一种反激式变压器的绕制方法与制品的制作方法

一种反激式变压器的绕制方法与制品的制作方法
【技术领域】
[0001] 本发明设及输出两路电压的反激式变压器的绕制方法与制品，特别设及反激式变 压器输出两路电压的交叉调整率。
【背景技术】
[0002] 工业与民用需要把各种电网的交流电压变成隔离的直流，极为传统的方法是使用 体积大的工频变压器，将市电转换成低压交流电，再整流、滤波成不稳压的、较平滑的直流 电，然后经线性稳压电路得到较为纯净的稳压直流电，该个方法的变换效率低、体积大，功 率因数也比较低。
[0003] 上世纪六十年代出现的开关电源较好地解决了该一问题。目前较好的开关电 源，使用BOOST的PFC任owerFactorCorrection)电路加上LLC变换器（LLCresonant convener)，可W让功率因数在0. 92W上，并且变换效率可W高达96%，电路拓扑复杂，成 本高，用在大功率场合才有优势。功率因数在很多文献中也作功率因素，简称PF。
[0004] 对于输入功率在75WW下的开关电源，对PF值不作要求的场合，反激式 (Fly-back)开关电源具有迷人的优势，电路拓扑简单，输入电压范围宽。反激式开关电源 由于元件少，电路的可靠性相对就高，所W应用广泛，但其PF值较低，在0. 5左右，常见的拓 扑如图1所示，该图来自张兴柱博±所著的书号为ISBN978-7-5083-9015-4的《开关电源 功率变换器拓扑与设计》第60页。由整流桥100,W及滤波电路200、基本反激拓扑单元电 路300组成，对于太阳能产业使用的反激式开关电源，由于输入电压为直流，整流桥100可 W省去，实用的电路在整流桥前还加有EMI(Electroma即eticInterference)等保护电路， W确保反激开关电源的电磁兼容性达到使用要求。
[0005] 显然，300中还包括控制电路的各种器件，图1中并没有画出；反激式开关电源只 有一路输出电压时，优势很大，元件少，可靠性高，输出电压稳定。
[0006] 为了方便对本发明的理解，在【背景技术】中，先对反激式开关电源的工作原理与过 程进行简单的回顾：
[0007] 如图1所示，整流桥101把输入的交流电Uac整流成脉动交流电，经过滤波电路 200,得到较为平滑的直流电，滤波电路200的形式多样，可W是填谷电路，包括中国申请号 为 201410273624. 0、W及 201410274298. 5、W及 201410274340. 3 所示出的填谷电路；
[0008] 当M0S管V导通时，滤波电容化的端电压经过已经完全导通的M0S管V加到变压 器B的原边绕组Np上，原边绕组Np中的电流呈线性上化副边Ns中感应出上负、下正的电 压，即图1中副边Ns中有同名端标记黑点的下端感应出正电压，该个感应电压让整流二极 管D处于反向截止状态，整流二极管D中无正向电流，那么，该感应电压处于空载状态，无输 出电能。该个过程一般称为反激式开关电源的激磁过程，在该个过程中，变压器B是作为电 感在运行；变压器B就是反激式变压器，下文还有详述。
[0009] 图2示出了反激式开关电源的激磁过程的工作示意图；图2中的M0S管V用导线 连起来，表示处于饱和导通状态，滤波电容化对原边绕组Np激磁，反激式变压器B储能，畐U 边Ns中感应出上负、下正的电压，处于无载状态；
[0010] 当MOS管V由导通变为截止时，原边Np中的电流达到截止前的最大值Ip"Ax，众所周 知，回路中的电流不能在电感中突然消失，本质上是磁巧磁通不能突变；参见图3,当MOS管 V由导通变为截止时，图3中MOS管V没有画出，表示断开，IpMAxW虚线表示，表示无法流动， 出现特殊的续流现象，原来的电流在原边Np中，是从有同名端标记黑点的上端流向下端，且 原边Np端电压等于滤波电容化的电压，该个电流无法突然消失，在同一个磁巧中，寻找其 它流动途径，在副边Ns中，出现从有同名端标记黑点流向异名端的电流ISMX;由于同一绕组 的每一应内电流都相同，就会出现下述关系式：Ip臟XNp=IsmxXNs。式中的Np或Ns表示绕 组对应的应数；图4示出了该个续流电流IsMx的流动方向。
