输入电压不平衡时矩阵变换器的运行控制方法
【技术领域】
[0001] 本发明涉及一种输入电压不平衡时矩阵变换器的运行控制方法，属于矩阵变换器 领域。
【背景技术】
[0002] 矩阵式变换器是一种新型交-交变换器，具有体积小、重量轻和工作寿命长的特 点，被当作目前大量应用的背靠背变换器的替代拓扑之一，在国内外被广泛研宄。矩阵变换 器系统结构如图1所示。三相电源电压通过LC滤波器接到矩阵变换器的输入侧。矩阵变 换器的拓扑结构为双级矩阵变换器，也可为传统的单级矩阵变换器。矩阵变换器的输出侧 负载可为无源负载、电机负载或其它电压源型负载。控制器采集三相输入电压和三相输出 电流，通过控制策略和调制算法的运算，产生变换器各功率开关所需的驱动信号。
[0003] 在图1所示的矩阵变换器系统中，负载一般为三相平衡负载，输出电压和电流一 般为三相正弦平衡的交流电，此时负载吸收的有功功率保持为常值。而矩阵变换器的电源 一般为公用电网，受电力系统中其它不对称负载的影响，输入三相电压一般不平衡。矩阵变 换器不包含储能元件，在实际中常采用恒定功率控制策略，以抑制输入电压不平衡对输出 性能的影响。
[0004] 在传统的恒定功率控制策略中，输入电流矢量的相角设定为输入电压矢量的相 角，从而使得输入侧功率因数始终保持为1。在这种控制方式下，输入电流的a0分量iia 和iiP为：
[0005]
[0006] 其中为输入侧有功功率给定值，由负载决定；（?「为输入侧无功功率给定值，在 传统控制方式下(?、=〇 ;uia和uiP为输入电压的a|3分量，不失一般性，可将它们的表达式 写为：
[0007]
[0008] 其中A为uia的幅值；B为uiP的幅值i为输入电压角频率；t为时间；屮为uia与uiP之间的相角差。在输入电压不平衡时，A辛B，9#〇。
[0009] 论文"矩阵变换器输入电压不平衡时输入电流谐波含量的降低"，IEEE工业电子会 干丨J，卷：45,期：3,页码：401_410，1998年6月（Reductionoftheinputcurrentharmonic contentinmatrixconvertersunderinputoutputunbalance,IEEETrans.Ind. Electron.，vol. 45,no. 3,pp. 401 - 410,Jun. 1998)，已经证明：在输入电压不平衡时，传统 控制策略会导致输入电流严重畸变，波形质量较差。设《i= 300Jr、A= 1. 0pu、B= 0. 9pu、 Pi#=l.Opu和（?〔=〇. 〇pu(其中pu表示标幺值），由式⑴产生的输入电流iia和iiP波 形如图2(a)所示，谐波分析结果分别如图2(b)和图2(c)所示。由图可知，iia和iifi的波 形畸变严重，均包含了大量的3、5、7……等奇数次谐波。
【发明内容】
[0010] 本发明提出了一种输入电压不平衡时矩阵变换器的运行控制方法，以在输入电压 不平衡时获得正弦的输入电流，提高输入电流的波形质量。
[0011] 本发明为解决上述技术问题采用以下技术方案：
[0012] 一种输入电压不平衡时矩阵变换器的运行控制方法，包括如下步骤：
[0013] (1)采集三相输入电压uiA、uiB和uiC，通过下式所述的三相静止坐标系到两相静止 坐标系的坐标变换（Clarke坐标变换）计算出输入电压的a|3分量uia和uiP:
[0014]
[0015] (2)采用滤波器N(s)对uia的平方<、uiP的平方以及uia与uiP的乘积 uia ?Uifi分别进行滤波处理，得到信号U^七和U3，即
[0016]
[0017]
[0018] u3=N(s)uiauiP
[0019] (3)根据步骤⑵得到的Ul、ianu3，通过下面三式计算出输入电压a分量uia的 幅值A、输入电压|3分量uiP的幅值B和uia与uiP之间的相角差的正弦值sincp:
[0023](4)根据步骤（1) 一（3)获得的信号，计算出输入无功功率给定值
[0024]
[0025] 其中，为输入有功功率给定值；
[0026] (5)根据Pi'QilPuu与uifi，计算出用于调制算法实现的输入电流a0分量iia 和iifi:
[0027]
[0028] (6)结合矩阵变换器的输出侧控制，根据iia和iifi实现矩阵变换器的空间矢量调 制算法，产生各功率开关的驱动信号。
[0029] 所述步骤⑵所采用的滤波器N(s)的表达式为：
