无源互调干扰的保持服务的监测和消除的制作方法

无源互调干扰的保持服务的监测和消除的制作方法
【技术领域】
[0001] 本发明涉及一种无线通信系统的收发两用机。具体地，本发明涉及无线通信系统 的收发两用机中的无源互调干扰的消除。
【背景技术】
[0002] 在无线基站中，上行链路频带内的不良干扰信号可能会严重劣化上行链路接收机 的灵敏度。图1是使用频分双工（FDD)的无线通信系统中的基站100的框图，其中，基站100 在下行链路发射机102与上行链路接收机103之间共享天线101。如图1所示，双工器104 是使反向接收机信号110与前向发射机信号111隔离的三端口射频（RF)滤波器。功率放 大器（PA) 105提供的前向发射机信号111通常是高功率RF信号。天线101将发射机信号 101从双工器104发送至自由空间。被劣化的天线组件中的非线性接点（例如连接器）和 天线101附近的生锈物件（例如金属栅栏）引入了反向（即，返回接收机102)的无源互调 (PM)干扰。PM现象因而也被称为"锈螺栓现象（rustybolteffect)"，并已被无线产业 认为是一个困难和复杂的问题。
[0003] 可以在天线安装期间，利用当前可用的仪器，使用高功率、双音信号对PIM干扰进 行检测。然而，PIM问题通常只在安装几年之后由于逐渐劣化才浮现出来。执行基于仪器 的PIM检测会中断服务。此外，当基站已经开始服务时，仪器测试可能是不允许的，这是因 为PIM测试在未许可给服务提供商的频段中向自由空间发送高功率RF信号。

【发明内容】

[0004] 根据本发明的一个实施例，一种耦合于天线的收发机，包括：(a)多端口滤波器， 其具有親合于该天线的双向端口、至少一个输入端口和至少一个输出端口；(b)发送数据 通路，其接收传输信号并通过多端口滤波器提供传输信号以便由天线进行传输，该发送数 据通路耦合于多端口滤波器的输入端口；（c)接收数据通路，其从天线接收接收信号，该接 收数据通路耦合于多端口滤波器的输出端口；（d)耦合于天线的带通滤波器，用于接收包 括外部信号、传输信号和接收信号中的两个或更多个信号之间的互调分量的采样信号；以 及（e)监测和消除电路，其接收传输信号、接收信号和采样信号以消除互调分量。
[0005] 根据本发明的一个实施例，互调分量可以是传输信号与接收信号之间的或者外部 信号与传输信号之间的互调。外部信号可以具有与传输信号的预定频带一致的频率分量， 或者外部与传输信号可以具有不同的非交迭频带。
[0006] 根据本发明的一个实施例，采样信号可以通过与多端口滤波器的双向端口进行联 接或与多端口滤波器的输入端口进行联接的耦合器来获得。或者，采样信号通过多端口滤 波器的第二输出端口来获得。
[0007] 根据本发明的一个实施例，发送数据通路可以包括峰值因子缩减处理器。该发送 数据通路可以包括：（i)将传输信号变换为RF信号的数字至RF的变换器；（ii)提供经预 失真的RF信号的模拟线性化器；以及（iii)用于放大经预失真的RF信号以便由天线进行 传输的功率放大器。或者，发送数据通路可以包括（i)接收传输信号以提供经预失真的传 输信号的数字信号处理器；（ii)将经预失真的传输信号变换为RF信号的数字至RF的变换 器；以及（iii)用于放大RF信号以便由天线进行传输的功率放大器。
[0008] 根据本发明的一个实施例，监测和消除电路包括互调消除电路，其对互调分量中 的非线性进行建模。在一些实施例中，根据多项式函数来对非线性进行建模。在一些实施 例中，根据有理近似技术来对非线性进行建模。互调消除电路可以包括用于使传输信号、接 收信号和采样信号中的至少两个信号在时间上对齐的延迟单元。互调消除电路可以包括低 通滤波器和一个或多个本地振荡器。在一个实施例中，本地振荡器中的一个具有与上行链 路-下行链路频率间隔相对应的频率。在另一个实施例中，本地振荡器具有与传输信号与 外部信号之间的间隔相对应的频率。
