一种多载波时分复用调制/解调方法及系统的制作方法

一种多载波时分复用调制/解调方法及系统的制作方法
【技术领域】
[0001] 本发明涉及多载波调制解调技术，特别涉及一种多载波时分复用调制/解调方法 及系统（MC-TDMA)。
【背景技术】
[0002] 移动通信技术已经经历了四代的发展，第一代无线通信属于模拟通信，只能传语 音信号，从第二代无线网开始，移动通信网进入了数字网时代，语音和数据同时可以进行传 输。从第二代到第四代（LTE)移动通信，随着调制技术的发展，数据传送速率从14. 4Kbps 提高到了lGbps。第二代无线通信采用的是高斯最小移位键控（GMSK)调制技术，第三代移 动通信采用的是正交相移键控（QPSK)，这两种调制技术都属于单载波调制。
[0003] 而为了提高数据传输速率，以LTE标准为代表的第四代移动通信网采用了多载波 调制技术。在LTE标准中，上行采用单载波频分多用户接入技术（SC-FDMA)，下行采用正交 频分复用多用户接入技术（0FDMA)。多载波调制技术具有抗无线信道多径衰减能力，因为在 多载波调制中，高速信号通过IFFT被分成多个低速信号，然后把低速信号调制到不同子载 波上，合成一个具有长符号周期的信号进行传输。
[0004] 未来移动通信发展的主要动力是物联网（IoT)和机器对机器的通信（M2M)，IoT和 M2M通信的特点是随机性、非同步、短数据、低延时及低功耗和低成本。因此有必要研宄一种 新的调制技术来满足未来无线通信发展的需求，本发明正是为了满足这些要求而提出的。

【发明内容】

[0005] -种多载波时分复用调制方法，其特征在于对输入符号进行交织分配；利用快速 傅里叶变换进行FFT变换；把时域符号变换到频域符号信号进行MDFT处理。
[0006] 根据本发明的另一个实施例，该多载波时分复用调制方法中的MDFT处理进一步 包括子带分析滤波处理，逆向傅里叶变换处理，以及交织运算处理。根据本发明的另一个实 施例，该多载波时分复用调制方法中的快速傅里叶变换进一步为一个NM-点快速傅里叶变 换，这里N，M为大于或等于1的正整数。根据本发明的另一个实施例，该多载波时分复用调 制方法中的MDFT处理所包括的子带分析滤波处理进一步用于对NM点频域符号信号进行前 置滤波，再根据原型滤波器函数构造系数矩阵H，用系数矩阵H对NM点频域符号信号进行右 乘得到2匪点频域符号信号。
[0007] 根据本发明的另一个实施例，该多载波时分复用调制方法中所使用的系数矩阵H， 进一步是由一个有4Nx2N个矩阵元素块的矩阵循环右移M/2得到。根据本发明的另一个实 施例，该多载波时分复用调制方法中所使用的系数矩阵H，进一步包括如下的子矩阵hi，0 和hi, 1 :通过把RRC原型函数系数h(n) (0〈 =n〈 =NM-1)分为N个子块（每子块包含M 点），分别由第i子块的前M/2点和后M/2点组成对角矩阵hi，0和对角矩阵hi，1，这里i 为介于0到N-1之间的整数。根据本发明的另一个实施例，该多载波时分复用调制方法中 所使用的系数矩阵H，其中子矩阵hi，0和子矩阵hi，1的排列方式如下：
[0008]
[0009] 根据本发明的另一个实施例，该多载波时分复用调制方法中的MDFT处理包括的 逆向傅里叶变换，进一步为一个2N次M-点逆向傅里叶变换。
[0010] 本发明还提出一种多载波时分复用解调方法，该方法包括：对接收信号去前缀，经 均衡器均衡去前缀后的信号，进行MDFT处理合成全带频域信号，合成的频域信号进行快 速逆向傅里叶变换（IFFT)变换得到时域信号，再对输出的信号进行符号反排序，经符号反 映射处理获得重建的发送端输入符号信号。
[0011] 根据本发明的另一个实施例，该多载波时分复用解调方法中的頂DFT处理进一步 包括反交织运算处理，傅里叶变换处理，以及子带综合滤波处理。
[0012] 根据本发明的另一个实施例，该多载波时分复用解调方法中的快速逆向傅里叶变 换，进一步为一个NM-点快速逆向傅里叶变换。
[0013] 根据本发明的另一个实施例，该多载波时分复用解调方法中的MDFT处理包括的 傅里叶变换，进一步为一个2N次M-点傅里叶变换。
