备。可替选地或附加地，I/o数据接口优选地包括用于将基于网络的内容传输到远程显示设备的网络接口。在这样的实施方式中，显示设备不一定需要用于进一步分析数据的数据转换单元。
[0039]上述目的还通过用于分析射频信号的系统来解决。该系统包括产生射频信号的被测设备。该系统还包括至少如上所述的变频传感器，该变频传感器至少提供射频信号参数，该射频信号参数尤其为电功率值。该系统还包括显示设备，该显示设备配置成显示所述射频信号参数。
[0040]优选地，被测设备直接连接到至少一个变频传感器的第一接口。因此，不需要测量探针或测量电缆来在至少一个传感器处提供RF信号。因此避免了所述探针和电缆的寄生元件的影响并且进一步提高了测量准确度。
[0041]在优选实施方式中，显示设备以非接触方式或接触方式连接到至少一个变频传感器的第二接口。这允许向显示设备呈现检测的和/或分析的信号参数，而无需进一步的计算或处理步骤。
[0042]在优选实施方式中，显示设备被结合到测量设备中，该测量设备优选地为网络分析仪，并且至少一个变频传感器还借助第二接口或借助第三接口提供数字Ι/Q值。该I/Q值可以由网络接口以基于网络的方式来呈现，以允许远程显示设备和/或测量仪器显示所检测的和分析的信号参数。
[0043]在优选实施方式中，至少一个变频传感器是第一变频传感器，其中，该系统包括至少一个第二变频传感器。第一传感器向第二传感器供应触发信号，或者第二传感器向第一传感器供应触发信号。第一传感器向第二传感器供应系统时钟信号，或者第二传感器向第一传感器供应系统时钟信号。第一传感器向第二传感器供应本地振荡器频率信号，或者第二传感器向第一传感器供应本地振荡器频率信号。该系统用于基于矢量的测量。在该系统中不需要另外的分析测量设备且不仅仅获得标量值。因此，获得时间校准的Ι/Q值对。由于数字Ι/Q值的提供，因此现在对相位相关的值的测量是可行的。
[0044]通过使用两个传感器，获得矢量测量结果，这使得能够分析产生和/或发送RF信号的被测设备的S参数。
[0045]在优选实施方式中，至少一个变频传感器是第一变频传感器，其中，该系统包括至少一个第二变频传感器。第一传感器向第二传感器供应触发信号，或者第二传感器向第一传感器供应触发信号。第一传感器向第二传感器供应系统时钟信号，或者第二传感器向第一传感器供应系统时钟信号。该系统用于时域系统测量。
[0046]在优选实施方式中，基准信号被提供给第一传感器或第二传感器。该基准信号可以用于激励被测设备且在测试情况下分析被测设备。可替选地，在真实的接收情况和/或发送情况下测试被测设备。
[0047]在优选实施方式中，至少一个变频传感器是第一变频传感器，其中，该系统包括至少一个第二变频传感器。第一传感器向第二传感器供应触发信号，或者第二传感器向第一传感器供应触发信号。基准信号被提供给第一传感器和第二传感器。该系统用于时域系统测量。
[0048]在替选实施方式中，显示设备被并入测量设备中。至少一个变频传感器是第一变频传感器，其中，该系统包括至少一个第二变频传感器。第一传感器和第二传感器还向测量设备提供数字Ι/Q值以供耦合系统时间测量使用。触发信号、系统时钟信号和本地振荡器频率信号由测量设备产生且通过数据接口被提供给传感器。
[0049]本发明的传感器是高度精确的且基于Ι/Q值信号分析RF信号。因此，该传感器和该系统对于功率检测、矢量网络分析、频谱分析以及信号分析本身而言是有用的。
[0050]本发明的传感器将高精度测量与非常受限的测量设置但高精确的灵敏度结合。
[0051]本发明的传感器提供脉冲上升时间小于2纳秒的信号的包络功率值。
[0052]由于I/O数据接口，因此传感器可远程配置，且以基于网络的方式提供分析的信号参数。
[0053]由于传感器直接联接到DUT，因此相比于频谱分析器或测量接收器，不会遭受连接电缆的任何寄生影响，并且进行正确的匹配而不具有失配影响。
[0054]由于本发明的传感器的简单结构，因此相比于其它的变频测量设备(例如频谱分析器)，该传感器的寿命高度增大。
[0055]由于测量设置中的模拟组件较少，因此该传感器对温度和/或时间的依赖性较小。该传感器是非常稳健的、便利的、小的且轻巧的。
[0056]相比于传统的传感器，分析带宽是附加参数，其可以由用户来调整或由传感器自身来自动选择，由此可选择两种不同的接收模式。相比于成比例依赖于逆功率的传统传感器，测量噪声仅依赖于平方根。仅以基础信号频率而非以基础信号频率和所有谐波测量功率值。
[0057]如果期望进行宽带测量，则可以使用第二操作模式，其中，第一操作模式对于高度准确的测量结果是有用的。
【附图说明】
[0058]现在参照附图描述本发明的示例性实施方式。那些示例性实施方式不限制本发明的范围。在不同附图中的相同附图标记指示相同元件或至少相同功能，除非另有说明。在附图中:
[0059]图1示出根据本发明的传感器的第一示例性实施方式；
[0060]图2示出根据本发明的传感器的第二示例性实施方式；
[0061]图3示出根据本发明的系统的第一示例性实施方式；
[0062]图4示出根据本发明的系统的第二示例性实施方式；
[0063]图5示出根据本发明的系统的第三示例性实施方式；
[0064]图6示出根据本发明的传感器的第三示例性实施方式的详细框图以及形成的频谱；
[0065]图7示出根据本发明的传感器的第四示例性实施方式的详细框图以及形成的频谱；
[0066]图8示出根据本发 明的传感器的、按照特定操作模式的两个示例性频谱；
[0067]图9a至图9c示出根据本发明的滤波单元的特性曲线；
[0068]图10示出根据本发明的信号频率跟踪方案；
[0069]图11示出已知的功率检测器和根据本发明的传感器的功率检测模式之间的依赖特定温度的噪声功率的比较；
[0070]图12示出本发明的传感器处于低输入功率级下的噪声方案；
[0071]图13示出本发明的传感器处于高输入功率级下的噪声方案；
[0072]图14示出本发明的传感器处于不同滤波带宽BRF且具有不同测量时间时的测量噪声方案；
[0073]图15示出本发明的传感器处于连续波信号的不同滤波带宽BRF时的测量时间方案；
[0074]图16示出本发明的传感器处于加性高斯白噪声信号的不同信号带宽时的测量时间方案；以及
[0075]图17示出本发明的传感器在跟踪模式下的功率测量范围。
【具体实施方式】
[0076]在本申请中，使用以下缩写:
[0077]x|2平方单元
[0078]f积分单元
[0079]Σ平均单元
[0080]la、lb传感器
[0081]AAF抗混叠滤波器
[0082]ADC模数转换器
[0083]Brf可调滤波单元的带宽
[0084]BN、B噪声噪声(RF噪声)的带宽
[0085]B通可调滤波单元的通带
[0086]Be可调滤波单元的阻带
[0087]B3dB可调滤波单元的3dB带宽
[0088]CLK系统时钟信号
[0089]DPU数字处理单元
[0090]DUT被测设备
[0091]f频率
[0092]flf中频
[0093]fL0本地振荡器频率
[0094]f终止可调滤波单元的终止频率
[0095]I同相分量
[0096]LAN局域网
[0097]L0本地振荡器信号
[0098]LSB下边带
[0099]Ps(t)功率信号
[0100]PN噪声的功率
[0101]Q正交相位分量
[0102]Ref基准信号
[0103]S(f)功率密度谱
[0104]s(t)输入信号[Ο?Ο5]τ传感器绝对温度[K]
[0106]T源DUT的绝对温度
[0107]Tref基准温度
[0108]Ks波尔兹曼常数
[0109]Trig触发信号
[0110]USB上边带
[0111]Φ55测量结果的光谱功率密度
[0112]F噪声因数
[0113]图1示出根据本发明的传感器1的第一示例性实施方式。该传感器包括用于施加RF输入信号s(t)的第一接口。传感器1还包括模拟接收部、模数转换单元ADC和数字处理单元DPU。传感器1还包括用于提供RF信号s(t)的至少一个信号参数的第二接口。在图1中，至少一个信号参数为功率值匕(0。
[0114]在图2中示出了根据本发明的传感器的第二示例性实施方式。根据图2的传感器等同于根据图1的传感器。除了图1的本发明的传感器1外，图2的传感器1还包括用于提供数字Ι/Q值的第三接口和用于供应或提供本地振荡器频率4。的第四接口。那些数字1/Q值对于进一步的RF信号分析(例如S参数计算、矢量网络分析和/或频率分析)是有用的，这是因为本发明的传感器1提供了使用数字Ι/Q值的输入RF信号的幅度和相位信息。
[0115]本发明的传感器至少在第一操作模式(所谓的正常接收模式)下或在第二操作模式(所谓的零IF模式)下操作。将根据图6和图7更详细地描述这两种模式。
[0116]图3示出根据本发明的系统的第一示例性实施方式。该系统包括被测设备DUT、至少本发明的传感器1和显示单元。DUT生成RF信号s(t)，该RF信号s(t)被供应给传感器1。传感器向显示单元至少提供功率值Ps(t)，该功率值匕(0从RF信号s(t)获得。显示单元呈现该功率值。在根据图3的实施方式中，传感器1以无需进一步计算或处理的方式提供功率值Ps(t)。因此，根据图3的显示单元可以是将数字值转换成人可读的数据的简单的屏幕显示器或IXD显示设备。
