基于llcl滤波的有源电力滤波器复合控制方法

基于llcl滤波的有源电力滤波器复合控制方法
【技术领域】
[0001] 本发明属于有源电力滤波器电流控制技术领域，更为具体地讲，涉及一种基于无 阻尼电阻LLCL滤波的有源电力滤波器复合控制方法。
【背景技术】
[0002] 近年来，有源电力滤波器（APF)越来越多地采用高阶滤波器，如LC、LCL和LLCL滤 波器，来代替传统单电感并网逆变器。LCL滤波器的滤波效果优于单电感滤波器，LLCL滤波 器的滤波效果优于LCL滤波器。要得到相同的纹波滤除效果，LLCL可以取得最小的电感量。
[0003] 针对APF应用的LCL和LLCL滤波器的参数设计和稳定控制是逆变器研宄的一大 热点。LLCL滤波器的设计需要确定四个自由参数：三个电感，一个电容，并要综合考虑纹波 衰减率、滤波电感电压降、电容无功电流、逆变桥纹波电流等因素，具有一定难度。
[0004] LCL滤波器在转折频率点存在高幅值的谐振峰，难以稳定控制。一个简单的方法 是通过电容支路串联阻尼电阻，降低谐振峰幅值。但在实际应用中，电容支路的纹波电流会 在电阻上产生较大的损耗、发热严重，对电阻的选型和冷却条件有较高要求，不适合大容量 APF应用。并且，电阻的引入增大了电容支路的阻抗，违背了电容支路低阻抗的初衷，影响滤 波效果。
[0005] 为了取消阻尼电阻，各国学者做了大量的研宄工作，特别是针对LCL滤波器控制 的研宄，主要有以下几种方法：
[0006] -、将LCL滤波器输出电流反馈点从电网侧转移到逆变桥侧。反馈逆变桥电流有 利于稳定控制，但逆变桥电流中富含的高频成分将被引入控制环，这可能会干扰控制环的 正常运行；
[0007]二、直接对网侧电流进行闭环控制可以避免上述问题，具体包括以下方法：一种方 法是所谓的"有源阻尼（Active Damping)"法，通过反馈电容电压或电流，构成多变量反馈 系统，取得了不错的效果。代价是需要额外的传感器，并且增加了控制环的复杂程度。第二 种方法为状态反馈极点配制和阻尼函数法，但由于电网电感的不确定性，可能存在参数鲁 棒性问题。第三种方法为电流加权平均法，对网侧电流和逆变桥电流进行加权平均，LCL滤 波器能够被简化为单电感滤波器，大为降低了闭环控制难度。缺点是需要额外反馈逆变桥 电流，增加了传感器数量，并且电网电感的变化会影响控制性能。相比于LCL滤波器有源阻 尼策略方面研宄，LLCL滤波器无阻尼策略方面研宄文献还比较少。采用无源阻尼方案，在 大容量APF应用中将不利于效率的提高；而采用一种有源阻尼和无源阻尼并联的混合阻尼 方案，能提高LLCL并网逆变器在弱电网中的稳定性，虽然提高了效率，却引入了一定的附 加损耗。

【发明内容】

[0008] 本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种基于LLCL滤波的有源电力滤 波器复合控制方法，利用数字系统固有延时，对LLCL滤波器不稳定极点位置进行配置，实 现LLCL滤波器的无阻尼电阻自稳定控制。
[0009] -种基于LLCL滤波的有源电力滤波器复合控制方法，其特征在于，包括以下步 骤：
[0010] (1)、PLL锁相环模块根据电网电压118得到电网电压的相位角0和角频率《
[0011] (2)、abc_dq0坐标变换模块根据相位角0，将电网电压ug变为dqO坐标系下的电 压u gd、ugq、ug(l，同时将三电平VSI交流侧电流h变为dqO坐标系下的电流i ld、ilq、i1Q;
[0012](3)、直流电压控制模块将三电平VSI直流侧电压的给定值'与三电平VSI直流 侦_压udel作差，再与三电平VSI直流侧电压u de2作差，将得到的差值进行PI控制，得到有 功电流给定值同时将三电平VSI直流侧电压叫^与三电平VSI直流侧电压u de2作差，将 得到的差值进行PI控制，得到中性线电流给定值< ;