[0014] 根据本发明的另一个实施例，该多载波时分复用解调方法中的MDFT处理所包括 的子带综合滤波处理，进一步用于对2NM点频域符号信号进行后置滤波，再根据系数矩阵H 的转置对2NM点频域符号信号进行右乘得到NM点频域符号信号。
[0015] 本发明还提出一种多载波时分复用MDFT系统，该系统包括发送端和接收端，发送 端包括：用于对二进制比特序列进行符号映射得到复数符号信号的符号映射单元；用于对 输入符号进行交织分配的符号排序单元，用于把时域符号信号变换为频域符号信号的快速 傅里叶变换单元；作为前置滤波器对频域符号信号进行前置滤波后作逆向傅里叶变换变换 的MDFT单元，MDFT单元采用分析滤波器组结构；所述接收端包括：对接收信号去前缀、均衡 处理获得符号信号的去前缀单元、均衡器；用于进行反交织运算，对反交织运算获得信号进 行MDFT逆变换的IMDFT单元获得符号信号，用于将获得的符号信号进行IFFT变换获得发 送端重建信号的逆向快速傅里叶变换单元。
[0016] 根据本发明的一个实施例，MDFT单元包括，子带分析滤波部分：用于对NM点频域 符号信号进行前置滤波，再根据原型滤波器函数构造系数矩阵H，用系数矩阵H对NM点频域 符号信号进行右乘得到2匪点频域符号信号；IFFT变换部分：用于对2匪点频域符号信号 进行2N次M-点IFFT变换得到2匪点时域信号；交织运算部分：用于对2匪点时域信号进 行交织运算得到匪点输出复数符号信号。
[0017] 根据本发明的另一个实施例，所述MDFT单元中的逆向傅里叶变换，其所实施的逆 向傅里叶变换为一个2N次M-点逆向傅里叶变换。
[0018] 根据本发明的另一个实施例，所述逆向快速傅里叶变换单元，其所实施的逆向快 速傅里叶变换为一个NM-点逆向快速傅里叶变换，这里N，M为大于或等于1的正整数。
[0019] 根据本发明的另一个实施例，所述MDFT单元，其用于把匪点去除信道干扰的符 号信号还原为2NM点频域符号信号，对2NM点频域符号信号进行后置滤波，再根据系数矩阵 H的转置对2NM点频域符号信号进行右乘得到NM点频域符号信号。
[0020] 本发明提出的MC-TDMA系统结构实现简单，发送端通过输入符号交织分配和MDFT 滤波器组实现，接收端采用MDFT综合滤波器组结构，采用FFT变换单元，交织运算消除相邻 子带间干扰，从而让系统既有抗无限信道多径衰减的能力也有抗载波漂移的能力，MC-TDMA 集所有其他调制系统的优点于一个系统，发送端采用分析滤波器组结构。接收端采用综合 滤波器组结构，接收端可以一次性恢复匪点发送端输入信号，延时小，并能节约前缀占用 的资源，采用频域置零均衡器，实现简单。
【附图说明】
[0021] 图1 MC-TDMA多载波调制系统原理结构框图；
[0022] 图2MC-TDMA中的频域MDFT滤波器组多项分解实现框图；
[0023] 图3 PAPR模拟结果示意图；
[0024] 图4 MC-TDMA系统符号误码率模拟结果；
[0025] 图5 MC-TDMA系统抗载波漂移模拟结果。
【具体实施方式】
[0026] 如本说明书和权利要求书中所示，除非上下文明确提示例外情形，"一"、"一个"、 "一种"和/或"该"等词并非特指单数，也可包括复数。一般说来，术语"包括"与"包含"仅 提示包括已明确标识的步骤和元素，而这些步骤和元素不构成一个排它性的罗列，方法或 者设备也可能包含其它的步骤或元素。
[0027] 在以LTE标准为代表的第四代移动通 信网中广泛地使用了多载波调制技术，特别 是下行链路采用了正交频分复用多用户接入（0FDMA)技术。多载波调制技术具有天然的抗 无线信道多径衰减能力，因为在多载波调制中，高速信号通过IFFT被分成多个低速信号， 然后把低速信号调制到不同子载波上，合成一个具有长符号周期的信号进行传输。由于符 号周期的扩展，信号抵抗多径衰减的能力得到了很大提高，因此，多载波调制技术是高速无 线通信不可缺少的部分。