[0117]可替选地，信号参数(特别地，功率值匕(0)可以借助数据接口(例如通用串行总线)或局域网接口 LAN(例如吉比特(Gigabit)-LAN)来提供。因此数据可以被呈现给远离DUT和传感器1布置的网络(web)前端。因此，数据处理单元DPU包括用于这样的数据呈现的web界面。
[0118]传感器1由外部电源(未示出)供电。该电源可以通过特定的电源接口连接至传感器，或者在改进的实施方式中，数据接口之一(例如通用串行总线接口 USB)或局域网LAN向传感器供应合适的电力。例如，以太网电源(Power on Ethernet，PoE)被并入到传感器1中。
[0119]此外，可以借助数据接口呈现特定的系统时钟。
[0120]在图4中示出了根据本发明的系统的第二示例性实施方式。此处，至少第二传感器lb被并入系统中。第一传感器la借助第四接口连接到第二传感器lb。第四接口包括以下信号中的至少一者:触发信号TRIG、系统时钟信号CLK、和/或本地振荡器信号L0。第一传感器la是系统中的主传感器，并且将TRIG信号、CLK信号、L0信号中的至少一者供应给至少第二传感器lb。传感器lb借助第四接口从传感器la获得至少一个信号，因此为从属传感器。主传感器la与从属传感器lb由于它们总体等同的设置而可互换。该系统不限于两个传感器1，出于进一步的信号参数分析目的，可以将另外的传感器1并入该系统中。第一传感器la获得第一 RF输入信号Sl (t)。第二传感器lb获得第二 RF输入信号s2 (t)。
[0121]随后的用于信号参数分析的一些特定场景根据图4是可行的且在下文中描述。
[0122]在图4的第一场景中，主传感器la提供触发信号TRIG、系统时钟CLK和本地振荡器信号L0。对于被测设备DUT的矢量测量而言，需要那些信号TRIG、CLK、L0。因此，可以应用真实测量。在DUT是无线电设备的发送部或接收部的情况下，现在可以在真实工作条件(所谓的真实场景)下简单地激活DUT并测量DUT。该系统像多通道矢量网络分析仪那样运转，但花费较少、复杂度较低且更为准确。附加地，脉冲式输入RF信号的测量也是可行的。相比于标量测量，高度地提高了 S参数检测的准确度，该测量是更快速的，并且可以获得复杂的传输参数。
[0123]可选地，基准信号REF被施加到第一传感器la或第二传感器lb。基准信号REF提供与典型的10MHz基准信号源的外部连接，以使被测设备DUT和传感器la、传感器lb的时间基础同步。可选地，基准信号REF用于传感器1的内部校准和用于使传感器la、传感器lb符合环境参数。
[0124]在图4的第二场景中，主传感器la向从属传感器lb提供触发信号TRIG和系统时钟CLK。在该场景中，相位校正测量是可行的，而无需数字触发示波器或其它分析测量设备。
[0125]在图4的第三场景中，主传感器la向从属传感器lb提供触发信号TRIG和基准信号REF。在该场景中，相位校正测量是可行的，而无需数字触发示波器或其它分析测量设备。
[0126]为了提供TRIG信号，传感器1包括触发电路，该触发电路检测触发事件并产生触发脉冲。该触发脉冲使系统中的所有传感器la、lb校准，并且避免了测量时间偏移。
[0127]为了提供CLK信号，传感器1获得用于产生系统时钟信号CLK的内部振荡器电路。该CLK信号被提供给系统中的所有传感器la、lb，以消除由于系统CLK频率偏移而造成的测量误差。
[0128]为了提供L0信号，传感器1包括内部振荡器源并且还获得输入参数以建立L0频率信号，该L0频率信号被提供给系统中的每个传感器la、lb，以防止由于L0频率偏移而造成的测量误差。
[0129]图5示出根据本发明的系统的第三示例性实施方式。根据图5的系统也包括至少两个传感器la、lb。代替提供触发信号TRIG、系统时钟CLK和本地振荡器信号L0，传感器la和传感器lb 二者均联接至包含显示单元的分析设备。该分析设备还向这两个传感器提供合适的TRIG信号、CLK信号和/或L0信号，用以矢量测量。使用根据图5的系统，不需要用于使DUT和分析器互相连接的测量探针或电缆，这显著地提高了测量准确度。传感器la、传感器lb和分析设备之间的数据接口 DATA向分析器提供数字Ι/Q值，用以进一步的信号分析。
[0130]图 6示出根据本发明的传感器的第三示例性实施方式的详细框图以及形成的频谱。根据图6的实施方式示出本发明的传感器1的第一操作模式。
[0131]RF信号Sl (t)被施加在第一传感器la的第一接口处。第二传感器lb获得第二 RF输入信号&(0。在图6中还示出了 RF输入信号s(t)的合适的频谱。
[0132]模拟接收部被设置在第一接口的下游，其中，模拟接收部包括Ι/Q解调器，该I/Q解调器用于使用本地振荡器信号4。将RF输入信号频率的上边带USB和下边带LSB转换到中频带fif。
[0133]本地振荡器信号f；。是模拟信号，在数字处理单元中以相位同步方式从基准信号REF生成该模拟信号，从而模拟式混合出现对于进一步的信号处理的相位相干。
[0134]形成的模拟同相值I和正交相位值Q均被提供给模拟抗混叠滤波器AAF，以消除RF输入信号的不想要的频率分量，这将防止RF输入信号在时域或频域中的模糊呈现。
[0135]在均设置在中频flf处的转换之后获得上接收带USB和下接收带LSB，如图6所示，在中间的频谱图中，还示出了模拟抗混叠滤波器AAF的特性曲线。
[0136]提供模拟抗混叠滤波的Ι/Q信号以使用于获得数字Ι/Q值的模数转换器分离。然后使用数字Ι/Q值建立具有实部和虚部的复信号，该复信号包括两个接收带的信息。将该复数与处于负中频fIF的复正弦波相乘，使整个频谱向负频率移位了中频f IF的量。典型的中频为30兆赫兹。在图6的下方频谱中示出移位的结果。
[0137]移位单元用于消除传感器1的硬件组件的DC偏移和增加的粉红噪声(也称为1/f噪声)，以及如在图6的中间频谱中的DC峰所示的本地振荡器泄露。该DC峰是频谱的寄生分量，且未包括在原始RF输入信号中。由于前述的移位过程，使得不想要的分量落在分析滤波器的通带之外，因此将不影响输入测量结果。
[0138]可调滤波单元被布置在频移单元的下游。可调滤波单元选择待测量的输入信号的频带。形成的带宽BRF以及中频是可调的。在传感器的跟踪模式下，形成的中频跟随信号频率的不想要的频移，用以适当分析。计算单元(这里被示出为平方单元|7|、积分单元/和平均单元Σ )被布置在滤波单元下游，以获得对应的包络功率值、平均功率值以及平均化的平均功率值，如上所述。
[0139]在RF输入信号s⑴的视频带宽Bvld很小(例如小于1赫兹)的情况下，如果显示第一平均功率值，则可以减少测量时间，其中在该背景下发生求平均值。每当计算更新的功率值时，显示器都出于显示目的而获得更新的值。
[0140]作为结果，在传感器的第二接口处获得平均化的功率值Ps(t)。附加地，在传感器1的第三接口处呈现数字Ι/Q值，用于RF输入信号的进一步的网络分析、信号分析或幅度/相位分析。
[0141]图7示出根据本发明的传感器的第四示例性实施方式的详细框图以及形成的频谱。在原理上，根据图7的传感器1的结构等同于根据图6的传感器1的结构。在图7中，示例性地示出了传感器1的第二操作模式，该第二操作模式应当仅由具有显著功率值的宽带输入信号和/或RF输入信号激活。在下文中仅描述与根据图6的实施方式的区别。传感器1使用开关而可在第一操作模式和第二操作模式之间切换。每当信号参数越过预定阈值时，该开关由用户激活或以自动方式激活。基于用户的选择或在分析RF输入信号期间选择模式。传感器1的在第二操作模式期间无效的所有组件用虚线示出。使用其它解调方案，将信号对称地布置在零赫兹周围，这允许较早地处理RF信号，而无需耗时的测量。这导致如上方频谱所示的RF信号s(t)的频谱S(f)。这导致单个接收带，其由RF输入信号的频谱S(f)表示。
[0142]在图7的中间频谱中示出了相应的抗混叠滤波器曲线。为了增大滤波器的输入带宽，该抗混叠滤波器AAF优选地也使用第二操作模式关闭。
[0143]移位单元也关闭，这是因为信号的合适的频谱已经处于零赫兹，因而未将DC泄漏从频谱中移除。可选地，可调滤波单元也可以关闭。
[0144]在图8中示出了根据本发明的传感器的、按照特定操作模式的接收带。
[0145]在图8的上部分中，示出了根据第一操作模式(参看图6)的形成的灵敏度以及频率。模拟转换在每个整数倍的本地振荡器频率(4。、2*4。、3*4。)处产生噪声带。通过定义，RF输入信号的整数倍的谐波未落在接收带中，如图8的上部分所示。本地振荡器信号的频谱部分4。不防止待测量的RF输入信号的频谱分量，这是因为它们没有位于整数倍的本地振荡器频率处。因此，转换后的信号不包括不想要的频谱分量，并且仅选择RF信号自身且仅选择基波。