[0011] 在副边绕组Ns中出现的从有同名端标记黑点流向异名端的电流IsMX可W让整流 二极管D处于正向导通状态，向输出滤波电容C充电，电流IsMx呈线性下降，若电容C的容 量足够大，在充电时，其端电压只有很小的上升，上升值形成纹波电压的一部分；
[001引 电流IsM)(对电容C充电过程中，副边绕组Ns两端的感应电压等于输出电压Vout和 二极管D的正向压降之和。二极管D的正向压降忽略不计时，即副边绕组Ns两端的感应电压 等于输出电压Vout，此时，副边绕组Ns两端的感应电压基本上恒定不变，该个电压同样在原 边绕组Np上感应出一个电压，根据同名端关系，原边绕组Np上感应电压为：无同名端标记黑 点的下端感应出正电压，有同名端标记黑点的上端感应出负电压，且电压值为VoutX(Np/ Ns)，该个电压通常称为反射电压，反射电压和滤波电容化的端电压是串联关系，串联后的 高压加到已截止的M0S管V的两端；
[0013] 反激式开关电源的输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名，输出电压 Vout是取决于环路控制电路，与反激式变压器B的应比无关；在能量传递过程中，变压器B 并不是变换电压的作用，而是隔着磁巧续流的作用，是Buck-Boost变换器的隔离版本；所 W变压器B通常又称为反激式变压器；
[0014] 理论上反激式开关电源没有输出滤波电感，只有输出滤波电容C，相当于电压源， 只要一路稳定，不考虑其它整流的二极管的压降，多路输出的其余各路基本上按应比稳定 输出，该是一个正激过程，被稳压的该路相当于正激的激励源绕组，其它均为此刻的副边绕 组，其输出电压均为按应比的感应电压。但由于各绕组之间漏感的存在，产生交叉调节问 题，也称为交叉调整率问题。
[0015] 当两路输出电压相同时，可W采用双线并绕来减小漏感，获得两路质量较高的电 压；而在实际应用中，反激式开关电源输出两路电压一般不相同，其应数也不相同；线径的 选择更为纠结，为了减少漏感，每一路输出电压所对应的绕组，都要能够达到100%满槽率， 即和原边绕组Np绕成相同的宽度；该种方式下，由于漏感存在，产生交叉调节问题；如输出 两路，一路5V，另一路12V，一般W输出功率大的那路作为主路，主路一般经采样电阻、=端 基准稳压集成电路化431、光禪组成的环路控制电路实现高精度稳压。该里W5V作为主路， 12V输出作为辅路为例。
[0016] 由于辅路绕组与主路绕组之间漏感的存在，导致辅路输出电压不稳定，当主路的 输出电流较小时，即主路空载，辅路的带载能力很差，电压下跌很严重；而当主路的输出电 流较大时，即主路重载，辅路的带载能力很好，但若辅路负载电流较小，则输出电压很高。
[0017] 现有技术中，采用S明治绕法的效果是比较好的，由于原边的应数较多，一般采用 初级夹次级绕法，就是先绕一层原边绕组，大约是原边绕组总应数的一半，称为内层原边绕 组；再绕第一副边绕组，然后再绕第二路副边绕组，然后再绕余下的另一半的原边绕组作为 外层，称为外层原边绕组；控制电路所用的辅助电源，控制电路所用的集成电路一般能承受 较大的电压波动范围，其对应的辅助绕组一般作为最外层，简单地绕在外层原边绕组上，各 层之间按需要可W加上绝缘层。
[0018] 即使是该种绕法，两路输出的交叉调整率仍不理想，即现有的输出两路电压的反 激式变压器，其不足为：
[0019] 1、两路输出交叉调节率较差；
[0020] 2、现有技术方案中，其中一路经常假负载来消耗电能，改善输出交叉调节率，但会 引起效率下降。

【发明内容】

[0021] 有鉴于此，本发明要解决现有输出两路电压的反激式变压器的不足，提供一种绕 制方法，让反激式变压器制品的输出交叉调节率有明显善，从而达到或超过现有技术中设 置假负载的方案。
[0022] 本发明的目的是通过W下绕制方法实现的：