[0013](4)、谐波电流检测模块将负载电流k进行离散傅里叶变换（DFT)得到谐波电流 iLdh、iLqh、lL0h5
[0014] (5)、电流控制模块计算输出控制量UpU^u。；
[0015] (5. 1)、计算电流A id:将有功电流给定值 < 与谐波电流求和再与电流i ld作 差，得到A心=(，+心-zw ;
[0016] (5. 2)、计算电流A iq:将谐波电流i _与电流i lq作差，得到A i q= i uh-ilq;
[0017] (5. 3)、计算电流A iQ:将中性线电流给定值 < 与谐波电流iQUi求和再与电流i 1(l作 差，得到 + z-i0/l - f10;
[0018] (5.4)、电流控制模块根据上述角频率《(|，将计算得到的八1[1、八1 (1、八1(|先进行复 合控制，再经过延时环节延时，得到控制量ud、Uq、Ud;
[0019] (6)、电网电压前馈模块将步骤（2)所述电压Ugd、Ugq、 Ug(l以及步骤（5)所述的输出 控制量Ud、Uq、％进行叠加，得到控制量V d、Vq、VQ;
[0020] (7)、dq〇-abC坐标变换模块根据上述相位角0，将步骤（6)所述的控制量V d、Vq、 V。变换到abc坐标系下的控制量V a、Vb、Vc;
[0021] (8)、5?￥1模块根据步骤（7)所述的控制量￥^1^。产生开关函数3 3,51^。，控制 三电平VSI的各个IGBT的开通关断，得到VSI输出电压信号；
[0022] (9) VSI输出电压信号和电网电压信号相互作用后，经过无阻尼电阻LLCL滤波器 转化为电流信号。
[0023] 本发明的发明目的是这样实现的：
[0024] 本发明发明一种基于LLCL滤波的有源电力滤波器复合控制方法，通过数字系统 固有延时，对LLCL滤波器不稳定极点位置进行配置，实现LLCL滤波器的无阻尼电阻自稳定 控制。在具体配置时，将LLCL滤波器直接与电网相连，减小了总电感量，降低系统成本和谐 波输出能力，还避免了传统无源阻尼的附加损耗和有源阻尼需要额外添加传感器或受模型 精度影响的问题，非常适合大功率逆变器应用。
【附图说明】
[0025] 图1是有源电力滤波器的一种具体实施框图；
[0026] 图2是电流控制模块进行PI控制内环的d轴控制结构图；
[0027] 图3是增加不同延时环节时，离散域PI控制内环开环波特图；
[0028] 图4是重复控制器在d轴的控制流程图；
[0029] 图5是增加不同延时环节时，重复控制外环稳定性验证图；
[0030] 图6是数字延时一拍后，本发明对有源电力滤波器补偿效果仿真图；
[0031] 图7是无数字延时一拍时，本发明对有源电力滤波器补偿效果仿真图。
【具体实施方式】
[0032] 下面结合附图对本发明的【具体实施方式】进行描述，以便本领域的技术人员更好地 理解本发明。需要特别提醒注意的是，在以下的描述中，当已知功能和设计的详细描述也许 会淡化本发明的主要内容时，这些描述在这里将被忽略。
[0033] 实施例
[0034] 图1是有源电力滤波器的一种具体实施框图。
[0035] 在本实施例中，先对有源电力滤波器的内部结构作说明，如图1所示，有源电力滤 波器主要包括主电路和控制部分。
[0036] 其中，主电路又包括三电平VSI 1、LLCL滤波器2、非线性负载3。三电平VSI 1通 过LLCL滤波器2与电网相连，非线性负载3直接与电网相连，从而组成了一个完整的有源 电力滤波器的主电路。
[0037] 控制部分包括：锁相环PLL 4、abc-dq0坐标系变换模块5、直流电压控制模块6、谐 波电流检测模块7、电流控制模块8、电网电压前馈模块9、dqO-abc坐标系变换10, SPWM调 制模块11，构成了有源电力滤波器的控制部分。
