一种低耦合噪声的pcb同轴传输线的制作方法

一种低耦合噪声的pcb同轴传输线的制作方法
【技术领域】
[0001] 本发明涉及PCB传输线，具体说的是一种低耦合噪声的PCB同轴传输线。
【背景技术】
[0002] 目前，电子设备的工作频率越来越高，体积日益小型化，印刷电路板（PCB)的布线 密度更高，结构更加复杂，传输线之间因辐射、互感和互容而引起的相互干扰和耦合的电 磁兼容问题就成为PCB设计不得不考虑的重要问题。PCB上的传输线主要有两种形式，即 处于PCB表面层的微带线以及处于多层PCB中间层的带状线，本专利在研宄位于多层PCB 中间层的带状线的参数对耦合噪声影响的基础上，提出在带状线导体带两侧对称地添加与 地层相连的屏蔽导体构成PCB矩形同轴传输线以抑制耦合噪声，并通过数值分析对比二者 的性能，结果表明PCB矩形同轴传输线要比带状线的性能好得多，可以作为新型的PCB传输 线。

【发明内容】

[0003] 本发明为解决上述技术问题提供一种低耦合噪声的PCB同轴传输线，提出在带状 线导体带两侧对称加上屏蔽导体，构成PCB矩形同轴传输线以抑制耦合噪声，PCB矩形同轴 传输线能使线间耦合噪声减小到带状线的千分之一以下，屏蔽体厚度的变化对抑制效果影 响很小。
[0004] 为实现上述技术目的所采用的技术方案是：一种低耦合噪声的PCB同轴传输线， 在两地层之间中心设有带状线导体带，在带状线导体带两侧对称加设有与两地层相连的屏 蔽体导体结构，两地层与两屏蔽体导体结构围成截面为矩形的同轴传输线。
[0005] 所述的屏蔽导体结构距离带状线导体带为（s-b)/2,其中，b为屏蔽导体结构的宽 度，s为相临两条带状线导体带内边缘的距离。
[0006] 所述的屏蔽导体结构的宽度b为0. 05-0. 1mm。
[0007] 本发明有益效果是：通过用FDTD方法对图2所示带状线结构以及图3所示矩形同 轴传输线结构的分析可知，矩形同轴传输线的近端和远端耦合噪声仅为带状线的千分之 零点几，矩形同轴传输线的参数和屏蔽体厚度的变化对耦合噪声所产生的影响很小。此外， 由前述结果可知，由矩形同轴传输线取代带状线时，在传输线特性阻抗、导体带宽度和介质 基板厚度不变的情况下，介质基板的相对介电常数必然减小，因此信号的传输速度增加，时 延减小，这有利于保证信号的完整性。
【附图说明】
[0008] 图1多层PCB信号层和底层交错布局不意图；
[0009] 图2两地层之间带状线横截面示意图；
[0010] 图3在带状线导体带两侧对称地加上与地层相连的屏蔽体构成的矩形同轴传输 线横截面示意图；
[0011] 图4激励信号线和静态线的激励源及负载端口分布俯视示意图；
[0012] 图5激励信号波形；
[0013] 图6端口 1激励平面示意图；
[0014] 图7不同参数带状线端口3近端噪声的变化；
[0015] 图8不同参数带状线端口 4远端噪声的变化；
[0016] 图9屏蔽导体厚度b= 0. 1mm时矩形同轴线端口 3近端噪声的变化；
[0017] 图10屏蔽导体厚度b= 0. 1mm时矩形同轴线端口 4远端噪声的变化；
[0018] 图11屏蔽导体厚度b= 0. 05mm时矩形同轴线端口 3近端噪声的变化；
[0019] 图12屏蔽导体厚度b= 0. 05mm时矩形同轴线端口 4远端噪声的变化。
【具体实施方式】
[0020] 由于带状线之间及矩形同轴传输线之间耦合途径的多样性及周围介质的复杂性， 因而只能采用数值仿真方法对其进行求解，其中FDTD(FiniteDifferenceTimeDomain: 时域有限差分）法因其具有成熟性、可靠性和准确性以及可以用宽带信号作为激励源等优 势而被成功地用于分析电磁散射、电磁兼容以及信号完整性等电磁问题。本文在用FDTD法 对带状线之间和矩形同轴线之间的耦合噪声进行分析时，鉴于工程问题中激励信号源的 带宽大多在数吉赫兹量级以下，为进行量化分析，下面采用幅值为IV，频谱带宽为5GHz 的高斯脉冲为激励源，并保持带状线导体带和矩形同轴线的特性阻抗为50D，信号线与静 态线参数相同且间距不变，激励源及负载与带状线和矩形同轴线的特性阻抗相匹配的条件 下，（1)研宄位于多层PCB两地层中间的带状线导体带的宽度、PCB介质基板的厚度对相邻 静态带状线近端耦合噪声和远端耦合噪声的影响；(2)研宄在不同参数激励带状线和静态 带状线两侧对称地加屏蔽导体构成矩形同轴线后，近端耦合噪声和远端耦合噪声的变化； (3)研宄屏蔽导体厚度的变化对近端耦合噪声和远端耦合噪声的影响。结果表明：矩形同 轴线能使线间耦合噪声降到带状线的千分之一以下，屏蔽体厚度的变化对抑制效果影响很 小。因此PCB矩形同轴传输线是一种性能优良的传输线。