[0023] 一种反激式变压器的制造方法；该方法适用于两路输出电压不同的反激式变压 器，原边绕组的绕制方法保持不变，第一副边绕组的线径选择要确保第一副边绕组若绕在 同一层时和原边绕组的宽度相同，第二副边绕组的线径选择要确保第二副边绕组若绕在同 一层时和原边绕组的宽度相同；第一副边绕组绕制在左边的一半，称为第一副边绕组的第 一部分，其右边的一半先空着，继而改为绕制第二副边 绕组，称为第二副边绕组的第一部 分；然后，第二副边绕组的第二部分叠绕在已经绕好的第一副边绕组的第一部分上，而第一 副边绕组的第二部分叠绕在已经绕好的第二副边绕组的第一部分上；
[0024] 进一步地，必要时，再按现有技术绕好其它绕组。
[0025] 优选地，第一副边绕组或第二副边绕组的线材为多股漆包线；
[0026] 优选地，多股漆包线并列水平绕制；
[0027] 优选地，多股漆包线绕制第一部分和第二部份的线序相反，即扭转180度再绕第 二部份；
[002引优选地，多股漆包线为利兹线。
[0029] 相应地，一种反激式变压器的制品，包括原边绕组，第一副边绕组，第二副边绕组， 其特征是：第一副边绕组的第一部分绕制在左边的一半，其右边绕制了第二副边绕组的第 一部分；第二副边绕组的第二部分在第一副边绕组的第一部分上边，而第一副边绕组的第 二部分叠在第二副边绕组的第一部分上边。
[0030] 优选地，第一副边绕组或第二副边绕组的线材为多股漆包线；
[0031] 优选地，多股漆包线并列水平绕制；
[0032] 优选地，多股漆包线绕制第一部分和第二部份的线序相反，即扭转180度再绕第 二部份；
[0033] 优选地，多股漆包线为利兹线。
[0034] 本发明的工作原理；
[0035] 根据上述的技术方案可W看出，第一副边绕组和第二副边绕组采用了交叉绕制， 在现有技术中，第一副边绕组可能绕在同一层，本发明中，第一副边绕组的第一部分绕制在 左边的一半，现有技术，其右边仍为第一副边绕组的第二部分，本发明中其右边绕制了第二 副边绕组的第一部分；即用第二绕组替代了第一副边绕组的第二部分。
[0036] 现有技术中，第一副边绕组可能绕在同一层，第二副边绕组绕在第一副边绕组上， 若短路原边绕组，测试副边绕组漏感，第一副边绕组的漏感为Lu，第二副边绕组的漏感为 ^2,而且Lu声Lw现有技术中Lu声Lw引起交叉调节率较差，另一个重要原因是，第一副 边绕组和第二副边绕组之间也存在较大的漏感。
[0037] 本发明中，第一副边绕组和第二副边绕组采用了交叉绕制，那么，第一副边绕组的 漏感为Lwi= (0. 5Lu+〇. 5Li^2)，而第二副边绕组的漏感为Lm2=化化CE+0. 5Lu)，可W发现， Lm=Lw2=化化l2+〇.5Lu)，该里只是简单的示意式讲解，实际计算远比该个复杂得多。该 样，原来漏感差异大的问题得到解决。
[003引另外，本发明中，第一副边绕组和第二副边绕组采用了交叉绕制，它们之间的漏感 下降到很低，改善了交叉调节率。工作原理还会在实施例中结合实施例再次阐述。
[0039] 综上，本发明就可W实现发明目的。本发明的制造方法，W及采用该方法的反激式 变压器制品应用于反激式开关电源中，其有益效果为：
[0040] (1)两路输出交叉调节率较好；
[0041] 似可W不使用假负载，或假负载的消耗电流极小，不会引起整机效率下降；
[0042] 做审雌方法仍然很简单，保留了反激式变压器制品的简单、高可靠性优点。
【附图说明】
[0043] 图1为反激式开关电源的常见拓扑原理框图；
[0044] 图2为反激式开关电源的激磁过程的工作示意图；
[0045] 图3为反激式开关电源激磁结束后的工作示意图；
[0046] 图4为反激式开关电源激磁结束后的副边续流电流的工作示意图；
[0047] 图5为第一实施例中现有技术的反激式变压器绕制示意图；
[0048] 图6为第一实施例中本发明的反激式变压器示意图；
[0049] 图7为第二实施例中现有技术的反激式变压器绕制示意图；
[0化0] 图8为第二实施例中本发明的反激式变压器示意图。
【具体实施方式】[0化1] 第一实施例