[0009] 根据本发明的一个实施例，互调消除电路根据一组自适应调整的参数来操作。互 调消除电路的参数是基于成本函数的最小化来调整的。可以根据均方误差准则或者误差信 号或其频谱的加权均方来使成本函数最小化。或者，可以根据信号质量品质因数来使成本 函数最小化。信号质量品质因数与信号干扰比或误差向量幅度相对应。
[0010] 通过对以下详细描述和附图进行考虑可以更好地理解本发明。
【附图说明】
[0011] 图1是使用频分双工（FDD)的无线通信系统中的基站100的框图，其中，基站100 在下行链路发射机102与上行链路接收机103之间共享天线101。
[0012]图2是根据本发明的实施例的支持PM监测和消除的FDD模式无线收发机系统 200的框图。
[0013] 图3是根据本发明的一个实施例的PIM监测和消除子系统208的框图。
[0014] 图4根据本发明的一个实施例示出了PM消除器302的一般实施方式。
[0015] 图5示出了按照测量和两个分析模型的、根据具有平衡的双音输入的SMC连接器 的平均输入功率的三阶P頂功率的变化。
[0016] 图6是用于无记忆非线性模型的数字电路600的原理图。
[0017] 图7根据本发明的一个实施例示出了PM消除器700,其是PM消除器302的一种 实施方式。
[0018] 图8根据本发明的一个实施例示出了电路800,其是图7的PM消除器700的A类 P頂模型701的一种实施方式。
[0019] 图9根据本发明的一个实施例示出了电路900和950,其提供了图7的PIM消除器 700的B/C类PM模型702的一种实施方式。
[0020] 图10根据本发明的一个实施例示出了B类PIM模型中的无线收发机系统1000,其 使用放置在PA与终端双工器之间的耦合器来抽取外部信号。
[0021] 图11根据本发明的一个实施例示出了在C类PM模型中使用具有三工器的无线 收发机系统1100,这是由于本机信号和外部信号在不同的下行链路频带处。
[0022] 图12根据本发明的一个实施例示出了使用数字预失真技术以使功率放大器线性 化的无线收发机系统1200。
[0023] 在附图中，类似的元素被指派类似的参考标号。
【具体实施方式】
[0024] 本发明者认识到，在FDD系统中，至少存在三类PM干扰。第一类，g卩"A类PM干 扰"，是由在非线性接点处的PA输出信号的自混合导致的。在本详细描述中，BW表示期望 的收发机信号的带宽，而表示下行链路/上行链路频率间隔。例如，在按照3GPP长期演 进（LTE)的2#频带操作的基站中，其下行链路频率范围是1930~1990MHz，上行链路频率 范围是1850~1910MHz，fK= 80MHz且BW彡60MHz。因而，在该系统中，当条件BW>fK/ (m+1)满足时，（2m+l)阶互调落入接收机频带。在这样的系统中，对于具有相对大的带宽和 相对小的下行链路/上行链路间隔的FDD频带而言，A类PM是有问题的。
[0025] 在PM现象的不同阶中，三阶现象具有最高互调功率。下表示出了三阶PM可以 发生的LTE频带（如3GPPTS36. 104中定义的）。
[0026]
[0027] 表 1
[0028] 由于来自附近天线的外部信号凭借天线间耦合馈入本机天线，因此可能由本机PA 输出信号与外部信号之间的非线性交互而导致PM。"B类PIM干扰"在本机PA输出信号和 外部信号占用相同下行链路频带的不同部分时发生。上面表1示出的LTE频带容易受到B 类PIM干扰的影响。
[0029] "C类PIM干扰"在本机PA输出信号和外部信号属于不同的下行链路频带时发生。 表2示出了可能具有归于三阶PM的C类PM干扰的FDD模式LTE频带的列表。例如，LTE 4#下行链路频带（2110~2155MHz)与2#频带（1930~1990MHz)之间的三阶PM可能落 入4#上行链路频带（1710~1755MHz)中。减小本机PA信号的带宽可以抑制A类P頂干 扰，但是对B类和C类PIM干扰具有极小或没有影响。
[0030]
[0031]表2