[0146]图8的下部分示出了根据第二操作模式(参看图7)的形成的灵敏度以及频率。此处，在传感器1的第二模式下，本地振荡器的三整数倍3村,。等同于RF输入信号的三倍谐波，这导致对RF信号s (t)的三倍谐波的影响。由于应当在不具有RF信号的任何谐波的情况下分析信号参数，因此需要对那些频率分量进行滤波。
[0147]在图9a至图9c中，示出了根据本发明的滤波单元的特性曲线。滤波单元的特性曲线对于特定测量任务是可调的，以获得最准确的测量结果。
[0148]在图9a中，滤波单元类型是衰减因数为0.2的根升余弦滤波器。这是用于平均功率值的理想的滤波器类型，因为对RF信号的所有频谱部分进行检测和等同地加权，以供进一步计算使用。
[0149]在图9b中，滤波单元类型也是余弦滤波器，但余弦衰减因数为1。这是用于边缘信号处的基于时间的测量的理想的滤波器类型，因为这样的滤波器类型不发生过冲，因此在包络功率值的情况下，获得RF信号的无失真的频谱部分，以供进一步计算使用。
[0150]在图9c中，滤波单元类型也是余弦衰减因数为1的余弦滤波器。由于RF信号的宽带特性，因此滤波单元需要获得可调中频匕，该可调中频匕在图9c中(虚线)被示出在曲线fd、曲线U和曲线f?3处。图9c示出了使用3个子带的组合测量，因此Nsub为3。这种类型的滤波器对于宽带RF信号的平均功率值而言是理想的，这是因为子带合并到具有平坦的幅度响应的频带。
[0151]在图10中，示出了根据本发明的信号频率跟踪方案。由于环境问题，例如温度升高等，因此信号中频与本地振荡器的频率4。之间的差可以变化，这导致信号的频谱在滤波单元的输入端处的移位。由于滤波单元的中频fm将保持固定，因此获得根据图10的顶行的不想要的效果，其中，如果滤波频率和信号频率之间的偏移超过某个阈值，则滤波单元使信号失真。信号离开滤波器通带，从而信号发生衰减，这导致系统测量失败。图10中的中间行示出了根据现有技术方案的调整。由于典型的自动频率控制AFC的属性，因此如果在滤波频率和信号频率之间具有随时间变化的线性移位，则在这两个频率之间一直具有偏移。
[0152]根据本发明，不应用任何调整。而是应用具有额外的外推的回归分析法，从而导致对信号频率的最大似然假设和全程跟踪。这由数字响应信道之后的单独的接收信道来完成。因此，未获得任何调整偏移并且极大地提高了测量的准确度。
[0153]图11示出已知的功率检测器(左部分)和根据本发明的传感器的功率检测模式(右部分)之间的依赖特定温度的噪声功率的比较。本文中的结果是针对特定带宽而限定的。相应地，典型的功率检测器包括动态度较低的温度噪声功率依赖性。用于已知的检测器的最低测量级为约100皮瓦/-70dBm。本发明的功率检测是可行的，直到用于滤波单元的100兆赫兹的带宽BRF的0.3毫微微瓦/-95dBm和用于滤波单元的10兆赫兹的带宽B…的
0.1晕微微瓦/_130dBm。
[0154]因此，利用第二操作模式测量宽带信号且利用第一操作模式测量窄带信号是明智的。
[0155]图12示出本发明的传感器处于低输入功率级下的噪声方案。当信号功率Ps2减小时(此处因子为1/2)，平方单元的输出端处的噪声功率Pn2保持不变。绝对测量噪声独立于信号功率。以因子X减小的功率相比于平均功率而言也以因子X增大了测量噪声的相对部分。
[0156]与此相反，图13示出本发明的传感器处于高输入功率级下的噪声方案。绝对测量噪声功率值与信号功率成比例。相比于平均功率而言，以因子X减小的信号功率以因子仅为X的平方根增大了测量噪声的相对部分。因此相对噪声含量的变化是信号功率的函数。
[0157]因此，如果将小功率信号施加于传感器1，则噪声依赖性是较大的。
[0158]图14示出处于不同滤波带宽BRF且具有不同测量时间时的以分贝为单位的相对信号噪声功率以及以dBm为单位的信号功率。输入RF信号是正弦信号。相比于现有技术中使用基于二极管的传感元件的功率检测器，本发明的传感器1是高度准确的。使用本发明的传感器，-130dBm 的测量下限是可检测的，其中，已知的检测器获得_50dBm。
[0159]图15示出本发明的传感器处于连续波信号的不同滤波带宽BRF时的测量时间方案。噪声的部分是0.01分贝(2.0 )，其中，选择信号的最小功率以获得不大于0.01分贝/开尔文的零漂移。图15示出以秒为单位的可实现的测量时间以及以dBm为单位的信号功率。相比于现有技术中使用基于二极管的传感元件的功率检测器，本发明的传感器1是更快速的。使用本发明的传感器，在0.1秒测量时间处，-86dBm的测量下限是可检测的。可利用预衰减单元对本发明的传感器1进行预衰减。通过使用27dB的预衰减，在0.1秒测量时间处可实现_59dBm的测量限度，其中，已知的检测器小于_40dBm。
[0160]图16示出本发明的传感器处于加性高斯白噪声信号(简称AWGN信号)的不同信号带宽Ba时的测量时间方案。根升余弦滤波器的滤波器设置已经被选择成等同于输入信号的噪声功率带宽。噪声的相对部分是0.02分贝(2.σ )，其中，选择信号的最小功率以获得不大于0.01分贝/开尔文的零漂移。相比于现有技术中使用基于二极管的传感元件的功率检测器，本发明的传感器1是更灵敏的。使用具有激活的27分贝的预衰减的本发明的传感器1，测量时间是相等的，但本发明的传感器1包括较高的动态范围，这在图16中用虚线示出。
[0161]图17示出处于跟踪模式的本发明的传感器1相比于使用基于二极管的元件的传感器的动态范围。在上面两条特性曲线中，本发明的传感器1工作在第二操作模式下。由于本地振荡器泄露，因此测量下限值受限制。
[0162]本文中提供的本发明的传感器与其它的测量设备或传感设备是不可相比的。显著地增大了敏感度和动态范围，其中，同时大幅度地降低了复杂度。
[0163]本发明的传感器可用作组合设备，组合设备例如为单个设备中的信号分析设备、频谱分析设备、矢量分析设备和功率分析设备。
[0164]本文中描述、示出和/或要求保护的所有实施方式可以彼此组合。
[0165]对于本领域技术人员而言，额外的优点和修改将很容易想到。因此在其更广泛的方面中的本发明不受限于本文中示出和描述的具体细节和代表性的实施方式。因此，可以进行各种修改，而不脱离如由所附权利要求及其等同物所限定的总体发明构思的精神或范围。
【主权项】
1.一种用于至少提供射频信号参数的变频传感器，所述射频信号参数尤其为电功率值，所述变频传感器包括: -模拟接收部，所述模拟接收部用于使用本地振荡器频率将输入信号转换为相应的1/Q值； -模数转换单元，所述模数转换单元用于将相应的模拟I/Q值转换为数字I/Q值；以及 -数字处理单元，所述数字处理单元包括: -可调滤波单元，所述可调滤波单元用于选择所述射频信号的频带；和 -计算单元，所述计算单元用于从选择的所述频带的I/Q值至少计算电功率值。2.根据权利要求1所述的变频传感器，其中，所述变频传感器至少在第一操作模式和第二操作模式下能够操作，并且，所述变频传感器在所述第一操作模式和所述第二操作模式之间能够切换。3.根据权利要求2所述的变频传感器，其中，所述第一操作模式是利用所述变频传感器的中频的正常接收模式，所述第二操作模式是下变频到零赫兹的单个接收带接收模式。4.根据权利要求2所述的变频传感器，其中，针对带宽高于中频的带宽的输入信号和/或针对电功率值大于预定阈值的输入信号，选择所述第二操作模式。5.根据权利要求1所述的变频传感器，其中，所述数字处理单元还包括频移单元，所述频移单元用于利用中频信号对所述数字I/Q值进行数字化移位，且其中，所述频移单元布置在所述模数转换单元和所述滤波单元之间。6.根据权利要求5所述的变频传感器，其中，所述频移单元在所述变频传感器的第一操作模式下被激活。7.根据权利要求1所述的变频传感器，其中，所述模拟接收部包括抗混叠滤波器，其中，所述抗混叠滤波器在所述变频传感器的第一操作模式下被激活。8.根据权利要求1所述的变频传感器，其中，所述变频传感器还包括本地频率振荡器信号接口，所述本地频率振荡器信号接口用于施加本地振荡器频率信号。9.根据权利要求1所述的变频传感器，其中，所述变频传感器包括用于施加所述输入信号的第一信号接口，用于至少提供所述输入信号的所述电功率值的第二信号接口，以及用于为进一步信号分析提供所述数字I/Q值的至少第三接口。10.根据权利要求9所述的变频传感器，其中，所述变频传感器包括用于提供和/或施加系统时钟信号和/或触发信号和/或基准信号的第四接口。11.根据权利要求1所述的变频传感器，其中，所述变频传感器借助双向数据接口获得所述变频传感器的能量供应，所述双向数据接口优选地为通用串行总线接口和/或局域网接口。12.根据权利要求1所述的变频传感器，其中，所述变频传感器借助基于网络的接口提供所述电功率值。13.一种用于分析射频信号的系统，所述系统包括: -被测设备，所述被测设备产生所述射频信号； -至少一个根据权利要求1所述的变频传感器，所述变频传感器至少提供射频信号参数，所述射频信号参数尤其为电功率值；以及 -显示设备，所述显示设备配置成显示所述射频信号参数。14.根据权利要求13所述的系统，其中，所述被测设备直接连接到至少一个所述变频传感器的第一接口。15.根据权利要求13或14所述的系统，其中，所述显示设备非接触式地或接触式地连接到至少一个所述变频传感器的第二接口。