[0038] 下面结合实例对本发明进行详细说明：
[0039] S1、PLL锁相环模块根据电网电压ug获取到电网电压的相位角0和角频率《^
[0040]S2、abc-dqo坐标变换模块根据相位角9，将电网电压ug变换到dqO坐标系下的 电压ugd、u gq、ug(l，同时将三电平VSI交流侧电流i/变换到dqO坐标系下的电流i ld、ilq、i1Q;
[0041] S3、计算输出有功电流给定值G和中性线电流给定值<
[0042] 直流电压控制模块将三电平VSI直流侧电压的给定值与三电平VSI直流侧电 压u d。^差再与三电平VSI直流侧电压u de2作差，将得到的差值进行PI控制，得到有功电流 给定值；同时将三电平VSI直流侧电压叫^与三电平VSI直流侧电压u de2作差，将得到的 差值进行PI控制，得到中性线电流给定值< ;
[0043] S4、谐波电流检测模块将负载电流k进行离散傅里叶变换（DFT)得到谐波电流 iLdh、iLqh、lL0h5
[0044] S5、电流控制模块计算输出控制量ud、Up叫
[0045] S5. 1)、计算电流A id:将有功电流给定值与谐波电流求和再与电流i ld作 差，得到;
[0046] S5. 2)、计算电流A iq:将谐波电流i _与电流i lq作差，得到A i q= i uh-ilq;
[0047] S5. 3)、计算电流A 将中性线电流给定值 < 与谐波电流ig求和再与电流i 1(|作 差，得到 + z_Z0/i - z_10;
[0048]S5. 4)、电流控制模块根据上述角频率，将计算得到的A id、A iq、A :^先进行复 合控制，再经过延时环节延时，得到控制量Ud、Up Um
[0049] 在本实施例中，电流控制模块包括：PI控制器、重复控制器和基波周期延时环节， 且基波周期延时环节设置在PI控制器之后；其中，PI控制器的传递函数为：
[0050]
[0051] 具中，
例参=数，K ^积分参数，z为Z域算子；
[0052] 重复控制器的传递函数为：
[0053]
[0054] 其中，为基波周期延时环节，N为延时拍数，S(z)为补偿器，Q(z)为一个低通滤 波器。
[0055] 在本实施例中，PI控制器采用单PI控制，在增加了基波周期延时环节之后，电流 控制模块进行PI控制内环的d轴控制结构图如图2所示，PI控制模块和延时环节的控制 流程为：
[0056] (1)重复控制器的输出量ied经过PI控制后得到输出量u ed;
[0057] (2)Ural经过基波周期延时环节后，得到电流控制模块的最终输出量u d。
[0058] 验证电流控制模块PI控制内环的稳定性：图3 (a)为未加延时环节离散域PI控制 内环开环波特图，图3(b)为延时一拍后离散域PI控制内环开环波特图，图3(c)为延时两 拍后离散域PI控制内环开环波特图。当幅值裕度Gm > 0和相角裕度Pm > 0系统稳定，可 知，延时一拍和两拍时，PI控制内环是稳定的。
[0059] 在本实施例中，重复控制器在d轴的控制流程图，如图4所示，其中，低通滤波器 Q(z)为小于1的常数；补偿器S(z)由补偿相位的超前环节zk，一个均值滤波器匕⑴和一 个二阶低通滤波器组成F2 (z)，即：S (z) = (z) F2 (z)，其中，z为Z域算子，匕为重复控 制器增益；重复控制器控制流程为：
[0060] (1)有功电流给定值 < 与谐波电流求和再与电流i ld作差得到误差信号E(z) d；
[0061] (2)将误差信号E(z)d与复合控制器中的重复信号发生器（Q(Z)Z，输出信号相 加，得到中间信号U(z) d;