[0030]
[0031] 其中，s为微分算子；％为输入电压角频率；《p为大于2?啲正数；为大于0 的实数。
[0032] 所述步骤（4)中的输入有功功率给定值由下式计算出：
[0033] P；= 1.5(u0ai0a+u0Pi0f))
[0034] 其中，、。和Um为输出电压的a|3分量，i。。和i#为输出电流的a|3分量，u_、 U#、1。。和i。3均由常见的输出侧开环控制策略或者闭环控制策略产生。
[0035] 所述步骤（6)的具体实现步骤为：
[0036] (6-1)根据下面两式分别计算出矩阵变换器的调制比m和输入电流矢量相角
[0039]其中，Id。为直流母线电流；函数atan2(y,x)表示以坐标原点为起点，指向点（X，y) 的射线在坐标平面上与a轴正方向之间的角度；
[0040] (6-2)根据变换器的调制比m和输入电流矢量相角0 n，结合输出电压矢量相角 0W，采用矩阵变换器常用的空间矢量调制算法，产生各功率开关的驱动信号。
[0041] 所述步骤（6-1)中的直流母线电流Id。由下式计算出：
[0042]
[0043] 其中，、。和Um为输出电压的a|3分量，i。。和i#为输出电流的a|3分量，u_、 U#、1。。和i。3均由常见的输出侧开环控制策略或者闭环控制策略产生。
[0044] 所述步骤（6-2)中输出电压矢量相角0w由下式计算出：
[0045] 0 ou=atan2 (uof3,u〇a)
[0046] 其中，为输出电压的a |3分量。
[0047] 本发明的有益效果如下：
[0048] 在输入电压不平衡时，本方法能够显著降低输入电流中的谐波，获得纯正弦的三 相式波形，提高了波形质量。而且本方法不影响输出侧电压性能，也能够获得正弦平衡的三 相输出电压和电流。本方法仅需要一种滤波器，其结构简单，参数调节方便，容易实现。
【附图说明】
[0049] 图1矩阵变换器系统结构图。
[0050] 图2传统控制方式下，输入电流的波形及频谱分析：(a)iia和iifi的波形；(b)iia 的谐波分析结果；（c)iifi的谐波分析结果。
[0051] 图3本发明控制方法的框图。
[0052] 图4本发明所采用的滤波器器N(s)的频谱特性。
[0053] 图5采用本发明控制方法获得的输入电流及频谱分析：(a)iia和iifi的波形；(b) iia的谐波分析结果；（c)iifi的谐波分析结果。
【具体实施方式】
[0054] 下面结合附图对本发明创造做进一步的详细说明。
[0055] 设输入电流为纯正弦电流时，其a |3分量的表达式为：
[0056]
[0057] 其中，C为iia的幅值；q>l为iia与uia的相角差；D为iiP的幅值；屮2为iiP与 uia的相角差。此时，输入侧实际有功功率Pi为：
[0058]Pi= 1. 5(uiaiia+uiPiiP) (4)
[0059] 矩阵变换器不具有储能元件，输入侧发出的有功功率和负载吸收的有功功率相 等。当负载吸收的有功功率保持为常数P;时，输入侧实际有功功率Pi应和P^相等，即：
[0060] Pi=Pi* (5)
[0061] 经过一些繁琐但并不困难的公式推导，由
式（2)_(5)可解得：
[00621
[0063] 从而输入电流的表达式为：
[0064]
[0065] 即当输入电流具有式（7)所示的表达式时，可同时保证输入电流为纯正弦电流和 负载吸收的有功功率不受影响。此时，输入侧实际无功功率Qi为：
[0066] Qi= 1. 5(uiaiip-uiPiia) (8)
[0067] 将式⑵和（7)代入到⑶可得：
[0068]
[0069] 在实际中，控制器只能采集到三相输入电压uiA、uiB和uiC，并通过Clarke坐标变换 计算出输入电压的a0分量uia和uifi，而无法知道时间变量t。因此通过一些繁琐但并不 困难的公式推导，基于式（2)将式（9)中的变量t消除可得：
[0070]
[0071] 在输入电压不平衡时，A辛B，((>#〇,此时0。若令与Qi相等，即
[0072]
[0073] 根据推导过程的可逆性，则可知实际的输入电流表达式即为式（7)所示的纯正弦 电流，且不会影响负载吸收的有功功率。因此，为获得正弦的输入电流，需将式（1)中的 设定为式（11)所示的值而不是0。
[0074] 根据上述原理，为获得纯正弦的输入电流，本发明提出了图3所示的控制方法。要 通过式（11)计算0，a、b和sinp的计算非常关键。由图3可知，本发明通过滤波器N(s) 从uia和uiP提取出A、B和sinp。下面进行进一步说明。