16.根据权利要求13所述的系统，其中，所述显示设备被结合到至少一个变频传感器中，所述至少一个变频传感器还借助第二接口或借助第三接口提供数字I/Q值。17.根据权利要求13所述的系统， 其中，至少一个所述变频传感器是第一变频传感器； 其中，所述系统包括至少一个第二变频传感器； 其中，所述第一变频传感器向所述第二变频传感器提供触发信号，或所述第二变频传感器向所述第一变频传感器提供触发信号； 其中，所述第一变频传感器向所述第二变频传感器提供系统时钟信号，或所述第二变频传感器向所述第一变频传感器提供系统时钟信号； 其中，所述第一变频传感器向所述第二变频传感器提供本地振荡器频率信号，或所述第二变频传感器向所述第一变频传感器提供本地振荡器频率信号；以及其中，所述系统用于基于矢量的测量。18.根据权利要求13所述的系统， 其中，至少一个所述变频传感器是第一变频传感器； 其中，所述系统包括至少一个第二变频传感器； 其中，所述第一变频传感器向所述第二变频传感器提供触发信号，或所述第二变频传感器向所述第一变频传感器提供触发信号； 其中，所述第一变频传感器向所述第二变频传感器提供系统时钟信号，或所述第二变频传感器向所述第一变频传感器提供系统时钟信号；以及其中，所述系统用于时域系统测量。19.根据权利要求17或18所述的系统，其中，基准信号被提供给所述第一变频传感器或所述第二变频传感器。20.根据权利要求13所述的系统， 其中，至少一个所述变频传感器是第一变频传感器； 其中，所述系统包括至少一个第二变频传感器； 其中，所述第一变频传感器向所述第二变频传感器提供触发信号，或所述第二变频传感器向所述第一变频传感器提供触发信号； 其中，基准信号被提供给所述第一变频传感器和所述第二变频传感器；以及 其中，所述系统用于时域系统测量。21.根据权利要求13所述的系统， 其中，所述显示设备被并入测量设备中； 其中，至少一个所述变频传感器是第一变频传感器； 其中，所述系统包括至少一个第二变频传感器； 其中，所述第一变频传感器和所述第二变频传感器还将数字I/Q值提供给所述测量设备以供时域系统测量使用。
【专利摘要】本发明公开了用于至少提供射频信号参数的变频传感器和系统。本发明涉及一种用于至少提供射频信号参数的变频传感器，该射频信号参数尤其为电功率值。该传感器包括：模拟接收部，该模拟接收部用于使用本地振荡器频率将输入信号转换为相应的I/Q分量；模数转换单元，该模数转换单元用于将相应的模拟I/Q值转换为数字I/Q值；以及数字处理单元。该数字处理单元包括：可调滤波单元，该可调滤波单元用于选择RF输入信号的频带；和计算单元，该计算单元用于从选择的频带的I/Q值计算至少电功率值。本发明还涉及一种用于分析射频输入信号参数的系统，其中该系统包括产生射频信号的被测设备、本发明的传感器、和显示设备。
【IPC分类】H04B17/21
【公开号】CN105490760
【申请号】CN201510646089
【发明人】托拉夫·布拉特菲施, 迈克尔·卡策尔, 库尔特·施密特, 马塞尔·特伦哈特, 托马斯·雷歇尔
【申请人】罗德施瓦兹两合股份有限公司
【公开日】2016年4月13日
【申请日】2015年10月8日
【公告号】EP3007375A1, US20160099784
【技术领域】
[0001]本发明涉及用于至少提供射频信号参数的变频传感器和系统，该射频信号参数尤其为射频信号的电功率值。
【背景技术】
[0002]存在分析射频信号(下文中称为RF信号)的多种不同方式。
[0003]一种获得RF信号的参数的方式是利用测量设备检测RF信号，该测量设备例如为数字示波器和/或(标量或矢量)网络分析器。例如，文献US 2009/0092177 A1描述了一种使用网络分析器的矢量信号测量系统，该矢量信号测量系统的特征是宽的带宽、大的动态范围和高准确度。该系统在每个测量端口包含至少两个接收器通道，以提供绝对幅度和绝对相位关系。在系统的具体测量端口处提供的宽带信号被分到几个子频带中，其中，单独地分析每个子频带并将每个子频带与所提供的信号的平行基准频带相比较。针对所有子频带重复上述测量。该测量方法是非常耗时的，因此不是吸引人的用于分析宽带信号的方法。
[0004]此外，这些测量设备是很重的、耗费空间的、结构复杂的和高成本的，从而这些测量设备在使用上不灵活。那些测量设备需要校准的测量探针来检测RF信号并将其引导到测量设备中。那些探针导致测量误差并影响RF信号的特性，例如由探针因其寄生电参数而造成的传输损耗和反射损耗所引起。尤其在RF信号的检测期间探针及其对应电缆的移动导致不能校正或修正的所述测量误差和不准确。
[0005]网络分析器或示波器的准确度在测量信号幅度的2%和3%之间。由于它们的复杂设置，这样的测量设备包括不可接受的自举时间。由于所包括的多个模块，因此那些测量设备具有高的测量延迟，从而导致极大的测量时间，尤其是对于小功率的输入RF信号。
[0006]另一种获得RF信号的信号参数的方式是使用特定的信号传感器。例如，对RF信号的电功率值的检测通过使用所谓的功率检测传感器(其例如从DE 10 2008 052 335 A1所获知)来实现。如今主要存在两种不同类型的功率检测传感器，即基于二极管的检测传感器和基于热的检测传感器。那些检测传感器直接联接到RF信号源并在其输出端提供电功率值。
[0007]不利地，这样的传感器的使用很受限于非常特定的信号幅度。利用这样的检测器不能正确地检测平均功率低于100皮瓦(_70dBm)的信号。尤其，用于感测小于_20dBm的功率信号的传感器或检测器由于其噪声依赖性而需要噪声补偿方案。那些噪声补偿通常通过在检测器的输出端处减小测量带宽来实现。因此可以在特定量的测量时间中仅测量RF信号。因此，在不具有显著测量误差或显著测量时间的情况下，无法实现具有高的动态功率范围的RF信号的功率检测。
[0008]因此，目的是提供克服上述问题和缺点的传感器。
[0009]尤其需要可用于分析宽带射频信号而不具有测量结果不准确的高风险以及不利用耗时的测量方法的传感器。
[0010]尤其需要可用于分析小功率信号以及高功率信号而不利用耗时的测量方法的传感器。
[0011]尤其需要可配置用于特定测量任务且为容易的进一步信号分析提供RF信号的信号参数的传感器。该传感器应当提供在远程设备或后续设备中容易处理的而无需进一步计算的信号参数。
[0012]尤其需要降噪传感器，该降噪传感器准确地检测具有很小功率值(例如低于-50dBm)的信号，而无需耗时的测量方法或复杂的结构。
【发明内容】
[0013]上述目的尤其通过用于至少提供射频信号参数的变频传感器来解决，该射频信号参数尤其为电功率值。该传感器包括模拟接收部，该模拟接收部用于使用本地振荡器频率将输入信号转换为相应的模拟I/Q值。该模拟接收部优选地以本地振荡器频率、使用I/Q解调方案转换输入信号。因此，RF输入信号被转换为相应的同相分量(下文称为I值)和正交相位分量(下文称为Q值)。因此转换后的I/Q值信号为包括输入信号的幅度信息和相位信息的复合值信号。
[0014]该传感器还包括模数转换单元，该模数转换单元用于将模拟Ι/Q值转换为数字1/9值。
[0015]附加地，该传感器包括数字处理单元，该数字处理单元包括用于选择RF输入信号的频带的可调滤波单元。优选地，该传感器可以在两种模式下操作。在所谓的将RF输入信号转换到中频的第一操作模式下，两个接收带(下边带和上边带)对于每个本地振荡器频率都是可用的。为了避免两个接收带的下变频信号在中频范围内的叠加，必须抑制一个接收带。这通过Ι/Q解调方案来实现。在传感器的所谓的第二操作模式下，对于特定的本地振荡器频率，存在仅一个接收带。
[0016]使用Ι/Q解调方案，两个边带可以很容易被分离，这是因为它们不是复共轭的。为了进一步处理数字Ι/Q值，选择仅一个边带。此外，滤波单元对数字Ι/Q值进行滤波，其中，滤波器曲线的带宽和类型是可调的，从而选择RF输入信号的期望频带，而在该频带内不存在单个信号频率的失真或不切断RF信号的期望频率分量。滤波器带宽是可调的，其中，可以利用与选择宽带输入滤波器时相同的高准确度对小频带输入信号进行滤波。在高功率的RF输入信号的情况中，可调滤波单元的使用使得传感器可操作用于高度动态范围的输入信号。
[0017]数字处理单元还包括计算单元，该计算单元用于从选择的边带的数字Ι/Q值计算至少电功率值。该计算单元因此优选地获得至少平方单元，该平方单元用于对I值和Q值进行数学上的平方运算。为了从相应的Ι/Q值获得电功率值，必须将平方的I值与其对应的平方的Q值相加。相应的功率值是包络功率值或至少与RF输入信号的包络功率值成比例的值。
[0018]有利地，使用数字处理方案而非使用根据现有技术的具有非线性特性的基于二极管的传感元件，来获得该功率值。那些基于二极管的传感元件由于其非线性行为而产生不想要的频率分量，这些不想要的频率分量在复杂的滤波过程中需要被删除以避免测量误差。使用本发明的传感器可以避免该复杂的滤波。使用现有技术的传感元件时，不可能使用子带进行分析，原因是那些现有技术的传感元件仅能够测量整体电功率。