[0028] 0FDMA和SC-FDMA对载波漂移较为敏感。此外，0FDMA的PAPR值偏大。相比之下 SC-FDMA的PAPR值小。在现在的第四代移动通信网中采用的LTE标准即在上行通信中采用 SC-FDMA。由于要保持SC-FDMA调制信号的多载波特性，LTE标准采用的是集中插入模式的 SC-FDMA(SC-LFDMA)。尽管SC-LFDMA的PAPR值比0FDMA低，但仍然和PAPR的理论最小值 有很大的差别，也就是说其PAPR还有改善的可能。0FDMA和SC-FDMA对发送和接收端的子 载波频率需保持严格的同步，这对接收和发送端的晶振精度提出了很高的要求。
[0029] 现有多载波调制系统PAPR值大的原因是由于逆向傅里叶变换（IFFT变换）的使 用。由于IFFT变换的基函数是复指数函数，而复指数函数通过随机符号的相乘叠加后幅度 值变大，特别当相乘后的复指数的相位一致时，幅度值最大，这时的PAPR值也最大。降低 OFDM系统中PAPR值的方法很多，但这些方法只能解决PAPR值高的问题，并不能完全解决OFDMA系统子载波漂移对系统性能带来的影响。
[0030] 提高多载波调制系统抗载波漂移能力的可选方法是用滤波器组代替OFDMA系统 中的IFFT，因为滤波器组原型函数频率特性比IFFT中的矩形窗口函数的频率特性好，能够 较好的消除子载波之间的干扰（ICI)。此外，良好的原型函数频率特性还能提高系统的功 率谱密度，降低子带之间的功率泄露，提高信号传输的有效性。然而，滤波器组多载波调制 (FBMC)系统的特点，一是PAPR值较大，二是延时长，因为良好的频率特性要求很长的原型 滤波器函数系数。这些特点制约了FBMC多载波调制系统在实践中的应用。
[0031] 分析表明，降低PAPR值有两种基本方法，一是降低调制符号的功率峰值，二是缩 短IFFT变换的长度。缩短IFFT变换的长度同时还能降低调制系统的频率分辨率，提高系 统的抗载波漂移能力。由于理论最小PAPR值是原输入符号信号的PAPR，所以，如果调制输 出符号能尽可能的逼近原输入符号，那么PAPR值就越低。在单载波调制中，输入符号首先 进行FFT载波映射，然后再进行IFFT调制。根据载波映射的模式，经过FFT/IFFT变换后的 调制符号是输入符号的加权和（集中映射），或者是输入符号的重复（交织映射）。PAPR值 直接影响移动终端（手机）的电池使用时间，因此，对于上行通信来说PAPR值越低越好。
[0032] 目前所有的调制方法及系统（包括已在标准中使用的系统）都不能同时解决 OFDMA中高PAPR和高载波漂移敏感度的问题。本发明结合了SC-FDMA和FBMC调制技术的 优点，在一个调制系统中成功的解决了上述两个困扰无线通信物理层多年的问题。本发明 提出的MC-TDMA多载波调制系统不仅可以用于高速通信也能用于IoT和M2M通信。
[0033] 本发明的一个具体实施例是一种多载波时分复用调制解调方法，在对输入符号进 行多载波调制之前先对输入符号进行交织分配和FFT变换，把时域符号变换到频域符号信 号，然后对频域符号信号进行MDFT处理。需要注意的是，此处的描述仅仅是一个具体实施 例的主要过程，不应被视为是唯一的实施例，其中的各个步骤并不是必须的，整个流程及其 具体步骤也并不局限于图中和上文的描述。例如，对于输入符号进行交织分配前仍可以做 相应的一些予处理步骤，而FFT变换以及MDFT处理的次序可以做适当的调整。显然，对于 本领域的专业人员来说，在了解本
【发明内容】
和原理后，都可能在不背离本发明原理、结构的 情况下，对此系统进行形式和细节上的各种修正和改变，但是这些修正和改变仍在本发明 的权利要求保护范围之内。
[0034] 在MDFT处理部分，和传统的FBMC(0FDM/0QAM)调制方案与经典的MDFT处理结构 有所区别的是，传统的FMBC中发送端采用的是综合滤波器组结构，而在本发明中，发送端 采用分析滤波器组结构，信号进行前置滤波后进行的是IFFT变换而不是传统的FFT变换。 前置滤波器的位置在NM点FFT和M点IFFT之间，其在MC-TDMA中起双重作用，一是利用滤 波器系数的对称性降低系统的PAPR值，二是把频域符号信号分到不同子带进行多载波调 制。此处的描述仅仅是一个具体实施例的主要过程，不应被视为是唯一的实施例，其中的各 个步骤并不是必须的，整个流程及其具体步骤也并不局限于图中和上文的描述。