[0化2] 第一实施例，要结合现有技术来讲解，现有技术采用笔记本电脑用的适配器电源 改制，电路拓扑为反激式开关电源，其原理图可W等效为图1的框图，控制电路中集成电路 为SG6841，W下简称控制1C，原来用的磁巧为M10的，其特有的结构和出线方式适合一个 电路输出，输出电压为19V，3. 42A。为了说明本发明的实施效果，把该个电源改为两路输出 电压的现有技术，磁巧更换为邸R28的磁巧及相应的骨架，磁巧中柱的气隙为0.4mm。输出 电压及电流为；5V/8A，12V/2A;原边绕组Np应数为54应；输出5V为主路，其应数为3应， 记作第一副边绕组成1，简称；主路绕组Nsi;另一路辅路绕组输出12V的为非主路，记作第二 副边绕组Ns2,简称；辅路绕组Ns2,其应数为7应；给控制IC供电的辅助绕组Na为11应，线 径及对应的功能情况如下：
[005引原边绕组Np，激磁，54应，2股内径0. 40mm的漆包线，分为立层绕制，每层为18应， 居第一、二、五层；
[0054] 主路绕组成1，输出，3应，12股内径0. 40mm的漆包线，同一层绕制，居第立层；
[005引辅路绕组成2,输出，7应，3股内径0. 50mm的立层绝缘线，同一层绕制，居第四层； [0056] 辅助绕组Na，自供电，11应，2应内径0. 20mm的漆包线，同一层间绕法绕制，居最外 层；
[0化7] 图5示出了与实施例一进行对比的现有技术的绕制示意图；该种绕法方法就是通 常所述的=明治绕法。
[005引输出整流的情况：
[0化9] 主路输出采用肖特基二极管SBR30A40CTFP，其内部为二只二极管，并联使用，输出 采用1500UF/10V电解电容S只并联；
[0060] 辅路输出采用肖特基二极管SBR20A100CTFP-G，其内部为二只二极管，并联使用， 输出采用470UF/25V电解电容；
[0061] 实测感量及漏感情况：
[0062] 原边绕组Np感量；58化H(测试频率；40KHz)
[006引主路绕组Nsi漏感；0. 091地（测试频率；40KHz，原边绕组NP短路）
[0064] 辅路绕组Ns2漏感；〇. 126地（测试频率；40KHz，原边绕组NP短路）
[00化]辅助绕组NJI感；1. 44uH(测试频率；40KHz，原边绕组NP短路）
[0066] 副边绕组之间的漏感；
[0067] 主路绕组Nsi漏感；0. 3化H(测试频率；40KHz，辅路绕组NS2短路）
[0068] 辅路绕组Ns2漏感；〇. 4加H(测试频率；40KHz，主路绕组NS1短路）
[0069] 输出电压实测结果如表一：
[0070] 表一；（现有技术一）
[0071]
[0072] 对表一的说明；
[0073] 由于辅路绕组与主路绕组之间漏感的存在，导致辅路输出电压不稳定，当主路的 输出电流较小时，即主路空载，辅路的带载能力很差，电压下跌很严重，对了方便对比，本发 明选取了当辅路带10%载时，即电子负载设置为恒流模式200mA下，为满载2A的10%，且 输出电压下跌至标称值的-10 %时，即10. 8V，主路该时的最小工作电流来说明问题，上表 可知，现有技术主路要213mA，才能保证辅路带10%载时，输出电压仅下跌-10% ;
[0074] 同样，现有技术主路要1. 2A，才能保证辅路带100%载时，输出电压仅下跌-10%;
[0075] 而当主路的输出电流较大时，即主路重载，辅路的带载能力很好，但若辅路负载电 流较小，则输出电压很高。
[0076] 当主路带载较重时，本发明选取了当辅路带10%载时，且输出电压上升至标称值 的10 %W上时，即13. 2V，主路该时的最小工作电流来说明问题，上表可知，现有技术主路 要仅847mA，即可让辅路带10%载时，输出电压上升10% ;
[0077] 而当辅路带100%载时，主路无论多大的工作电流，辅路输出电压均不超标，故上 表中W"--"表不；
[007引同时，让主路直接带8A的负载，来测试辅路的输出电压，在10%带载情况下，输出 飘高至15. 8V;在100%带载情况下，输出为11. 7V，低于设计值12V。
[0079] W下为第一实施例的绕制方法W及实测数据：