[0019]附加地，传感元件包括较长的测量时间，尤其是在宽带信号用于例如频谱分析器或本发明的传感器设备时。
[0020]数字处理单元的计算单元优选地包括积分单元，该积分单元布置在平方单元的下游。在积分单元的输出端处获得平均功率值。积分时段优选地等于输入信号的包络的一个时间周期或其整数倍。
[0021]优选地，数字处理单元的计算单元还包括平均单元，该平均单元布置在积分单元的下游以获得平均化的功率值，该平均化的功率值是通过在数字Ι/Q值的不同子集处创建一系列平均功率值而分析获得的平均功率值的计算。对获得的一系列平均功率值求平均以获得平均化的平均功率值。
[0022]数字处理单元优选地是数字信号处理器(DSP)或数字中央处理单元(CPU)。
[0023]变频传感器有利地用于功率检测。因此，使用本地振荡器频率和Ι/Q解调方案对所选的接收带内的射频信号进行下变频。使用模数转换器对形成的模拟Ι/Q信号进行数字化。现在可以在数字处理单元中处理数字Ι/Q值，并且可以使用各个平方的I值和Q值的总和来计算功率值。
[0024]由于将射频信号转换为数字Ι/Q值，因此提供RF信号的幅度信息和相位信息二者，并且也可以应用选择性的矢量测量分析。因此，根据本发明的传感器可以用于多个分析目的，例如功率检测、传输/反射损失、幅度和相位分析。利用本发明的传感器，尤其可以很容易地分析产生和/或发送RF信号的被测设备的S参数。由于数字Ι/Q值，因此数字处理单元中的所有必要计算不经受模拟信号处理产生的限制。
[0025]传感器自身是非常紧凑的，因此直接联接到被测设备，而无需额外的测量探针或测量电缆。这导致测量结果的较高准确度。
[0026]在优选实施方式中，变频传感器在至少第一操作模式和第二操作模式下能够操作，其中，上述模式是可选择的。特定模式的选择取决于特定信号参数。这导致对RF信号的有效分析。
[0027]在优选实施方式中，第二操作模式用于电功率大于预定阈值的输入信号。在RF信号大于预定阈值的情况下，可以忽略由于模拟Ι/Q通路中的本地振荡器泄露、Ι/f噪声和/或DC偏移而造成的测量误差，原因是它们对测量结果的影响是不显著的。
[0028]在优选实施方式中，第二操作模式用于带宽高于传感器在第一操作模式下的中频通路的中频的带宽的输入信号。这样的宽带输入RF信号通常通过如下方式来分析:将宽带信号频率划分为几个子频带，选择输入RF信号的特定子频带，在所选的子频带处进行分析，以及存储测量结果。然后，重新选择相邻的子频带，并且重复分析步骤和存储步骤。继续该过程，直到已经分析了完整的宽带信号。当组合单个的子带结果时，这样的子带移位分析是耗时 的且不准确的。为了避免那些缺点，有利的是切换到第二操作模式，其中，至少数字处理单元的滤波单元失效，从而导致传感器的较高的分析带宽。附加地和/或可替选地，模拟接收部中的抗混叠滤波单元也失效，以进一步增大传感器的分析带宽。
[0029]附加地和/或可替选地，使用第二操作模式而非根据第一操作模式的双边带解调方案，来应用模拟转换。使用第二操作模式，信号被对称地布置在零赫兹周围，相比于现有技术的传感器，这允许处理具有更高带宽的RF信号。
[0030]在优选实施方式中，数字处理单元还包括频移单元，该频移单元用于对数字I/Q值进行数字化移位，其中，该频移单元布置在模数转换单元和滤波单元之间。该频移单元使数字Ι/Q值输入信号的边带的中频从正的中频或负的中频移位至零赫兹。该频移有利地导致将不想要的频率分量(例如DC偏移和振荡器泄露)移位到正的频谱或负的频谱中。通过调整滤波单元的合适的小带宽，现在可以很容易地过滤掉那些不想要的频率分量。由于移位发生在数字处理单元中，因此移位是简单的数学运算且不是模拟的复杂混合运算，这导致进一步的不准确。
[0031]在优选实施方式中，移位频率等于正的中频或负的中频。这有利地导致所选的接收带的中心移位且允许易于分析后续操作。
[0032]在优选实施方式中，频移单元仅在传感器的第一操作模式期间被激活，原因是第二模式优选地获得单边带转换方案，因此在模拟接收部之后，中心被转换到零赫兹处。
[0033]在优选实施方式中，模拟接收部包括抗混叠滤波器，其中，该抗混叠滤波器优选地在传感器的第一操作模式期间被激活。该抗混叠滤波器需要过滤出不想要的频谱分量，这些不想要的频谱分量会导致RF输入信号的模糊表示。
[0034]该传感器还包括用于向传感器施加本地振荡器频率信号的本地振荡器频率信号接口。因此可以施加高度准确的本地振荡器频率，从而导致信号分析过程的较高准确度。在针对传输损失和/或反射损失使用至少两个传感器的情况下，以相同的本地振荡器频率转换RF信号，这避免了形成测量误差的本地振荡器频率信号偏移。尤其可以用此来分析产生和/或发送RF信号的被测设备的S参数。
[0035]在优选实施方式中，该传感器包括用于施加输入信号的第一信号接口，用于提供输入信号的相应功率值的第二信号接口，以及用于为进一步信号分析提供数字Ι/Q值的至少第三接口。数字Ι/Q值的提供允许分析输入RF信号的幅度、相位以及传输/反射损失。
[0036]在优选实施方式中，该传感器包括用于提供和/或施加系统时钟信号和/或触发信号和/或基准信号和/或本地振荡器信号的第四接口。有利地，针对相位同步测量，并入那些输入，例如传输RF信号的信号通路的传输/反射损失。
[0037]在优选实施方式中，该传感器借助I/O数据接口来获得其能量供应，该I/O数据接口优选地为通用串行总线接口和/或局域网接口，例如以太网电源(简称PoE)。
[0038]附加地，I/O数据接口有利地用于双向数据连接，以将数字Ι/Q值传输到分析测量设备，例如矢量网络分析仪或显示设备。可替选地或附加地，I/o数据接口优选地包括用于将基于网络的内容传输到远程显示设备的网络接口。在这样的实施方式中，显示设备不一定需要用于进一步分析数据的数据转换单元。
[0039]上述目的还通过用于分析射频信号的系统来解决。该系统包括产生射频信号的被测设备。该系统还包括至少如上所述的变频传感器，该变频传感器至少提供射频信号参数，该射频信号参数尤其为电功率值。该系统还包括显示设备，该显示设备配置成显示所述射频信号参数。
[0040]优选地，被测设备直接连接到至少一个变频传感器的第一接口。因此，不需要测量探针或测量电缆来在至少一个传感器处提供RF信号。因此避免了所述探针和电缆的寄生元件的影响并且进一步提高了测量准确度。
[0041]在优选实施方式中，显示设备以非接触方式或接触方式连接到至少一个变频传感器的第二接口。这允许向显示设备呈现检测的和/或分析的信号参数，而无需进一步的计算或处理步骤。
[0042]在优选实施方式中，显示设备被结合到测量设备中，该测量设备优选地为网络分析仪，并且至少一个变频传感器还借助第二接口或借助第三接口提供数字Ι/Q值。该I/Q值可以由网络接口以基于网络的方式来呈现，以允许远程显示设备和/或测量仪器显示所检测的和分析的信号参数。
[0043]在优选实施方式中，至少一个变频传感器是第一变频传感器，其中，该系统包括至少一个第二变频传感器。第一传感器向第二传感器供应触发信号，或者第二传感器向第一传感器供应触发信号。第一传感器向第二传感器供应系统时钟信号，或者第二传感器向第一传感器供应系统时钟信号。第一传感器向第二传感器供应本地振荡器频率信号，或者第二传感器向第一传感器供应本地振荡器频率信号。该系统用于基于矢量的测量。在该系统中不需要另外的分析测量设备且不仅仅获得标量值。因此，获得时间校准的Ι/Q值对。由于数字Ι/Q值的提供，因此现在对相位相关的值的测量是可行的。
[0044]通过使用两个传感器，获得矢量测量结果，这使得能够分析产生和/或发送RF信号的被测设备的S参数。
[0045]在优选实施方式中，至少一个变频传感器是第一变频传感器，其中，该系统包括至少一个第二变频传感器。第一传感器向第二传感器供应触发信号，或者第二传感器向第一传感器供应触发信号。第一传感器向第二传感器供应系统时钟信号，或者第二传感器向第一传感器供应系统时钟信号。该系统用于时域系统测量。
[0046]在优选实施方式中，基准信号被提供给第一传感器或第二传感器。该基准信号可以用于激励被测设备且在测试情况下分析被测设备。可替选地，在真实的接收情况和/或发送情况下测试被测设备。
[0047]在优选实施方式中，至少一个变频传感器是第一变频传感器，其中，该系统包括至少一个第二变频传感器。第一传感器向第二传感器供应触发信号，或者第二传感器向第一传感器供应触发信号。基准信号被提供给第一传感器和第二传感器。该系统用于时域系统测量。
[0048]在替选实施方式中，显示设备被并入测量设备中。至少一个变频传感器是第一变频传感器，其中，该系统包括至少一个第二变频传感器。第一传感器和第二传感器还向测量设备提供数字Ι/Q值以供耦合系统时间测量使用。触发信号、系统时钟信号和本地振荡器频率信号由测量设备产生且通过数据接口被提供给传感器。
[0049]本发明的传感器是高度精确的且基于Ι/Q值信号分析RF信号。因此，该传感器和该系统对于功率检测、矢量网络分析、频谱分析以及信号分析本身而言是有用的。