[0035] 本发明的一个进一步的具体实施例则提出一种多载波时分复用系统，该系统包括 发送端和接收端，发送端包括：用于对二进制比特序列进行符号映射得到复数符号信号的 符号映射单元；用于对输入符号进行交织分配的符号排序单元，用于把时域符号信号变换 为频域符号信号的快速傅立叶变换（FFT变换）单元；作为前置滤波器对频域符号信号进行 前置滤波后作IFFT变换的MDFT单元，MDFT单元采用分析滤波器组结构；接收端包括：对接 收信号去前缀、均衡处理获得符号信号的去前缀单元、均衡器；用于进行反交织运算，对反 交织运算获得信号进行MDFT逆变换的MDFT单元，用于将获得的符号信号进行快速傅立叶 反变换（IFFT变换）获得发送端重建信号的IFFT单元。此处的描述仅仅是一个具体实施 例的主要过程，不应被视为是唯一的实施例，其中的各个单元并不是必须的，整个流程及其 具体步骤也并不局限于图中和上文的描述。例如，取决于无线信道的通信质量好坏，这里的 均衡器可以采用频域置零均衡器也可以采用非置零型均衡器，可以采用盲均衡器也可以采 用非盲均衡器，可以采用自适应型均衡器也可以采用非自适应型均衡器。显然，类似的，对 于本领域的专业人员来说，在了解本
【发明内容】
和原理后，都可能在不背离本发明原理、结构 的情况下，对此系统进行形式和细节上的各种修正和改变，但是这些修正和改变仍在本发 明的权利要求保护范围之内。
[0036] 更进一步，发送端前置滤波器的位置在匪点FFT和M点IFFT之间，所述滤波器系 数具有对称性，频域符号信号被分到不同子带进行多载波调制。
[0037] 对于接入用户数为N，每个用户的子载波数为M的系统，总的子载波数为L=匪， 符号映射单元进行符号映射，获得M个时域输入符号信号，符号排序单元对M个时域输入符 号信号采用交织分配模式分配到匪个时间点上，FFT变换单元对匪点时域符号信号进行 FFT运算得到匪点频域符号信号。
[0038] 更进一步，MDFT单元包括，子带分析滤波部分：用于对匪点发送端输入符号信号 进行FFT变换得到匪点频域符号信号，根据原型滤波器函数构造系数矩阵H，用系数矩阵 H对匪点频域符号信号进行右乘得到2匪点频域符号信号；IFFT变换部分：用于对2匪点 频域符号信号进行2N次M-点IFFT变换得到2匪点时域信号；交织运算部分：用于对2匪 点时域信号进行交织运算得到匪点输出复数符号信号。交织运算部分将2匪点时域复数 信号分为上、下两路，上一路信号没有延时，下一路信号有一位延时，对上、下两路信号进行 2倍抽样后，分别交替取实部和虚部，合成复数符号信号，使2匪点复数信号变成匪点复数 信号。系数矩阵H由MDFT分析滤波器组的系数通过M/2点循环移位得到，MDFT分析滤波 器组系数由平方根升余弦RRC函数构成，H矩阵的维数是2NMxNM。所述构造系数矩阵H具 体包括，由一个有Mx匪个矩阵元素块的矩阵循环右移M/2得到大小为2NMx匪的矩阵H，右 边移出的M/2点移进左边的M/ 2点，移位从第一个Mx匪矩阵块开始直到第2N-1个矩阵块 结束。
[0039] 更进一步，接收端均衡器对符号信号去前缀后进行FFT变换获得频域信号，将频 域信号除以信道的系统函数，经IFFT变换得到去除信道干扰的信号。接收端MDFT单元： 用于把匪点去除信道干扰的符号信号还原为2匪点符号信号，对2匪点符号信号进行2N 次M-点FFT变换得到2匪点频域信号，然后把2匪点频域信号右乘系数矩阵H的转置矩阵 H得到匪点信号;^幻。
[0040] 本发明提出的MC-TDMA系统结构实现简单，发送端通过输入符号交织分配和MDFT滤波器组实现，接收端采用MDFT综合滤波器组结构，采用FFT变换单元。交织运算消除相 邻子带间干扰，通过交织运算后，2匪点符号信号变成了匪点符号信号。子载波数为M，N个 多载波调制符号分别在N个时间段传输，通过调整N和M可以让系统得到最优的时频分辨 率，从而让系统既有抗无线信道多径衰减的能力也有抗载波漂移的能力，MC-TDMA集所有其 他调制系统的优点于一个系统，发送端采用分析滤波器组结构。接收端采用综合滤波器组 结构，接收端可以一次性恢复匪点发送端输入信号，延时小，并能节约前缀占用的资源，采 用频域置零均衡器，实现简单。