[0021] FDTD法是处理电磁边值问题的强有力工具，但将其用于传输线工作状态的分析还 需做三方面的工作：（1)建立传输线和有源器件的结构模型和电磁模型，并将其导入FDTD 算法中，这样便把工作于微波段的实体传输线演变为相应的与微波相互作用的虚拟空间； (2)选择传输线的激励方式，这样便把传输在传输线中的微波演变为由源辐射出的微波与 传输线的相互作用；（3)选择吸收边界条件，这样便把占据了无限大空间的电磁场求解区 域演变成一个有限区域，从而才能使采用有限内存的计算机处理工作于微波段的带状线 问题成为可能。对于需做的第一点，其中，对于传输线自身，可用网格单元堆积成与其相 同的形状以成为结构模型，之后给每个网格单元赋予与该单元所代表的物质相同的电磁 参数以成为电磁模型。在此过程中，以等效电流源或等效电压源的形式将微波有源器件导 入FDID算法中；而对于传输线的激励方式，本文的方式是将具有内阻的电压源均匀地分布 在传输线导体带和两地层之间的相应方向的平面内，从而形成激励网络，以取得最佳的激 励效果；同时在目前可供选择的众多吸收边界条件中，选用单轴各向异性介质完全匹配层 吸收边界条件。
[0022] 1时域仿真
[0023] 1. 1电路结构
[0024] 在多层PCB的设计中，常出现图1所示的信号层和地层交错布局的情况，本文针对 图1所示的布局，研宄图2所示两地层之间带状线的中心导体带宽度w和介质层厚度h对 静态线近端和远端耦合噪声的影响。图3为在不改变带状线参数及间距的情况下，在带状 线导体带两侧对称地加上厚度相同且与地层相连的屏蔽导体构成的矩形同轴传输线横截 面示意图。图中，两铜质带状线的特征阻抗为&且分布于PCB板上的对称位置，电导率〇 =5.8Xe7s/m，其长度、中心导体带宽度、中心导体带及地层厚度，带状线内边缘的距离分 别用h、w、t和s表示，地层及介质基板的长度和宽分别为1:和1 2，介质基板的厚度为h， 相对介电常数图3中，a为矩形同轴传输线的宽度，b为屏蔽导体的厚度，其余参数 与图2中相同。图4为激励信号线和静态线的激励源及负载端口分布示意图。图中端口1 为匹配激励源端口，端口 2为激励信号线匹配负载端口，端口 3、端口 4分别为静态线近端和 远端匹配负载端口。
[0025] 1.2矩形同轴传输线特性阻抗的计算
[0026] 矩形同轴传输线是传输TEM模电磁波的双导体系统，其特性阻抗可用下式计算
[0027]
[0028] 其中Z。特性阻抗，L和C分别为传输线单位长度的电感和电容，c为真空中的光速 (3X108m/s) 〇
[0029]当w/ (h_t)>0?5,t/ (a_w)>0?5 时
[0030] C= 4e(C〇+C1+C2+C3+C4) (2)
[0031] 其中
[0040] 此外，矩形同轴结构传输线是以TEM
模工作，其高次模的截止波长随矩形同轴结 构参数的减小而减小，在PCB上构造矩形同轴结构传输线时，结构尺寸都很小，因此高次模 能够得到很好的抑制。
[0041] 1. 2单轴各向异性介质完全匹配层
[0042] FDTD方法及完全匹配层的理论已有较多的研宄。在此仅简述所用的单轴各向异性 介质完全匹配层（PML)以及内阻为Rs的电压源乂3位于Ez节点用FDTD时的处理方法。
[0043] 若以z= 0为界面，通常选取单轴各向异性介质的介电常数=用下式表示
[0044]
[0045] 而磁导率=有与（1)式有类似的表示。
[0046] 在单轴各向异性媒质中Maxwell旋度方程可在频域中表示为
[0047]
[0048] 在利用（5)、（6)式求解非PML区域与PML区域的交界面上各点的场时，首先要选 用相应形式的=和然后分不同情况给出电磁波入射到交界面时由FDTD法求得的电磁场 量刷新公式。为简化计算，采用的刷新公式是