[0050]本发明的传感器将高精度测量与非常受限的测量设置但高精确的灵敏度结合。
[0051]本发明的传感器提供脉冲上升时间小于2纳秒的信号的包络功率值。
[0052]由于I/O数据接口，因此传感器可远程配置，且以基于网络的方式提供分析的信号参数。
[0053]由于传感器直接联接到DUT，因此相比于频谱分析器或测量接收器，不会遭受连接电缆的任何寄生影响，并且进行正确的匹配而不具有失配影响。
[0054]由于本发明的传感器的简单结构，因此相比于其它的变频测量设备(例如频谱分析器)，该传感器的寿命高度增大。
[0055]由于测量设置中的模拟组件较少，因此该传感器对温度和/或时间的依赖性较小。该传感器是非常稳健的、便利的、小的且轻巧的。
[0056]相比于传统的传感器，分析带宽是附加参数，其可以由用户来调整或由传感器自身来自动选择，由此可选择两种不同的接收模式。相比于成比例依赖于逆功率的传统传感器，测量噪声仅依赖于平方根。仅以基础信号频率而非以基础信号频率和所有谐波测量功率值。
[0057]如果期望进行宽带测量，则可以使用第二操作模式，其中，第一操作模式对于高度准确的测量结果是有用的。
【附图说明】
[0058]现在参照附图描述本发明的示例性实施方式。那些示例性实施方式不限制本发明的范围。在不同附图中的相同附图标记指示相同元件或至少相同功能，除非另有说明。在附图中:
[0059]图1示出根据本发明的传感器的第一示例性实施方式；
[0060]图2示出根据本发明的传感器的第二示例性实施方式；
[0061]图3示出根据本发明的系统的第一示例性实施方式；
[0062]图4示出根据本发明的系统的第二示例性实施方式；
[0063]图5示出根据本发明的系统的第三示例性实施方式；
[0064]图6示出根据本发明的传感器的第三示例性实施方式的详细框图以及形成的频谱；
[0065]图7示出根据本发明的传感器的第四示例性实施方式的详细框图以及形成的频谱；
[0066]图8示出根据本发 明的传感器的、按照特定操作模式的两个示例性频谱；
[0067]图9a至图9c示出根据本发明的滤波单元的特性曲线；
[0068]图10示出根据本发明的信号频率跟踪方案；
[0069]图11示出已知的功率检测器和根据本发明的传感器的功率检测模式之间的依赖特定温度的噪声功率的比较；
[0070]图12示出本发明的传感器处于低输入功率级下的噪声方案；
[0071]图13示出本发明的传感器处于高输入功率级下的噪声方案；
[0072]图14示出本发明的传感器处于不同滤波带宽BRF且具有不同测量时间时的测量噪声方案；
[0073]图15示出本发明的传感器处于连续波信号的不同滤波带宽BRF时的测量时间方案；
[0074]图16示出本发明的传感器处于加性高斯白噪声信号的不同信号带宽时的测量时间方案；以及
[0075]图17示出本发明的传感器在跟踪模式下的功率测量范围。
【具体实施方式】
[0076]在本申请中，使用以下缩写:
[0077]x|2平方单元
[0078]f积分单元
[0079]Σ平均单元
[0080]la、lb传感器
[0081]AAF抗混叠滤波器
[0082]ADC模数转换器
[0083]Brf可调滤波单元的带宽
[0084]BN、B噪声噪声(RF噪声)的带宽
[0085]B通可调滤波单元的通带
[0086]Be可调滤波单元的阻带
[0087]B3dB可调滤波单元的3dB带宽
[0088]CLK系统时钟信号
[0089]DPU数字处理单元
[0090]DUT被测设备
[0091]f频率
[0092]flf中频
[0093]fL0本地振荡器频率
[0094]f终止可调滤波单元的终止频率
[0095]I同相分量
[0096]LAN局域网
[0097]L0本地振荡器信号
[0098]LSB下边带
[0099]Ps(t)功率信号
[0100]PN噪声的功率
[0101]Q正交相位分量
[0102]Ref基准信号
[0103]S(f)功率密度谱
[0104]s(t)输入信号[Ο?Ο5]τ传感器绝对温度[K]
[0106]T源DUT的绝对温度
[0107]Tref基准温度
[0108]Ks波尔兹曼常数
[0109]Trig触发信号
[0110]USB上边带
[0111]Φ55测量结果的光谱功率密度
[0112]F噪声因数
[0113]图1示出根据本发明的传感器1的第一示例性实施方式。该传感器包括用于施加RF输入信号s(t)的第一接口。传感器1还包括模拟接收部、模数转换单元ADC和数字处理单元DPU。传感器1还包括用于提供RF信号s(t)的至少一个信号参数的第二接口。在图1中，至少一个信号参数为功率值匕(0。
[0114]在图2中示出了根据本发明的传感器的第二示例性实施方式。根据图2的传感器等同于根据图1的传感器。除了图1的本发明的传感器1外，图2的传感器1还包括用于提供数字Ι/Q值的第三接口和用于供应或提供本地振荡器频率4。的第四接口。那些数字1/Q值对于进一步的RF信号分析(例如S参数计算、矢量网络分析和/或频率分析)是有用的，这是因为本发明的传感器1提供了使用数字Ι/Q值的输入RF信号的幅度和相位信息。
[0115]本发明的传感器至少在第一操作模式(所谓的正常接收模式)下或在第二操作模式(所谓的零IF模式)下操作。将根据图6和图7更详细地描述这两种模式。
[0116]图3示出根据本发明的系统的第一示例性实施方式。该系统包括被测设备DUT、至少本发明的传感器1和显示单元。DUT生成RF信号s(t)，该RF信号s(t)被供应给传感器1。传感器向显示单元至少提供功率值Ps(t)，该功率值匕(0从RF信号s(t)获得。显示单元呈现该功率值。在根据图3的实施方式中，传感器1以无需进一步计算或处理的方式提供功率值Ps(t)。因此，根据图3的显示单元可以是将数字值转换成人可读的数据的简单的屏幕显示器或IXD显示设备。
[0117]可替选地，信号参数(特别地，功率值匕(0)可以借助数据接口(例如通用串行总线)或局域网接口 LAN(例如吉比特(Gigabit)-LAN)来提供。因此数据可以被呈现给远离DUT和传感器1布置的网络(web)前端。因此，数据处理单元DPU包括用于这样的数据呈现的web界面。
[0118]传感器1由外部电源(未示出)供电。该电源可以通过特定的电源接口连接至传感器，或者在改进的实施方式中，数据接口之一(例如通用串行总线接口 USB)或局域网LAN向传感器供应合适的电力。例如，以太网电源(Power on Ethernet，PoE)被并入到传感器1中。
[0119]此外，可以借助数据接口呈现特定的系统时钟。
[0120]在图4中示出了根据本发明的系统的第二示例性实施方式。此处，至少第二传感器lb被并入系统中。第一传感器la借助第四接口连接到第二传感器lb。第四接口包括以下信号中的至少一者:触发信号TRIG、系统时钟信号CLK、和/或本地振荡器信号L0。第一传感器la是系统中的主传感器，并且将TRIG信号、CLK信号、L0信号中的至少一者供应给至少第二传感器lb。传感器lb借助第四接口从传感器la获得至少一个信号，因此为从属传感器。主传感器la与从属传感器lb由于它们总体等同的设置而可互换。该系统不限于两个传感器1，出于进一步的信号参数分析目的，可以将另外的传感器1并入该系统中。第一传感器la获得第一 RF输入信号Sl (t)。第二传感器lb获得第二 RF输入信号s2 (t)。
[0121]随后的用于信号参数分析的一些特定场景根据图4是可行的且在下文中描述。
[0122]在图4的第一场景中，主传感器la提供触发信号TRIG、系统时钟CLK和本地振荡器信号L0。对于被测设备DUT的矢量测量而言，需要那些信号TRIG、CLK、L0。因此，可以应用真实测量。在DUT是无线电设备的发送部或接收部的情况下，现在可以在真实工作条件(所谓的真实场景)下简单地激活DUT并测量DUT。该系统像多通道矢量网络分析仪那样运转，但花费较少、复杂度较低且更为准确。附加地，脉冲式输入RF信号的测量也是可行的。相比于标量测量，高度地提高了 S参数检测的准确度，该测量是更快速的，并且可以获得复杂的传输参数。
[0123]可选地，基准信号REF被施加到第一传感器la或第二传感器lb。基准信号REF提供与典型的10MHz基准信号源的外部连接，以使被测设备DUT和传感器la、传感器lb的时间基础同步。可选地，基准信号REF用于传感器1的内部校准和用于使传感器la、传感器lb符合环境参数。
[0124]在图4的第二场景中，主传感器la向从属传感器lb提供触发信号TRIG和系统时钟CLK。在该场景中，相位校正测量是可行的，而无需数字触发示波器或其它分析测量设备。
[0125]在图4的第三场景中，主传感器la向从属传感器lb提供触发信号TRIG和基准信号REF。在该场景中，相位校正测量是可行的，而无需数字触发示波器或其它分析测量设备。
[0126]为了提供TRIG信号，传感器1包括触发电路，该触发电路检测触发事件并产生触发脉冲。该触发脉冲使系统中的所有传感器la、lb校准，并且避免了测量时间偏移。