[0080] 上述的开关电源中，采用本发明的技术方案的绕制方法，得到了第一实施例的反 激变压器制品，替代上述现有技术的变压器，如下 ：
[0081] 一种反激式变压器的制造方法：
[0082] 该方法适用于两路输出电压不同的反激式变压器，原边绕组的绕制方法保持不 变，第一副边绕组，即主路绕组Nsi的线径选择要确保第一副边绕组若绕在同一层时和原边 绕组的宽度相同（即现有技术），该里仍为12股内径0. 40mm的漆包线，第二副边绕组，即 辅路绕组Ns2的线径选择要确保第二副边绕组若绕在同一层时和原边绕组的宽度相同，该 里仍为3股内径0. 50的=层绝缘线；第一副边绕组Nsi绕制在左边的一半，称为第一副边绕 组Nsi的第一部分，其右边的一半先空着，继而改为绕制第二副边绕组NS2,称为第二副边绕 组Ns2的第一部分；然后，第二副边绕组NS2的第二部分叠绕在已经绕好的第一副边绕组NS1 的第一部分上，而第一副边绕组Nsi的第二部分叠绕在已经绕好的第二副边绕组NS2的第一 部分上；图6示出了本发明第一实施例的反激式变压器制造方法示意图。
[0083] 输出整流的情况同上述的现有技术。
[0084] 实测感量及漏感情况：
[00化]原边绕组Np感量；581地（测试频率；40KHz，）
[0086] 主路绕组Nsi漏感；0. 099uH(测试频率；40KHz，原边绕组NP短路）
[0087] 辅路绕组Ns2漏感；〇. 109地（测试频率；40KHz，原边绕组NP短路）
[00能]辅助绕组NJI感；1.41uH(测试频率；40KHz，原边绕组Np短路）
[0089] 副边绕组之间的漏感；
[0090] 主路绕组Nsi漏感；0. 10地（测试频率；40KHz，辅路绕组NS2短路）
[00川辅路绕组Ns2漏感；0. 11地（测试频率；40KHz，主路绕组NS1短路）
[0092] 与现有技术的比，均有显著的改善；
[0093] 输出电压实测结果如表二；
[0094] 表二；（第一实施例）
[0095]
[0096] 对表二的说明；
[0097] 本发明改善了辅路绕组与主路绕组的漏感差异，同时也改善了辅路绕组与主路绕 组之间漏感的存在，导致辅路输出电压趋于稳定，当主路的输出电流较小时，即主路空载， 辅路的带载能力得到改善，电压下跌也得到改善，
[009引表一可知，现有技术主路要213mA，才能保证辅路带10%载时，输出电压仅下 跌-10 % ;
[0099] 表二可知，本发明主路仅要49mA，就能保证辅路带10 %载时，输出电压仅下 跌-10 % ;
[0100] 同样表一可知，现有技术主路要1. 2A，才能保证辅路带100%载时，输出电压仅下 跌-10 % ;
[0101] 表二可知，本发明主路仅要0.27A，就能保证辅路带100%载时，输出电压仅下 跌-10 % ;
[0102] 而当主路的输出电流较大时，即主路重载，辅路的带载能力很好，但若辅路负载电 流较小，则输出电压会飘高，W下为本发明的相应效果：
[0103] 从表一可知，现有技术主路要仅847mA，即可让辅路带10%载时，输出电压上升 10% ;
[0104] 从表二可知，本发明的主路要5. 43A，才能让辅路带10%载时，输出电压上升 10% ;
[0105] 同时，让主路直接带8A的负载，来测试辅路的输出电压，在10%带载情况下，输出 飘高至13. 6V，现有技术为15. 8V，改善了 18. 3%;在100%带载情况下，输出为11. 8V，低于 设计值12V，仅比现在技术改善0.IV。
[0106] 综上，本发明可W实现发明目的，让两路输出交叉调节率得到改善；
[0107] 保证辅路带10%载时，输出电压仅下跌-10%时，主路工作电流从213mA下降至 49mA，可W极大地增加假负载的电阻值，比如从24Q的假负载，其消耗电流为208mA，增加 至IJ100Q，消耗电流为50mA，从而提升整机的变换效率；对于本例中可W减少0. 79W的功率 消耗，整机效率会有1 %的提升，原来的效率为88 %，本发明升至89 %的变换效率；电阻也 从原来3W的功率电阻降为1W的功率电阻，成本也会有所下降；