[0062] (3)将中间信号U(z)^过基波周期延时环节（，）和补偿器（S(z))后，得到补偿 器输出信号
[0063] (4)将误差信号E(z)^补偿器输出值i edl相加，得到重复控制器的输出量i ed;
[0064]验证电流控制模块重复控制外环稳定性。本实施例中，重复控制器参数为：Q(z) =0. 85,补偿相位的超前环，
二阶低通滤波器的转折频率选择3kHZ。 图5(a)未加延时环节的稳定性检验图；图5(b)为延时一拍后的稳定性检验图，图5(c)为 延时两拍后的稳定性检验图。由图可知，只有延时一拍时，电流控制模块重复控制外环是稳 定的。
[0065] S6、电网电压前馈模块将步骤（2)所述电压ugd、ugq、u g(l以及步骤（5)所述的输出 控制量Ud、Uq、％进行叠加，得到控制量V d、Vq、VQ;
[0066] S7、dq〇-abc坐标变换模块根据上述相位角0，将步骤（6)所述的控制量Vd、Vq、V Q 变换到abc坐标系下的控制量Va、Vb、Vc;
[0067] S8、SPWM模块根据步骤（7)所述的控制量￥3、￥13、1得到对应的开关函数33、5 )3、5。， 并依此来控制三电平VSI的各个IGBT的开通关断，得到VSI输出电压信号；
[0068] (9) VSI输出电压信号和电网电压信号相互作用后，经过无阻尼电阻LLCL滤波器 转化为电流信号。
[0069] 其中，LLCL滤波器中，其网侧电流至逆变桥侧电压的传递函数为：
[0070]
[0071] 其中，s为S域算子，VSI侧电感，L2为网侧电感，L,和C,为谐振支路的电感 和电容。
[0072] 图6为数字延时一拍后，本发明对有源电力滤波器补偿效果仿真图。
[0073] 其中电网线电压有效值为380V，额定功率为66. 7kW，开关频率为12. 8kHZ。LLCL 滤波器参数为 L1 为 0.1 mH，L2 为 0. 06mH，Cr 为 10 y F，Lr 为 15 y H。
[0074] 本实施例中，图6(a)中分别为负载电流，APF补偿电流和补偿后电网电流；图6(b) 中为负载电流和补偿后电网电流频谱图。从图中可以看出，利用数字系统固有延时一拍，能 够实现LLCL滤波器的无阻尼自稳定控制。负载电流总谐波畸变率（THD)为29. 29%，补偿 后电流总谐波畸变率（THD)为5. 81%。
[0075] 图7为没有数字延时一拍时有源电力滤波器补偿效果仿真图。
[0076] 图7(a)中分别为负载电流，APF补偿电流和补偿后网侦_流；图7(b)中为负载电 流和补偿后网侧电流频谱图。图（a)中补偿后电网电流严重畸变，图（b)中负载电流总谐 波畸变率（THD)为29. 21 %，补偿后电流总谐波畸变率（THD)为80. 80%。由此可知，未采 用数字延时一拍，由于LLCL滤波器的谐振峰导致系统不稳定。
[0077] 尽管上面对本发明说明性的【具体实施方式】进行了描述，以便于本技术领域的技术 人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于【具体实施方式】的范围，对本技术领域的普通技 术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些 变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。
【主权项】