[0127]为了提供CLK信号，传感器1获得用于产生系统时钟信号CLK的内部振荡器电路。该CLK信号被提供给系统中的所有传感器la、lb，以消除由于系统CLK频率偏移而造成的测量误差。
[0128]为了提供L0信号，传感器1包括内部振荡器源并且还获得输入参数以建立L0频率信号，该L0频率信号被提供给系统中的每个传感器la、lb，以防止由于L0频率偏移而造成的测量误差。
[0129]图5示出根据本发明的系统的第三示例性实施方式。根据图5的系统也包括至少两个传感器la、lb。代替提供触发信号TRIG、系统时钟CLK和本地振荡器信号L0，传感器la和传感器lb 二者均联接至包含显示单元的分析设备。该分析设备还向这两个传感器提供合适的TRIG信号、CLK信号和/或L0信号，用以矢量测量。使用根据图5的系统，不需要用于使DUT和分析器互相连接的测量探针或电缆，这显著地提高了测量准确度。传感器la、传感器lb和分析设备之间的数据接口 DATA向分析器提供数字Ι/Q值，用以进一步的信号分析。
[0130]图 6示出根据本发明的传感器的第三示例性实施方式的详细框图以及形成的频谱。根据图6的实施方式示出本发明的传感器1的第一操作模式。
[0131]RF信号Sl (t)被施加在第一传感器la的第一接口处。第二传感器lb获得第二 RF输入信号&(0。在图6中还示出了 RF输入信号s(t)的合适的频谱。
[0132]模拟接收部被设置在第一接口的下游，其中，模拟接收部包括Ι/Q解调器，该I/Q解调器用于使用本地振荡器信号4。将RF输入信号频率的上边带USB和下边带LSB转换到中频带fif。
[0133]本地振荡器信号f；。是模拟信号，在数字处理单元中以相位同步方式从基准信号REF生成该模拟信号，从而模拟式混合出现对于进一步的信号处理的相位相干。
[0134]形成的模拟同相值I和正交相位值Q均被提供给模拟抗混叠滤波器AAF，以消除RF输入信号的不想要的频率分量，这将防止RF输入信号在时域或频域中的模糊呈现。
[0135]在均设置在中频flf处的转换之后获得上接收带USB和下接收带LSB，如图6所示，在中间的频谱图中，还示出了模拟抗混叠滤波器AAF的特性曲线。
[0136]提供模拟抗混叠滤波的Ι/Q信号以使用于获得数字Ι/Q值的模数转换器分离。然后使用数字Ι/Q值建立具有实部和虚部的复信号，该复信号包括两个接收带的信息。将该复数与处于负中频fIF的复正弦波相乘，使整个频谱向负频率移位了中频f IF的量。典型的中频为30兆赫兹。在图6的下方频谱中示出移位的结果。
[0137]移位单元用于消除传感器1的硬件组件的DC偏移和增加的粉红噪声(也称为1/f噪声)，以及如在图6的中间频谱中的DC峰所示的本地振荡器泄露。该DC峰是频谱的寄生分量，且未包括在原始RF输入信号中。由于前述的移位过程，使得不想要的分量落在分析滤波器的通带之外，因此将不影响输入测量结果。
[0138]可调滤波单元被布置在频移单元的下游。可调滤波单元选择待测量的输入信号的频带。形成的带宽BRF以及中频是可调的。在传感器的跟踪模式下，形成的中频跟随信号频率的不想要的频移，用以适当分析。计算单元(这里被示出为平方单元|7|、积分单元/和平均单元Σ )被布置在滤波单元下游，以获得对应的包络功率值、平均功率值以及平均化的平均功率值，如上所述。
[0139]在RF输入信号s⑴的视频带宽Bvld很小(例如小于1赫兹)的情况下，如果显示第一平均功率值，则可以减少测量时间，其中在该背景下发生求平均值。每当计算更新的功率值时，显示器都出于显示目的而获得更新的值。
[0140]作为结果，在传感器的第二接口处获得平均化的功率值Ps(t)。附加地，在传感器1的第三接口处呈现数字Ι/Q值，用于RF输入信号的进一步的网络分析、信号分析或幅度/相位分析。
[0141]图7示出根据本发明的传感器的第四示例性实施方式的详细框图以及形成的频谱。在原理上，根据图7的传感器1的结构等同于根据图6的传感器1的结构。在图7中，示例性地示出了传感器1的第二操作模式，该第二操作模式应当仅由具有显著功率值的宽带输入信号和/或RF输入信号激活。在下文中仅描述与根据图6的实施方式的区别。传感器1使用开关而可在第一操作模式和第二操作模式之间切换。每当信号参数越过预定阈值时，该开关由用户激活或以自动方式激活。基于用户的选择或在分析RF输入信号期间选择模式。传感器1的在第二操作模式期间无效的所有组件用虚线示出。使用其它解调方案，将信号对称地布置在零赫兹周围，这允许较早地处理RF信号，而无需耗时的测量。这导致如上方频谱所示的RF信号s(t)的频谱S(f)。这导致单个接收带，其由RF输入信号的频谱S(f)表示。
[0142]在图7的中间频谱中示出了相应的抗混叠滤波器曲线。为了增大滤波器的输入带宽，该抗混叠滤波器AAF优选地也使用第二操作模式关闭。
[0143]移位单元也关闭，这是因为信号的合适的频谱已经处于零赫兹，因而未将DC泄漏从频谱中移除。可选地，可调滤波单元也可以关闭。
[0144]在图8中示出了根据本发明的传感器的、按照特定操作模式的接收带。
[0145]在图8的上部分中，示出了根据第一操作模式(参看图6)的形成的灵敏度以及频率。模拟转换在每个整数倍的本地振荡器频率(4。、2*4。、3*4。)处产生噪声带。通过定义，RF输入信号的整数倍的谐波未落在接收带中，如图8的上部分所示。本地振荡器信号的频谱部分4。不防止待测量的RF输入信号的频谱分量，这是因为它们没有位于整数倍的本地振荡器频率处。因此，转换后的信号不包括不想要的频谱分量，并且仅选择RF信号自身且仅选择基波。
[0146]图8的下部分示出了根据第二操作模式(参看图7)的形成的灵敏度以及频率。此处，在传感器1的第二模式下，本地振荡器的三整数倍3村,。等同于RF输入信号的三倍谐波，这导致对RF信号s (t)的三倍谐波的影响。由于应当在不具有RF信号的任何谐波的情况下分析信号参数，因此需要对那些频率分量进行滤波。
[0147]在图9a至图9c中，示出了根据本发明的滤波单元的特性曲线。滤波单元的特性曲线对于特定测量任务是可调的，以获得最准确的测量结果。
[0148]在图9a中，滤波单元类型是衰减因数为0.2的根升余弦滤波器。这是用于平均功率值的理想的滤波器类型，因为对RF信号的所有频谱部分进行检测和等同地加权，以供进一步计算使用。
[0149]在图9b中，滤波单元类型也是余弦滤波器，但余弦衰减因数为1。这是用于边缘信号处的基于时间的测量的理想的滤波器类型，因为这样的滤波器类型不发生过冲，因此在包络功率值的情况下，获得RF信号的无失真的频谱部分，以供进一步计算使用。
[0150]在图9c中，滤波单元类型也是余弦衰减因数为1的余弦滤波器。由于RF信号的宽带特性，因此滤波单元需要获得可调中频匕，该可调中频匕在图9c中(虚线)被示出在曲线fd、曲线U和曲线f?3处。图9c示出了使用3个子带的组合测量，因此Nsub为3。这种类型的滤波器对于宽带RF信号的平均功率值而言是理想的，这是因为子带合并到具有平坦的幅度响应的频带。
[0151]在图10中，示出了根据本发明的信号频率跟踪方案。由于环境问题，例如温度升高等，因此信号中频与本地振荡器的频率4。之间的差可以变化，这导致信号的频谱在滤波单元的输入端处的移位。由于滤波单元的中频fm将保持固定，因此获得根据图10的顶行的不想要的效果，其中，如果滤波频率和信号频率之间的偏移超过某个阈值，则滤波单元使信号失真。信号离开滤波器通带，从而信号发生衰减，这导致系统测量失败。图10中的中间行示出了根据现有技术方案的调整。由于典型的自动频率控制AFC的属性，因此如果在滤波频率和信号频率之间具有随时间变化的线性移位，则在这两个频率之间一直具有偏移。
[0152]根据本发明，不应用任何调整。而是应用具有额外的外推的回归分析法，从而导致对信号频率的最大似然假设和全程跟踪。这由数字响应信道之后的单独的接收信道来完成。因此，未获得任何调整偏移并且极大地提高了测量的准确度。
[0153]图11示出已知的功率检测器(左部分)和根据本发明的传感器的功率检测模式(右部分)之间的依赖特定温度的噪声功率的比较。本文中的结果是针对特定带宽而限定的。相应地，典型的功率检测器包括动态度较低的温度噪声功率依赖性。用于已知的检测器的最低测量级为约100皮瓦/-70dBm。本发明的功率检测是可行的，直到用于滤波单元的100兆赫兹的带宽BRF的0.3毫微微瓦/-95dBm和用于滤波单元的10兆赫兹的带宽B…的
0.1晕微微瓦/_130dBm。
[0154]因此，利用第二操作模式测量宽带信号且利用第一操作模式测量窄带信号是明智的。
[0155]图12示出本发明的传感器处于低输入功率级下的噪声方案。当信号功率Ps2减小时(此处因子为1/2)，平方单元的输出端处的噪声功率Pn2保持不变。绝对测量噪声独立于信号功率。以因子X减小的功率相比于平均功率而言也以因子X增大了测量噪声的相对部分。
[0156]与此相反，图13示出本发明的传感器处于高输入功率级下的噪声方案。绝对测量噪声功率值与信号功率成比例。相比于平均功率而言，以因子X减小的信号功率以因子仅为X的平方根增大了测量噪声的相对部分。因此相对噪声含量的变化是信号功率的函数。