[0052] 由表达式可知，Sx、SjPSz分别与x、y和z方向的参数〇 x、〇 7和〇z有关，且分 别为x、y和z的函数。为了消除讨论区域的反射波，〇x、〇y、〇2的值应随着远离分界面 而各自沿x、y和z方向增大。例如在计算z方向PML区域内的电磁场量时，〇dP〇y取0 值，〇z的值应随着远离分界面而沿z方向增大，此时（7)式便退化为（4)式。依据（7)式， (5)式的Ex*量可表不为
[0053]
[0054] 将式（8)、（9)变换到时域并取差分后可分别得
[0057] 式中
[0058]
[0059] 依据式（10)、（11)即可由磁场分量求得Ex。同理可推导出其它电磁场分量的迭代 公式。经验表明，不管PML区域与非PML区域的交界面的取向如何，在从交界处进入PML区 域开始，因子 〇i?A t/2 e。，（i=x、y、z)可以用公 0?33X(n/npml)3,（n=1，2.? ?npml) 来计算，npml表示PML的层数，本文的npml取5。在非PML区域，〇i?A t/2 ef0。
[0060] 1. 3有集总元件的FDTD公式
[0061] 假设集总元件尺寸小于一个FDTD结构模型中的网格单元尺寸，磁场旋度方程应 考虑集总元件的电流密度Ju则（5)式应改写为（12)式。若集总元件处于Z方向，则叉 与集总电流k的关系可写为（10)式。
[0062]
[0063] 而对于具有内阻艮的电压源乂3而言，集总电流U可由下式求出
[0064]
[0065] 将（13)、（14)代入（12)，差分后可得内阻为Rs的电压源￥在￡,节点的上的FDTD 表达式为
[0069]式（15)中取Vs= 0,则可得阻抗为Rs的节点上电场E2的分量。
[0070] 1.4激励源的选取及激励网络的设置
[0071]为了研宄端口 3(见图4)的近端噪声和端口 4远端噪声随时间的变化规律，端口 1采用如式（16)所示的高斯脉冲为激励信号源 ，该信号的频谱函数如式（17)所示，波形如 图5。
[0074] 其中t为脉冲宽度，tQ为脉冲峰值出现时刻，取t= 400ps，tQ= 300ps。当f= 2/t时频谱为最大值的4. 3%，此时该信号的带宽是0-5GHz。
[0075] 图4中端口 1为与传输线特性阻抗相匹配的激励端口，端口 2、端口 3和端口 4 接匹配负载。对传输线采用位于传输线与地层之间且处于xoz平面内的平面激励网络进行 激励，对于中心导体带和底层1之间的激励，匹配电压源在激励平面1内产生-z方向的 电场分量，而中心导体带和底层2之间的激励，匹配电压源在激励平面内2内产生z方向 的电场分量，这样可形成效果最佳的激励网络。中心导体带与两个地层构成的回路为并联 关系，为直观起见，将其示于图6,图中箭头表示位于网格单元上的具有内阻Rs'的电压源 V，的正极性方向（与产生的电场方向相反）。根据串并联关系，Vs'和Rs'可由VJPRS 确定，例如.如果激励平而在z方向有m个网格单元.在x方向有n个网格单元，则
[0076]
[0077] 对于端口 2、端口 3和端口 4的匹配负载而言可做类似处理，只要令V= 0即 可。
[0078] 图6中点3与点1之间的电位差等于点3与点2之间的电位差，依据电位差的定 义，表达式为
[0081] 网格单元上电位差与电场强度的关系为
[0079]
[0080]
[0082]
[0083] 2参数选取及数值结果
[0084] 2. 1参数选取
[0085] 为了深入了解PCB两地层之间的带状线参数对相邻参数相同带状线近端耦合噪 声和远端耦合噪声的影响，针对三种参数的带状线进行了讨论（见表1)，与此相对应，在不 改变带状线参数及两带状线内侧边缘间距的情况下，在带状线导体带两侧对称地加上厚度 相同且与地层相连的屏蔽导体后构成的矩形同轴传输线的参数如表2,表中a，b，w，h，S，t 和1的单位是mi^Z。的单位是n，本文中介质基板及地层的宽度12取10mm。
[0086] 在采用FDTD法分析时，网格单元尺寸取Ax= 0? 025mm,Ay= 〇? 25mm,Az= 0. 1mm时间步长是At= 0? 05ps〇