[0032] 本发明通过提供PM监测和消除来减轻PM干扰。图2是根据本发明的实施例 的支持P頂监测和消除的FDD模式无线收发机系统200的框图。如图2所示，系统200包 括数字基带集成电路201 ( "BBIC"），其执行基带信号数据处理。混合信号收发机集成电 路202与数字处理域和RF或模拟信号域对接。混合信号收发机集成电路202包括具有峰 值因子缩减（crest-factorreduction，CFR)处理器203的发射机部分，其中，CFR处理器 203在数字至RF的上变换器204之后。适合于在CFR处理器203中实现的峰值因子缩减方 法的例子可以在于2013年5月17日提交的、序列号为13/897, 119,题目为"CrestFactor ReductionforBand-LimitedMulti-CarrierSignals" 的共同未决的美国专利申请中找 到。该'719申请的全部公开内容故以引用方式并入本申请。可以通过RF域中的预失真技 术或基带中的数字预失真技术使功率放大器（PA) 207线性化。图2示出了RF功率放大器 线性化器（RFPAL) 205,其将预失真技术应用于RF信号以使功率放大器207线性化。RFPAL 205使用加利福尼亚洲圣塔克拉拉的新泰拉网络公司开发的技术。如图2所示，PA207的 线性化信号被提供给双工器210，然后通过天线211发送至自由空间。
[0033] 在图2中，天线211也被用于从自由空间接收RF信号给混合信号收发机集成电路 202。将被接收至混合信号收发机集成电路202的接收机部分的RF信号通过低噪声放大器 (LNA) 209适当放大后，由双工器210转发给RF至数字的下变换器206。RF至数字的变换器 206提供由r(t)表示的复值数字信号作为输出。被称为接收信号的信号r(t)包含期望的 信号分量，以及叠加的P頂干扰。例如，B类或C类PIM干扰可能由于PA输出信号241与外 部信号交互而呈现。外部信号可能馈入朝向混合信号收发机集成电路202的天线211。在 图2中，放置在双工器204的输出端口与天线211的输入端口之间的耦合器212提供天线 反向信号的拷贝。例如，耦合器212的耦合率可以是20~30dB。带通滤波器（BPF)213抑 制不期望的频率分量（例如，发射机102的频带中的天线反射），但保留从外部信号耦合的 PIM干扰。混合信号收发机集成电路202还包括PIM监测和消除子系统208,其接收：（i)来 自CFR处理器203的发送信号s(t)、（ii)RF至数字的下变换器206的接收信号r(t)、（iii) 来自BPF213的输出端子的、经滤波的反向信号以及（iv)来自数字基带集成电路201的控 制信号Q〇S( "信号质量"）。在消除PM干扰之后，输出信号y(t)被传递到数字基带集成 电路201。
[0034] 图3是根据本发明的一个实施例的PM监测和消除子系统208的框图。如图3所 示，PM监测和消除子系统208包括RF至数字的下变换器301，其将BPF213的经滤波的反 向信号变换为由x(t)表示的复值数字信号（"经下变换的反向信号"）。因而，天线反向信 号中不期望的频率分量首先通过BPF213的RF域滤波去除，然后通过RF至数字的下变换 器301中的模拟滤波、数字滤波或两者去除。PIM消除器302是数字处理器，其接收发送信 号s(t)、接收信号r(t)和经下变换的反向信号x(t)，这些信号都是复值数字输入信号。如 图3所示，在参数适配电路303中，基于QoS信号来自适应调整PIM消除器302的参数，以 达到在目前操作条件下的最佳PIM消除性能。