[0157]因此，如果将小功率信号施加于传感器1，则噪声依赖性是较大的。
[0158]图14示出处于不同滤波带宽BRF且具有不同测量时间时的以分贝为单位的相对信号噪声功率以及以dBm为单位的信号功率。输入RF信号是正弦信号。相比于现有技术中使用基于二极管的传感元件的功率检测器，本发明的传感器1是高度准确的。使用本发明的传感器，-130dBm 的测量下限是可检测的，其中，已知的检测器获得_50dBm。
[0159]图15示出本发明的传感器处于连续波信号的不同滤波带宽BRF时的测量时间方案。噪声的部分是0.01分贝(2.0 )，其中，选择信号的最小功率以获得不大于0.01分贝/开尔文的零漂移。图15示出以秒为单位的可实现的测量时间以及以dBm为单位的信号功率。相比于现有技术中使用基于二极管的传感元件的功率检测器，本发明的传感器1是更快速的。使用本发明的传感器，在0.1秒测量时间处，-86dBm的测量下限是可检测的。可利用预衰减单元对本发明的传感器1进行预衰减。通过使用27dB的预衰减，在0.1秒测量时间处可实现_59dBm的测量限度，其中，已知的检测器小于_40dBm。
[0160]图16示出本发明的传感器处于加性高斯白噪声信号(简称AWGN信号)的不同信号带宽Ba时的测量时间方案。根升余弦滤波器的滤波器设置已经被选择成等同于输入信号的噪声功率带宽。噪声的相对部分是0.02分贝(2.σ )，其中，选择信号的最小功率以获得不大于0.01分贝/开尔文的零漂移。相比于现有技术中使用基于二极管的传感元件的功率检测器，本发明的传感器1是更灵敏的。使用具有激活的27分贝的预衰减的本发明的传感器1，测量时间是相等的，但本发明的传感器1包括较高的动态范围，这在图16中用虚线示出。
[0161]图17示出处于跟踪模式的本发明的传感器1相比于使用基于二极管的元件的传感器的动态范围。在上面两条特性曲线中，本发明的传感器1工作在第二操作模式下。由于本地振荡器泄露，因此测量下限值受限制。
[0162]本文中提供的本发明的传感器与其它的测量设备或传感设备是不可相比的。显著地增大了敏感度和动态范围，其中，同时大幅度地降低了复杂度。
[0163]本发明的传感器可用作组合设备，组合设备例如为单个设备中的信号分析设备、频谱分析设备、矢量分析设备和功率分析设备。
[0164]本文中描述、示出和/或要求保护的所有实施方式可以彼此组合。
[0165]对于本领域技术人员而言，额外的优点和修改将很容易想到。因此在其更广泛的方面中的本发明不受限于本文中示出和描述的具体细节和代表性的实施方式。因此，可以进行各种修改，而不脱离如由所附权利要求及其等同物所限定的总体发明构思的精神或范围。
【主权项】
1.一种用于至少提供射频信号参数的变频传感器，所述射频信号参数尤其为电功率值，所述变频传感器包括: -模拟接收部，所述模拟接收部用于使用本地振荡器频率将输入信号转换为相应的1/Q值； -模数转换单元，所述模数转换单元用于将相应的模拟I/Q值转换为数字I/Q值；以及 -数字处理单元，所述数字处理单元包括: -可调滤波单元，所述可调滤波单元用于选择所述射频信号的频带；和 -计算单元，所述计算单元用于从选择的所述频带的I/Q值至少计算电功率值。2.根据权利要求1所述的变频传感器，其中，所述变频传感器至少在第一操作模式和第二操作模式下能够操作，并且，所述变频传感器在所述第一操作模式和所述第二操作模式之间能够切换。3.根据权利要求2所述的变频传感器，其中，所述第一操作模式是利用所述变频传感器的中频的正常接收模式，所述第二操作模式是下变频到零赫兹的单个接收带接收模式。4.根据权利要求2所述的变频传感器，其中，针对带宽高于中频的带宽的输入信号和/或针对电功率值大于预定阈值的输入信号，选择所述第二操作模式。5.根据权利要求1所述的变频传感器，其中，所述数字处理单元还包括频移单元，所述频移单元用于利用中频信号对所述数字I/Q值进行数字化移位，且其中，所述频移单元布置在所述模数转换单元和所述滤波单元之间。6.根据权利要求5所述的变频传感器，其中，所述频移单元在所述变频传感器的第一操作模式下被激活。7.根据权利要求1所述的变频传感器，其中，所述模拟接收部包括抗混叠滤波器，其中，所述抗混叠滤波器在所述变频传感器的第一操作模式下被激活。8.根据权利要求1所述的变频传感器，其中，所述变频传感器还包括本地频率振荡器信号接口，所述本地频率振荡器信号接口用于施加本地振荡器频率信号。9.根据权利要求1所述的变频传感器，其中，所述变频传感器包括用于施加所述输入信号的第一信号接口，用于至少提供所述输入信号的所述电功率值的第二信号接口，以及用于为进一步信号分析提供所述数字I/Q值的至少第三接口。10.根据权利要求9所述的变频传感器，其中，所述变频传感器包括用于提供和/或施加系统时钟信号和/或触发信号和/或基准信号的第四接口。11.根据权利要求1所述的变频传感器，其中，所述变频传感器借助双向数据接口获得所述变频传感器的能量供应，所述双向数据接口优选地为通用串行总线接口和/或局域网接口。12.根据权利要求1所述的变频传感器，其中，所述变频传感器借助基于网络的接口提供所述电功率值。13.一种用于分析射频信号的系统，所述系统包括: -被测设备，所述被测设备产生所述射频信号； -至少一个根据权利要求1所述的变频传感器，所述变频传感器至少提供射频信号参数，所述射频信号参数尤其为电功率值；以及 -显示设备，所述显示设备配置成显示所述射频信号参数。14.根据权利要求13所述的系统，其中，所述被测设备直接连接到至少一个所述变频传感器的第一接口。15.根据权利要求13或14所述的系统，其中，所述显示设备非接触式地或接触式地连接到至少一个所述变频传感器的第二接口。16.根据权利要求13所述的系统，其中，所述显示设备被结合到至少一个变频传感器中，所述至少一个变频传感器还借助第二接口或借助第三接口提供数字I/Q值。17.根据权利要求13所述的系统， 其中，至少一个所述变频传感器是第一变频传感器； 其中，所述系统包括至少一个第二变频传感器； 其中，所述第一变频传感器向所述第二变频传感器提供触发信号，或所述第二变频传感器向所述第一变频传感器提供触发信号； 其中，所述第一变频传感器向所述第二变频传感器提供系统时钟信号，或所述第二变频传感器向所述第一变频传感器提供系统时钟信号； 其中，所述第一变频传感器向所述第二变频传感器提供本地振荡器频率信号，或所述第二变频传感器向所述第一变频传感器提供本地振荡器频率信号；以及其中，所述系统用于基于矢量的测量。18.根据权利要求13所述的系统， 其中，至少一个所述变频传感器是第一变频传感器； 其中，所述系统包括至少一个第二变频传感器； 其中，所述第一变频传感器向所述第二变频传感器提供触发信号，或所述第二变频传感器向所述第一变频传感器提供触发信号； 其中，所述第一变频传感器向所述第二变频传感器提供系统时钟信号，或所述第二变频传感器向所述第一变频传感器提供系统时钟信号；以及其中，所述系统用于时域系统测量。19.根据权利要求17或18所述的系统，其中，基准信号被提供给所述第一变频传感器或所述第二变频传感器。20.根据权利要求13所述的系统， 其中，至少一个所述变频传感器是第一变频传感器； 其中，所述系统包括至少一个第二变频传感器； 其中，所述第一变频传感器向所述第二变频传感器提供触发信号，或所述第二变频传感器向所述第一变频传感器提供触发信号； 其中，基准信号被提供给所述第一变频传感器和所述第二变频传感器；以及 其中，所述系统用于时域系统测量。21.根据权利要求13所述的系统， 其中，所述显示设备被并入测量设备中； 其中，至少一个所述变频传感器是第一变频传感器； 其中，所述系统包括至少一个第二变频传感器； 其中，所述第一变频传感器和所述第二变频传感器还将数字I/Q值提供给所述测量设备以供时域系统测量使用。
【专利摘要】本发明公开了用于至少提供射频信号参数的变频传感器和系统。本发明涉及一种用于至少提供射频信号参数的变频传感器，该射频信号参数尤其为电功率值。该传感器包括：模拟接收部，该模拟接收部用于使用本地振荡器频率将输入信号转换为相应的I/Q分量；模数转换单元，该模数转换单元用于将相应的模拟I/Q值转换为数字I/Q值；以及数字处理单元。该数字处理单元包括：可调滤波单元，该可调滤波单元用于选择RF输入信号的频带；和计算单元，该计算单元用于从选择的频带的I/Q值计算至少电功率值。本发明还涉及一种用于分析射频输入信号参数的系统，其中该系统包括产生射频信号的被测设备、本发明的传感器、和显示设备。
【IPC分类】H04B17/21
【公开号】CN105490760
【申请号】CN201510646089
【发明人】托拉夫·布拉特菲施, 迈克尔·卡策尔, 库尔特·施密特, 马塞尔·特伦哈特, 托马斯·雷歇尔
【申请人】罗德施瓦兹两合股份有限公司
【公开日】2016年4月13日
【申请日】2015年10月8日
【公告号】EP3007375A1, US20160099784
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