[0075] A为uia的幅值，可采用控制器从uia中提取出。根据式（2可知，uia的平方为 ll\a
[0076]
[0077] 因此，若能完全滤除％1的频率为2 ?啲正弦量，即可获得f,进而计算出A。本 发明采用的滤波器为N(s)，其表达式为：
[0078]
[0079] 其中，s为微分算子，为大于2?i的任意正数，为大于0的任意实数。N(s)的 频谱特性如图4所示，由图可知，N(s)在频率为2〇^(100抱）处的增益为0,而在直流（频 率为0)处增益为1。因此，N(s)可完全滤除Wi2a*频率为的正弦信号，而对直流信号 没有任何影响。
[0080] 类似的，B为uifi的幅值，可采用控制器从uifi中提取出。根据式（2)可知，uifi的 平方为:
[0081]
[0082] 也可采用滤波器N(s)从提取出f，并进一步计算出B。
[0083] 对于sin<p，需从uia和uiP的乘积uiauiP中提取出。根据式⑵可得uiauiP的表 达式为：
[0084]
[0085] 因此也可采用滤波器N(s)滤除uiauiP中频率为2?i的正弦信号，获得， 结合上面获得的A和B可进一步计算出sinq>。
[0086] 除了A、B和Sillcp，式（11)中还有未知变量需要计算。输入有功功率与输出有 功功率相等，因此P;可由下式计算出：
[0087] Pi*= 1. 5(u〇ai〇a+uopiop) (16)
[0088] 其中，、。和Um为输出电压的a|3分量，i。。和i#为输出电流的a|3分量，u_、 U#、1。。和i。3均由常见的输出侧开环控制策略或者闭环控制策略产生。
[0089] 在获得PAA、B和sincp后，可根据式（11)计算出f，进一步由式（11)计算出iia 和iifi，随后即可实现矩阵变换器常采用的空间矢量调制算法。变换器的调制比m为：
[0090]
[0091] 输入电流矢量的相角为：
[0092]
[0093] 其中Id。为直流母线电流；函数atan2(y,x)表示以坐标原点为起点，指向点（X，y) 的射线在坐标平面上与a轴正方向之间的角度。结合输出电压矢量相角0^，采用空间矢 量调制算法产生各功率开关的驱动信号。
[0094] 在本发明的控制方法中，直流母线电流Id。和输出电压矢量的相角0 "由矩阵变换 器常用到的关系式计算出：
[0095]
[0096] 0 ou=atan2(u oP) u〇a)
(20)
[0097] 采用图3所示的本发明控制方法获得的输入电流iia和iifi波形如图5(a)所示， 谐波分析结果分别如图5(b)和图5(c)。由图可知，iia和iifi均为纯正弦电流，不包含谐 波电流。与图2所示的传统方法产生的输入电流进行对比可知，本发明控制方法显著提高 了输入波形质量。
【主权项】
1. 一种输入电压不平衡时矩阵变换器的运行控制方法，其特征在于，包括如下步骤： (1)采集三相输入电压uiA、uiB和u iC，通过下式所述Clarke坐标变换计算出输入电压 的α β分量Ui α和u i J3:⑵采用滤波器N (s)对Ui α的平方、Uiρ的平方#以及Ui α与u i ρ的乘积u i α 'ρ 分别进行滤波处理，得到信号Ul、112和u 3，即(3) 根据步骤（2)得到的Ul、udP U3，通过下面三式计算出输入电压α分量Uia的幅 值Α、输入电压β分量u iP的幅值B和uia与uiP之间的相角差的正弦值sincp :(4) 根据步骤（1) 一（3)获得的信号，计算出输入无功功率给定值其中，为输入有功功率给定值； (5) 根据Pi'和Uia与Uifi，计算出用于调制算法实现的输入电流α β分量iia和 ??β ：(6)结合矩阵变换器的输出侧控制，根据iia和i ifi实现矩阵变换器的空间矢量调制算 法，产生各功率开关的驱动信号。2. 根据权利要求1所述的输入电压不平衡时矩阵变换器的运行控制方法，其特征在 于，所述步骤（2)所采用的滤被器的衷伏式为：其中，s为微分算子；ω i为输入电压角频率；ω p为大于2 ω ^勺正数；?为大于〇的实 数。3. 根据权利要求1所述的输入电压不平衡时矩阵变换器的运行控制方法，其特征在 于，所述步骤（4)中的输入有功功率给定值由下式计算出： Pi*= I. 5(u0ai0a+u0pi0p) 其中，为输出电压的α β分量，