[0108] 从图6可W看出，本发明的绕制方法，改动不是很大，制造方法仍然很简单，保留 了反激式变压器制品的简单、高可靠性优点。对自动绕线机略经改造，完成可W胜任本发明 的反激式变压器的绕制，手工绕制更是没有问题。需要说明的是，尽管主路绕组和辅路绕组 的线径不一样，但是从图6可W看到，叠绕的部份，都是由主路绕组和辅助绕组叠绕形成， 其总的厚度是相同的；尽管是3应和7应，在1. 5应W及3. 5应处停止绕线，即某个半应处， 进行交叉，是极为容易实现的。
[0109] 第一副边绕组或第二副边绕组的线材为多股漆包线，该在现有技术中也存在，一 是为了改善高频电流趋肤效应，降低损耗；二是无奈之举，像本例中仅为3应，只有采用多 股漆包线，同时并列水平绕制，才能降低成本，实现小体积；多股漆包线绕制第一部分和第 二部份的线序相反，即扭转180度再绕第二部份；该也是现有技术用来降低高频电流趋肤 效应，降低损耗之举，把并列水平绕制的多股漆包线，边缘的改到中间，中间改到边缘，都是 为了防止趋肤效应引起的普通绕法中一直在中间的漆包线中没有电流流过的现象。
[0110] 当然，对于输出电压较高的场合，即第一副边绕组或第二副边绕组的应数较多时， 可W采用利兹线，利兹线的绞合方法独特，中间的漆包线在下一个绞合长度中，会到边缘 去，该样，确保每一股漆包线的电流都比较接化来消除高频电流趋肤效应引起的损耗。
[01川第二实施例
[0112] 第二实施例，同样现有技术来讲解，第二实施例中用于对比的现有技术，电路拓扑 为反激式开关电源，其原理图可W等效为图1的框图，控制电路中集成电路为NCP1377，W 下简称控制1C，由于为准谐振电路，它所使用的磁巧体积要大一点。磁巧更换为EER35的磁 巧及相应的骨架，磁巧中柱的气隙为0. 55mm，电路基本上同该控制1C的技术手册上的推荐 电路。
[0113] 输出电压及电流为；9V/4A，12V/2.5A;用于医疗行业，其高压端到低压端的耐压 要求高，要求高隔离度。原边绕组Np应数为69应；输出9V为主路，其应数为6应，记作第 一副边绕组成1，简称；主路绕组Nsi;另一路辅路绕组输出12V的为非主路，记作第二副边绕 组成2,简称；辅路绕组成2,其应数为10应；给控制1C供电的辅助绕组Na为16应。12V之 所W常见，是因为很多直流继电器工作在12V下，故在工业界，12V该个电压很经常出现。线 径及对应的功能情况如下：
[0114] 骨架的窗口宽度为28mm，每边加入2. 5mm的挡墙，W适应医疗行业的高要求；
[0115] 原边绕组Np，激磁，69应，单股内径0. 55的S层绝缘线，分为二层绕制，居第一、 二、层；第一层30应，第二层29应；
[0116] 主路绕组成1，输出，6应，5股内径0.55的S层绝缘线，同一层绕制，居第S层；
[0117] 辅路绕组成2,输出，10应，10股内径0. 55的立层绝缘线，同一层绕制，居第四层； [011引辅助绕组Na，自供电，16应，2应内径0.15的漆包线，同一层间绕法绕制，居最外 层；
[0119] 图7示出了与实施例一进行对比的现有技术的绕制示意图；该种绕制方法就是普 通绕法，它的优点是可W很方便地实现机绕，自动化程度极高，且线径一致，方便生产。
[0120] 输出整流的情况：
[0121] 主路输出采用肖特基二极管SBR20A60CTFP，其内部为二只二极管，并联使用，输出 采用330UF/16V电解电容S只并联；
[0122] 辅路输出采用肖特基二极管SBR20A100CTFP-G，其内部为二只二极管，并联使用， 输出采用470UF/25V电解电容；
[0123] 实测感量及漏感情况：
[0124] 原边绕组Np感量；340地（测试频率；40KHz)
[01巧]主路绕组Nsi漏感；0. 14地（测试频率；40KHz，原边绕组NP短路）
[01%] 辅路绕组Ns2漏感；〇. 2化H(测试频率；40KHz，原边绕组NP短路）
[0127] 辅助绕组Nji感；1.8uH(测试频率；40KHz，原边绕组Np短路）
[0128] 副边绕组之间的漏感：