[0035] 图4根据本发明的一个实施例示出了PM消除器302的一般实施方式400。在图 4中，ts延迟块401、tx延迟块402和t^延迟块403是整数米样延迟，Gi(.)块408-i是 PM源的n个无记忆非线性模型中的第i个，并且S,延迟块404-i，di延迟块405-i，c#夬 406-i和求和器407-i形成用于获得分数延迟的n个插值FIR滤波器中的第i个。（^块 406-i是n个复数增益中的第i个。LPF块412是用作信道滤波器的低通滤波器。数字本 地振荡器410具有频率，其是下行链路-上行链路频率间隔（S卩，针对将要接收的信号与 将要发送的信号之间的互调）。数字本地振荡器415具有频率fx，其是外部-发送频率间 隔（即，针对正在发送的信号与外部信号之间的互调）。因此，PIM消除器302的输出信号 y(t)可以被表达为：
[0036] (1)
[0037] 传统的奇阶多项式模型往往不足以提供PM源非线性的良好建模。根据本发明， 提供了两种建模方法来对P頂源非线性进行建模。在第一种方法，即有理近似模型中，PM 源非线性被表达为：
[0038]
[0039] 其中，z表示PM源非线性模型的复值输入，是复值参数，e1和yi是非负实值 参数（通常，、/、<0. 05)。或者，在第2种方法，即三阶和四阶多项式模型中，PM非线 性被表达为：
[0040] Gi(z) =a! |z|S+bi|z13z(3)
[0041] 其中，aJPbi是复值参数。
[0042] 图5示出了按照测量和两个分析模型的、根据具有平衡的双音输入的SMC连接器 的平均输入功率的三阶P頂功率的变化。即使对于这样的具有_65dBm的PIM功率（输入 为43dBm)的最坏情况的连接器，有理近似模型（图5中2#模型）也是令人惊讶的准确。当 P頂功率低于-85dBm时，三阶和四阶多项式模型（1#模型）是适用的。
[0043] 图6是用于无记忆非线性模型的数字电路600原理图。如图6所示，包络电路601 提供复数输入值z的包络，其用于通过查找表（LUT)603获得按照所实现的模型的非线性 值。PM非线性Gi(z)是在复数乘法器602中计算的输入值z与来自LUT603的模型值之 间的复数乘积。LUT603被编程为对于实现的非线性模型保持预计算值。
[0044] 图7根据本发明的一个实施例示出了PM消除器700,其是PM消除器302 -种实 施方式。在PM消除器700中，A类干扰和B类干扰或C类干扰在A类PM模型701和B/ C类PM模型702中被消除。
[0045] 图8根据本发明的一个实施例示出了电路800,其是图7的A类PM模型701的一 种实施方式。电路800是图4的电路400的特殊化实施方式，特别用于A类PIM干扰。电路 800假定有2个PM源。采用有理近似非线性模型，(?)和B2 (?)的无记忆非线性提供：
[0046]
[0047] 或者，采用三阶和四阶多项式模型，BJ.)和B2(.)的无记忆非线性可以是：
[0048] B: (x) = |x|2x,B2(x) = |x13x(5)
[0049] 图9根据本发明的一个实施例示出了电路900和950,其提供了图7的PIM消除 器700中的B/C类PM模型702的一种实施方式。在电路900和950中，仅考虑了发送信 号与外部信号之间的三阶互调。在这个实施例中，电路900PIM针对在fx~fK时发生的干 扰，而电路950针对在fx~fK/2时发生的干扰。本发明者认识到，PM干扰经常在fx~fK 和fx~fK/2时发生。如图9 (a)所示，为了隔离fx~f^寸的干扰，数字本地振荡器907被 设置为频率Af=fK-fx。类似地，为了隔离fx~fK/2时的干扰，数字本地振荡器957被设 置为频率Af=fK-2fx。
[0050] 使用监测和可调控制参数可以自适应地控制本发明的PM消除器。例如，自适 应控制技术通过优化成本函数来调整控制参数。例如在于2012年3月13日颁发的题为 "MethodandApparatustoOptimizeAdaptiveRadio-FrequencySystems" 的美国专利 8, 136, 081中公开了适用的自适应控制技术的一个例子。该'081专利的全部公开内容故 以引用方式并入本申请。例如，在一个实施例中，可以使用两种方法中的一种来构造成本函 数。