[0087] 表1带状线参数
[0088]
[0089] 表2由表1带状线参数构成的矩形同轴传输线参数
[0090]
[0091] 2. 2计算结果及分析
[0092] 由于带状线的特性阻抗&是带状线中心导体带宽度w，PCB介质基板的厚度h和 相对介电常数\的函数，因此表1中在Z。保持50 不变的情况下，保持带状线中心导体 带宽度w或PCB介质基板厚度h二者中的一个不变而改变另一个，必然会导致介质基板的 相对介电常数\发生变化，故在考虑带状线之间的差别时不再将e"乍为一个独立的变量 来考虑。
[0093]图7为带状线（见图2)端口 3 (见图4)处的近端耦合噪声的幅值随时间变化的曲 线。比较曲线set1与set2可知，当带状线介质基板厚度h由set2的0.9mm减小到set 1的0. 5mm时，其近端耦合噪声峰值的两个峰值分别由set2的32. 13mV/-31. 96mV减小到 set1 的 11.66mV/-11.7mV，分别减小了 20.47mV/20.26mV;比较曲线set3 与set1 可知， 当带状线中心导体带的宽度w由set3的0? 15mm增加到set1的0? 2mm时，其近端親合噪 声峰值的两个峰值分别由set3的12. 17mV/-12. 31mV减少到set1的11. 66mV/-ll. 7mV， 分别减少了 〇. 51mV/0. 61mV;上述结果表明，适当增加带状线的宽度，尤其是减小介质基板 的厚度可以降低带状线近端耦合噪声。
[0094] 图8为带状线（见图2)端口 4(见图4)处的远端耦合噪声的幅值随时间变化的 曲线。比较曲线set1与set2可知，当带状线介质基板厚度h由set2的0.9mm减小到 set1的0. 5mm时，其远端耦合噪声峰值的两个峰值分别由set2的-13. 45mV/13. 24mV减 小到set1 的-10. 73. 66mV/10. 71mV，分别减小了 2. 72mV/2. 53mV;比较曲线set3 与set1 可知，当带状线导体带的宽度w由set3的0.15mm增加到setl的0.2mm时，其远端親合噪 声峰值的两个峰值分别由set3的-12. 94mV/14. 02mV减少到set1的-10. 73mV/10. 71mV， 分别减少了 2. 21mV/3. 31mV;因此，可通过减小介质基板的厚度，尤其是增加带状线导体带 的宽度来降低远端耦合噪声的幅度。
[0095] 图9为在不改变上述带状线参数及两带状线内侧边缘间距的情况下，在上述三 组带状线两侧对称加上厚度为0. 1mm的屏蔽导体所构成的矩形同轴传输线（见图3)端 口 3(见图4)处的近端耦合噪声的幅值随时间变化的曲线。与带状线相比，相邻的矩形 同轴传输线之间耦合方式及强弱发生变化，因此近端耦合噪声均出现四个峰值，setl、 set2和set3近端耦合噪声的四个峰值分别为3. 44yV/-1.5yV/1.4yV/-3. 24yV， 12. 74yV/-9. 53yV/8. 49yV/-11. 73yV和-2. 73yV/l. 76yV/-1. 88yV/2. 79yV。因 此，在实际问题中，矩形同轴传输线可以通过减小介质基板厚度和中心导体带宽度的措 施降低近端耦合噪声。与图7中带状线近端耦合噪声相比，矩形同轴线set1、set2和set3曲线的四个峰值中最大两个峰值分别是带状线的0. 3%。/0. 28%。，0. 4%。/0. 37%。和 0. 22%。/0. 23%。，因此PCB矩形同轴线可以及大地减小近端耦合噪声。
[0096] 图10为在不改变上述带状线参数及两带状线内侧边缘间距的情况下，在上述三 组带状线两侧对称加上厚度为〇. 1_的屏蔽导体所构成的矩形同轴传输线（见图3)端口 4(见图4)处的远端親合噪声的幅值随时间变化的曲线。set1、set2和set3远端親合 噪声的两个峰值分别为 5. 09yV/-5. 23yV，6. 19yV/-6. 06yV和-4. 14yV/4. 08yV，因 此，对于矩形同轴传输线可以通过减小介质基板厚度和增加中心导体带宽度的措施降低远 端親合噪声。与图7相比，矩形同轴传输线set1、set2和set3的远端噪声的两个峰值 分别是前述带状线的0. 47%。/0. 49%。，0. 46%。/0. 46%。和0. 32%。/0. 29%。，同样，PCB矩形同 轴线可以及大地减小远端耦合噪声。。