[0129]主路绕 组Nsi漏感；0. 27地（测试频率；40KHz，辅路绕组NS2短路）
[0130] 辅路绕组成2漏感；〇. 39uH(测试频率；40KHz，主路绕组NS1短路）
[0131] 输出电压实测结果如表
[0132] 表(现有技术二）
[0133]
[0134] 从表S可W看出，图7该种绕法漏感大，交叉调整率很差。
[01巧]W下为第二实施例的绕制方法W及实测数据：
[0136] 上述的用于医疗的开关电源中，采用本发明的技术方案的绕制方法，得到了第二 实施例的反激变压器制品，替代上述现有技术的变压器，如下：
[0137] -种反激式变压器的制造方法：
[0138] 该方法适用于两路输出电压不同的反激式变压器，原边绕组的绕制方法保持不 变，第一副边绕组，即主路绕组Nsi的线径选择要确保第一副边绕组若绕在同一层时和原边 绕组的宽度相同（即现有技术），该里仍为5股0. 55的S层绝缘线，第二副边绕组，即辅路 绕组Ns2的线径选择要确保第二副边绕组若绕在同一层时和原边绕组的宽度相同，该里仍 为10股内径0. 55的=层绝缘线；第一副边绕组Nsi绕制在左边的一半，称为第一副边绕组 Nsi的第一部分，其右边的一半先空着，继而改为绕制第二副边绕组NS2,称为第二副边绕组 Ns2的第一部分；然后，第二副边绕组NS2的第二部分叠绕在已经绕好的第一副边绕组NS1的 第一部分上，而第一副边绕组Nsi的第二部分叠绕在已经绕好的第二副边绕组NS2的第一部 分上；图8示出了本发明第二实施例的反激式变压器制造方法示意图。
[0139] 输出整流的情况同上述的现有技术。
[0140] 实测感量及漏感情况：
[0141] 实测感量及漏感情况：
[0142] 原边绕组Np感量；343地（测试频率；40KHz)
[0143] 主路绕组Nsi漏感；0. 17地（测试频率；40KHz，原边绕组NP短路）
[0144] 辅路绕组Ns2漏感；〇. 18地（测试频率；40KHz，原边绕组NP短路）
[0145] 辅助绕组NJI感；1. 7uH(测试频率；40KHz，原边绕组Np短路）
[0146] 副边绕组之间的漏感：
[0147] 主路绕组Nsi漏感；0. 10地（测试频率；40KHz，辅路绕组NS2短路）
[0148] 辅路绕组Ns2漏感；0. 11地（测试频率；40KHz，主路绕组NS1短路）
[0149] 与现有技术的比，均有显著的改善；
[0150] 输出电压实测结果如表四：
[0151] 表四；（第二实施例）
[0巧2]
[0153] 对表四的说明；
[0154] 本发明改善了辅路绕组与主路绕组的漏感差异，同时也改善了辅路绕组与主路绕 组之间漏感的存在，导致辅路输出电压趋于稳定，当主路的输出电流较小时，即主路空载， 辅路的带载能力得到改善，电压下跌也得到改善，
[0155] 表；可知，现有技术主路要479mA，才能保证辅路带10%载时，输出电压仅下 跌-10% ;
[0156] 表四可知，本发明主路仅要27mA，就能保证辅路带10 %载时，输出电压仅下 跌-10% ;
[0157] 同样表=可知，现有技术主路要2. 99A，才能保证辅路带100%载时，输出电压仅 下跌-10% ;
[0158] 表S可知，本发明主路仅要0.44A，就能保证辅路带100%载时，输出电压仅下 跌-10% ;
[0159] 而当主路的输出电流较大时，即主路重载，辅路的带载能力很好，但若辅路负载电 流较小，则输出电压会飘高，W下为本发明的相应效果：
[0160] 从表S可知，现有技术主路要2. 01A，即可让辅路带10%载时，输出电压上升 10% ；
[0161] 从表四可知，本发明的主路要3. 96A，已接近满载，才能让辅路带10%载时，输出 电压上升10% ;
[0162] 同时，让主路直接带4A的负载，来测试辅路的输出电压，在10%带载情况下，输出 飘高至13.IV，现有技术为18. 3V，改善了 43. 3% ;在100%带载情况下，输出为11. 7V，低于 设计值12V，比现在技术改善0. 6V。
[0163] 综上，本发明可W实现发明目的，让两路输出交叉调节率得到改善；