1. 基于LLCL滤波的有源电力滤波器复合控制方法，其特征在于，包括以下步骤： (1) 、PLL锁相环模块根据电网电压u/导到电网电压的相位角Θ和角频率ω ^ (2) 、abc-dqO坐标变换模块根据相位角Θ，将电网电压ug变为dqO坐标系下的电压 ugd、u gq、ug(l，同时将三电平VSI交流侧电流I1变为dqO坐标系下的电流i ld、ilq、i1Q; (3) 、直流电压控制模块将三电平VSI直流侧电压的给定值与三电平VSI直流侧电 压ud。作差，再与三电平VSI直流侧电压u de2作差，将得到的差值进行PI控制，得到有功电 流给定值? ;同时将三电平VSI直流侧电压!!^与三电平VSI直流侧电压u de2作差，将得到 的差值进行PI控制，得到中性线电流给定值/；；; ⑷、谐波电流检测模块将负载电流k进行离散傅里叶变换（DFT)得到谐波电流i Uh、 1Lqh^ 1LOh^ (5) 、电流控制模块计算输出控制量ud、uq、Uci; (5. I)、计算电流△ id:将有功电流给定值 <；与谐波电流iUh求和再与电流i ld作差，得 ? ?Ι = h + hdh ~ hd ； (5. 2)、计算电流Δ iq:将谐波电流i _与电流i lq作差，得到Δ i q= i (5. 3)、计算电流Λ 4将中性线电流给定值 < 与谐波电流求和再与电流i 1(|作差， 丫导到 Δ/0 = + /￡0A -/1(); (5. 4)、电流控制模块根据上述角频率Otl，将计算得到的Λ id、Λ iq、Λ L先进行复合控 制，再经过延时环节延时，得到控制量Ud、Uq、Utl; (6) 、电网电压前馈模块将步骤（2)所述电压Ugd、Ug(1、Ug(l以及步骤（5)所述的输出控制 量Ud、Uq、Uci进行行叠加，得到控制量V d、Vq、V。； (7) 、dq〇-abc坐标变换模块根据上述相位角θ，将步骤（6)所述的控制量Vd、Vq、V Q变 换到abc坐标系下的控制量Va、Vb、Vc; (8) 、SPWM模块根据步骤（7)所述的控制量Va、Vb、V。产生开关函数S a，Sb，S。，控制三电 平VSI的各个IGBT的开通关断，得到VSI输出电压信号； (9) VSI输出电压信号和电网电压信号相互作用后，经过无阻尼电阻LLCL滤波器转化 为电流信号。2. 根据权利要求书1所述的基于LLCL滤波的有源电力滤波器复合控制方法，其特征在 于：所述无阻尼电阻LLCL滤波器中，其网侧电流至逆变桥侧电压的传递函数为：其中，s为S域算子子，L1S VSI侧电感，L 2为网侧电感，Lr和Q为谐振支路的电感和 电容。3. 根据权利要求1所述的基于无阻尼电阻LLCL滤波的有源电力滤波器复合控制方法， 其特征在于：所述的电流控制模块包括：PI控制器、重复控制器和基波周期延时环节，且基 波周期延时环节设置在PI控制器之后； 所述的PI控制器的传递函数为：其中，Kp为比例参数，K T为积分参数，Z为Z域算子； 所述的重复控制器的传递函数为：其中，为基波周期延时环节，S(Z)为补偿器，Q(Z)为一个低通滤波器。4.根据权利要求书3所述的基于LLCL滤波的有源电力滤波器复合控制方法，其特征在 于，所述的低通滤波器Q(Z)为小于1的常数。 所述的补偿器 S (z) =IirZkF1(Z)F2(Z) 其中，z为Z域算子，匕为重复控制器增益，z k为补偿相位的超前环节，F i (Z)为平均值 滤波器，F2(z)为二阶低通滤波器。
【专利摘要】本发明公开了一种基于LLCL滤波的有源电力滤波器复合控制方法，通过数字系统固有延时，对LLCL滤波器不稳定极点位置进行配置，实现LLCL滤波器的无阻尼电阻自稳定控制。在具体配置时，将LLCL滤波器直接与电网相连，减小了总电感量，降低系统成本和谐波输出能力，还避免了传统无源阻尼的附加损耗和有源阻尼需要额外添加传感器或受模型精度影响的问题，非常适合大功率逆变器应用。
【IPC分类】H02J3/01
【公开号】CN104882886
【申请号】CN201510249611
【发明人】张刚, 李凯, 郑宏, 邹见效, 徐红兵, 何东
【申请人】电子科技大学
【公开日】2015年9月2日
【申请日】2015年5月15日