[0051] 第一种方法采用PM消除器的输出信号y( t)作为参数识别的误差信号，并按照均 方误差（MSE)使误差信号y(t)最小化。例如，成本函数可以是PIM消除器的输出信号的 平均功率（即传统的MSE)，或误差信号的加权均方JW(f)Y(f)df，其中，Y(f)是误差信号 y(t)的功率谱，W(f)是频谱窗。
[0052] 或者，按照第二种方法，成本函数可以是通过在BBIC中对PM消除器的输出信号 进行解调所获得的信号质量（QoS)，例如，参考符号的误差向量幅度（EVM)或信号干扰比。 例如，在图2中，基带处理器201基于PM消除器208的输出误差信号y(t)来提供QoS信 号。
[0053] 另外，在用于P頂消除器700 (图7)的A类PM模型702 (图8)中，最小均方（LMS) 算法为复值FIR系数提供适配方法。LMS算法利用PIM消除器的输出信号与FIR抽头输出 信号之间的相关性来调整相应的FIR系数。在B类PM模型（例如，图9的电路900)中， 其中，互调发生在位于相同的下行链路频带内的本机发送信号和外部信号之间，如图10的 无线收发机系统1000所示，外部信号可以通过放置在PA与终端双工器之间的耦合器抽取。
[0054] 在C类PIM模型中，因本机信号和外部信号在不同的下行链路频带处，故可以使用 三工器以在两个不同频带中提供反向信号。图11示出了系统，其中，三工器1101包括用于 分别在上行链路接收机频带和外部信号频带中提取信号的接收端口。
[0055] 本发明的PIM监测和消除方法适用于收发机系统，其中，通过数字预失真（DTO) 技术使PA线性化。图12根据本发明的一个实施例示出了使用数字预失真技术以使功 率放大器线性化的无线收发机系统1200。例如，在于2014年1月28日提交的、题目为 "AdaptivelyControlledDigitalPre-distortioninanRFPowerAmplifierUsingan IntegratedSignalAnalyzerwithEnhancedAnalog-to-DigitalConversion" 的、序列 号为14/166, 422的共同未决美国专利申请中公开了适用于无线收发机系统1200的数字预 失真技术。该'422专利申请的全部公开内容故以引用方式并入本申请。利用该'422专利 申请中公开的技术，DH)子系统1202中的数据处理器是非常低功率的并占有极少的芯片面 积。因此，DH)子系统1202可以被容易地集成在混合信号收发机集成电路1203上。DH)子 系统1202的参数可以由信号分析仪1201来控制。信号分析仪1201不需要被集成在混合 信号收发机集成电路1203上，这是由于用于PA监测的模数转换器与在上行链路接收中使 用的模数转换器具有非常不同的要求。
[0056] 提供上面的详细描述以说明本发明的具体实施例，并无意限制。本发明范围内的 众多修改和变化是可能的。在所附权利要求中阐述了本发明。
【主权项】
1. 一种耦合于天线的收发机，包括： 多端口滤波器，具有親合于所述天线的双向端口、至少一个输入端口和至少一个输出 端口； 发送数据通路，接收传输信号并通过所述多端口滤波器提供所述传输信号以便由所述 天线进行传输，所述发送数据通路耦合于所述多端口滤波器的所述输入端口； 接收数据通路，从所述天线接收接收信号，所述接收数据通路耦合于所述多端口滤波 器的所述输出端口； 耦合于所述天线的带通滤波器，用于接收包括外部信号、所述传输信号和所述接收信 号中的两个或更多个信号之间的互调分量的采样信号；以及 监测和消除电路，接收所述传输信号、所述接收信号和所述采样信号以消除所述互调 分量。2. 如权利要求1所述的收发机，其中，所述互调分量包括所述传输信号与所述接收信 号之间的互调。3. 如权利要求1所述的收发机，其中，所述互调分量包括所述外部信号与所述传输信 号之间的互调。4. 如权利要求3所述的收发机，其中，所述外部信号具有与所述传输信号的预定频带 一致的频率分量。5. 如权利要求1所述的收发机，其中，所述外部信号与所述传输信号具有不同的频带。6. 