[0164] 保证辅路带10%载时，输出电压仅下跌-10%时，主路工作电流从479mA下降至 27mA，可W极大地增加假负载的电阻值，比如从18Q的假负载，其消耗电流为500mA，增加 到330Q，消耗电流为27. 3mA，从而提升整机的变换效率；对于本例中可W减少4. 25W的功 率消耗，整机效率会有5%W上的提升，实测原来的效率为79. 5%，本发明提升至84%的变 换效率；假负载电阻也从原来10W的水泥功率电阻降为1W的普通功率电阻，成本也会有所 下降；
[01化]从图8可W看出，本发明的绕制方法，改动不是很大，制造方法仍然很简单，保留 了反激式变压器制品的简单、高可靠性优点。对自动绕线机略经改造，完全可W胜任本发明 的反激式变压器的绕制，手工绕制更是没有问题。
[0166]W上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对 本发明的限制。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还 可W做出若干改进和润饰，如观察者站在变压器的后边，得到不同的描述方法，该些改进和 润饰也应视为本发明的保护范围，该里不再用实施例寶述，本发明的保护范围应当W权利 要求所限定的范围为准。
【主权项】
1. 一种反激式变压器的制造方法，适用于两路输出电压不同的反激式变压器，原边绕 组的绕制方法保持不变，第一副边绕组的线径选择要确保所述的第一副边绕组若绕在同一 层时和所述的原边绕组的宽度相同，第二副边绕组的线径选择要确保所述的第二副边绕组 若绕在同一层时和所述的原边绕组的宽度相同；所述的第一副边绕组绕制在左边的一半， 称为第一副边绕组的第一部分，其右边的一半先空着，继而改为绕制所述的第二副边绕组， 称为第二副边绕组的第一部分；然后，所述的第二副边绕组的第二部分叠绕在已经绕好的 所述的第一副边绕组的第一部分上，而所述的第一副边绕组的第二部分叠绕在已经绕好的 所述的第二副边绕组的第一部分上。2. 根据权利要求1所述的反激式变压器的制造方法，其特征在于：所述的第一副边绕 组或所述的第二副边绕组的线材为多股漆包线。3. 根据权利要求2所述的反激式变压器的制造方法，其特征在于：所述的多股漆包线 并列水平绕制。4. 根据权利要求2所述的反激式变压器的制造方法，其特征在于：所述的多股漆包线 绕制第一部分和第二部份的线序相反。5. 根据权利要求2所述的反激式变压器的制造方法，其特征在于：多股漆包线为利兹 线。6. -种反激式变压器的制品，包括原边绕组，第一副边绕组，第二副边绕组，其特征在 于：所述的第一副边绕组的第一部分绕制在左边的一半，其右边绕制了第二副边绕组的第 一部分；所述的第二副边绕组的第二部分在所述的第一副边绕组的第一部分上边，而所述 的第一副边绕组的第二部分叠在所述的第二副边绕组的第一部分上边。7. 根据权利要求6所述的反激式变压器的制品，其特征在于：所述的第一副边绕组或 所述的第二副边绕组的线材为多股漆包线。8. 根据权利要求7所述的反激式变压器的制品，其特征在于：多股漆包线并列水平绕 制。9. 根据权利要求7所述的反激式变压器的制品，其特征在于：多股漆包线绕制第一部 分和第二部份的线序相反。10. 根据权利要求7所述的反激式变压器的制品，其特征在于：多股漆包线为利兹线。
【专利摘要】一种反激式变压器的绕制方法与制品，适用于两路输出电压不同的反激式变压器，第一副边绕组绕到一半匝数时，改绕第二副边绕组，第一副边绕组的余下部分叠绕在已经绕好的第二副边绕组上，第二副边绕组的余下部分叠绕在已经绕好的第一副边绕组上，形成交叉绕制，这样两路副边绕组之间的漏感小，改善了输出电压交叉调节率，从而可以使假负载的消耗电流极小，不会引起整机效率下降。
【IPC分类】H01F27/28, H01F41/06
【公开号】CN104900393
【申请号】CN201510263568
【发明人】王保均
【申请人】广州金升阳科技有限公司
【公开日】2015年9月9日
【申请日】2015年5月21日