[0097] 上述结果表明，由于矩形同轴传输线可以极大地减小近端和远端耦合噪声，其耦 合噪声峰值仅是带状线的千分之零点几。
[0098] 图11为将屏蔽体的厚度减小为0.05mm后矩形同轴传输线（见图3)端口 3 (见图 4)近端耦合噪声的幅值随时间变化的曲线。setl、set2和set3近端耦合噪声的峰值分 别为
[0099] 8. 49yV/-4. 97yV/4. 71yV/-8. 39yV,
[0100] 38. 96yV/-32. 92yV/30. 98yV/-37. 12yV和
[0101] 7.95yV/-5.78yV/5.52yV/-8.03yV。与屏蔽体厚度为 0? 1mm时相比，set1、 set2和set3近端耦合噪声的峰值分别增加了
[0102] 5. 05yV/3. 47yV/3. 31yV/5. 15yV,
[0103] 22. 62yV/23. 39yV/22. 49yV/25. 39yV和
[0104] 5. 22yV/4. 02yV/3. 64yV/5. 24yV。因此，增加中心导体带宽度，尤其是减小介 质基板厚度可减小屏蔽导体厚度的变化对近端耦合噪声产生的影响。与图7中带状线近端 親合噪声相比，矩形同轴线setl、set2和set3曲线的四个峰值中最大两个峰值分别是带 状线的0. 73%。/0. 72%。，1. 21%。/I. 16%。和0. 63%。/0. 65%。。由此可见，相对于带状线，屏蔽 导体厚度的变化对近端耦合噪声的影响很小。
[0105] 图12为将屏蔽体的厚度减小为0.05mm后的矩形同轴传输线（见图3)端口 4(见 图4)处的远端耦合噪声的幅值随时间变化的曲线。set1、set2和set3远端耦合噪 声的两个峰值分别为 8. 27yV/-8. 17yV，-10. 5yV/10. 5yV和 6. 25yV/-6. 24yV。与 屏蔽导体厚度为〇. 1mm的矩形同轴传输线相比，远端耦合噪声的两个峰值分别增加了， 3.18 1^/2.941^，4.311^/4.441^和2.111^/2.16 1^，由此可见，减小介质基板厚度和 中心导体带宽度可减小屏蔽导体厚度的变化对远端耦合噪声产生的影响。与图8相比，矩 形同轴线setl、set2和set3的两个峰值与前述三组带状线远端耦合噪声的两个峰值相 比，分别是后者的〇? 77%。/0? 76%。，0? 78%。/0? 93%。和0? 48%。/0? 45%。。由此可见，相对于带 状线，屏蔽导体厚度的变化对远端耦合噪声的影响很小。
[0106] 综上所述，矩形同轴传输线能及大地减小线与线之间的耦合，是一种性能优良的 传输线。
【主权项】
1. 一种低耦合噪声的PCB同轴传输线，在两地层之间中心设有带状线导体带，其特征 在于：在带状线导体带两侧对称加设有与两地层相连的屏蔽体导体结构，两地层与两屏蔽 体导体结构围成截面为矩形的同轴传输线。2. 如权利要求1所述的一种低耦合噪声的PCB同轴传输线，其特征在于：所述的屏蔽 导体结构距离带状线导体带为（s-b)/2,其中，b为屏蔽导体结构的宽度，s为相邻两条带状 线导体带内边缘的距离。3. 如权利要求2所述的一种低耦合噪声的PCB同轴传输线，其特征在于：所述的屏蔽 导体结构的宽度b为0. 05-0. 1mm。
【专利摘要】一种低耦合噪声的PCB同轴传输线，在两地层之间中心设有带状线导体带，在带状线导体带两侧对称加设有与两地层相连的屏蔽体导体结构，两地层与两屏蔽体导体结构围成截面为矩形的同轴传输线。提出在带状线导体带两侧对称加上屏蔽导体，构成PCB矩形同轴传输线以抑制耦合噪声， PCB矩形同轴传输线能使线间耦合噪声减小到带状线的千分之一以下，屏蔽体厚度的变化对抑制效果影响很小。
【IPC分类】H01P3/06
【公开号】CN104882654
【申请号】CN201510173717
【发明人】陈建华, 周立鹏, 侯云山, 吴景艳, 祁志娟
【申请人】河南科技大学
【公开日】2015年9月2日
【申请日】2015年4月13日