如权利要求1所述的收发机，还包括： 与所述多端口滤波器的所述双向端口进行联接的耦合器，用于向所述带通滤波器提供 所述采样信号。7. 如权利要求1所述的收发机，还包括： 与所述多端口滤波器的所述输入端口进行联接的耦合器，用于向所述带通滤波器提供 所述采样信号。8. 如权利要求1所述的收发机，其中，所述多端口包括向所述带通滤波器提供所述采 样信号的第二输出端口。9. 如权利要求1所述的收发机，其中，所述发送数据通路包括峰值因子缩减处理器。10. 如权利要求1所述的收发机，其中，所述发送数据通路包括： 数字至RF的变换器，将所述传输信号变换为RF信号； 模拟线性化器，用于提供经预失真的RF信号；以及 功率放大器，用于放大所述经预失真的RF信号以便由所述天线进行传输。11. 如权利要求1所述的收发机，其中，所述发送数据通路包括： 数字信号处理器，接收所述传输信号以提供经预失真的传输信号； 数字至RF的变换器，将所述经预失真的传输信号变换为RF信号；以及 功率放大器，用于放大所述RF信号以便由所述天线进行传输。12. 如权利要求1所述的收发机，其中，所述接收数据通路包括： RF至数字的转换器，将所述接收信号变换为数字形式。13. 如权利要求12所述的收发机，其中，所述监测和消除电路包括： 第二RF至数字的变换器，将所述采样信号变换为数字形式。14. 如权利要求13所述的收发机，其中，所述监测和消除电路还包括互调消除电路。15. 如权利要求14所述的收发机，其中，所述互调消除电路包括：对所述互调分量中的 非线性进行建模的电路。16. 如权利要求15所述的收发机，其中，根据多项式函数来对所述非线性进行建模。17. 如权利要求15所述的收发机，其中，根据有理近似技术来对所述非线性进行建模。18. 如权利要求14所述的收发机，其中，所述互调消除电路还包括： 延迟单元，用于使所述传输信号、所述接收信号和所述采样信号中的至少两个信号在 时间上对齐。19. 如权利要求14所述的收发机，还包括低通滤波器。20.如权利要求14所述的收发机，还包括本地振荡器。21. 如权利要求20所述的收发机，其中，所述本地振荡器具有与上行链路-下行链路频 率间隔相对应的频率。22.如权利要求20所述的收发机，其中，所述本地振荡器具有与所述传输信号与所述 外部信号之间的间隔相对应的频率。23. 如权利要求14所述的收发机，其中，所述互调消除电路根据一组自适应调整的参 数来操作。24. 如权利要求23所述的收发机，其中，所述互调消除电路的所述参数是基于成本函 数的最小化来调整的。25. 如权利要求24所述的收发机，其中，根据均方误差准则或者误差信号或其频谱的 加权均方来使所述成本函数最小化。26. 如权利要求24所述的收发机，其中，根据信号质量品质因数来使所述成本函数最 小化。27. 如权利要求26所述的收发机，其中，所述信号质量品质因数与信号干扰比相对应。28. 如权利要求26所述的收发机，其中，所述信号质量品质因数与误差向量幅度相对 应。
【专利摘要】一种耦合于天线的收发机，包括：(a)多端口滤波器，其具有耦合于该天线的双向端口、至少一个输入端口和至少一个输出端口；(b)发送数据通路，其接收传输信号并通过多端口滤波器提供传输信号以便由天线进行传输，该发送数据通路耦合于多端口滤波器的输入端口；(c)接收数据通路，其从天线接收接收信号，该接收数据通路耦合于多端口滤波器的输出端口；(d)耦合于天线的带通滤波器，用于接收包括外部信号、传输信号和接收信号中的两个或更多个信号之间的互调分量的采样信号；以及(e)监测和消除电路，其接收传输信号、接收信号和采样信号以消除互调分量。
【IPC分类】H04B1/12, H04B1/10, H04B1/40
【公开号】CN104883197
【申请号】CN201510190544
【发明人】俞谦, 王琰, O·查隆, R·克里希纳穆尔蒂
【申请人】马克西姆综合产品公司
【公开日】2015年9月2日
【申请日】2015年2月26日
【公告号】US20150244414