[0041] 以下结合附图和具体实例对本发明的实施作进一步详细说明。显而易见地，下面 描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域的普通技术人员来讲，在不付出创 造性劳动的前提下，还可以根据这些附图将本发明应用于其它类似情景。除非从语言环境 中显而易见或另做说明，图中相同标号代表相同结构和操作。
[0042] 如图1所示为MC-TDMA多载波调制系统原理结构框图，MC-TDMA多载波调制系统包 括：发送端和接收端，发送端包括，符号映射单元、符号排序单元、NM-点FFT变换单元、子带 分析滤波、2N次M-点IFFT变换、交织运算单元；接收端包括，反交织运算单元，2N次M-点 FFT变换单元，子带综合滤波器，NM-点IFFT变换单元，符号反排序单元，符号反映射单元。
[0043] 输入二进制比特序列s(n)经符号映射单元进行符号映射，符号映射可以用QPSK 或QAM方法，经过符号映射后得到需要进行调制的复数符号信号。复数符号信号经过符号 排序单元对符号排序处理，符号排序采用交织排序模式，也就是说，每隔N点插入一个符号 信号，对于单用户（上行传输）来说，两个非零符号信号之间的值为零，对于多用户（下行 传输）来说，两个非零符号信号之间的值为其他用户的信号，排序单元处理后得到匪点符 号信号。获得的排序符号信号经NM-点FFT变换单元进行处理，然后子带分析滤波单元对 信号进行分析滤波后，送入2N次M-点IFFT变换单元进行变换，获得调制后的信号，所获得 的信号进行交织运算，加前缀后送入信道发送到接收端。接收端对接收信号去前缀，经均衡 器对去除前缀后的信号进行均衡处理，再送入反交织运算单元处理后，M-点FFT变换单元 对其进行2N次M-点FFT变换获得频域子带信号，经子带综合滤波后合成全带频域信号，合 成的频域信号送入NM-点IFFT变换单元得到时域信号，对IFFT变换单元输出的信号进行 符号反排序，最后经符号反映射单元处理获得重建的发送端输入符号信号。
[0044] 具体来说，对多用户接入调制系统，假设总的子载波数为L=匪，每个用户分到的 子载波数为M。子载波信号经过符号映射单元映射后得到M个符号信号，M个符号信号经过 交织运算单元采用交织符号分配模式分配到L个时间点上。对复数符号信号进行L点FFT 变换，把时域符号信号变换到频域得到频域信号。
[0045] 如图2所示，MDFT滤波器组为FFT单元前的部分，由三部分组成，第一部分为前置 滤波单元，第二部分为IFFT变换单元，第三部分为信号交织运算单元。
[0046] MDFT滤波器组包括：子带分析滤波部分、IFFT变换部分、信号交织运算部分，子带 分析滤波部分和IFFT变换部分完成前置滤波和IFFT变换后，信号交织运算部分对2匪点 符号信号进行交织运算，得到匪点复数符号输出进行传输。
[0047] 前置滤波单元由一个抽取率为M/2 (取滤波器组的通道数为M)的分析滤波器组组 成，对输入信号x(n)进行子带分析处理，获得M个子带信号。选取原型函数系数为h(n)的 滤波器组，图2中厂1表示一位延时。每一帧匪点输入符号信号x(n)沿延时线进入前置滤 波器，然后进行M/2抽样，得到匪路输出，匪路输出经过叠加后得到M路输出。其中，N由 调制系统的用户数决定，M由子载波数决定。M路输出经过傅立叶反变换（IFFT)后得到M 路调制信号。调制信号在发送之前需进行交织运算，从而去除子带间的干扰。交织运算包 括发送端交织运算和接收端反交织运算两部分，发送端的交织运算部分由抽取值为2的抽 取器、复数的实部和虚部运算单元组成，信号进入交织运算部分后分为上下两路，上面一路 没有延时，下面一路有一位延时。上、下两路信号在进行2倍抽样后，交替取实部和虚部，提 取的实部和虚部值合成一个新的复数符号信号值进行传输。相邻两通道的实部和虚部运算 需要交织进行，如果前一通道上一路进行的是实部运算，那么当前通道的上一路需进行虚 部运算。图2中，z4表示一位延时，丨M/2表示M/2抽样，tM/2表示M/2插值，h(n)表示 RRC原型滤波器函数，Re{}和頂{}为实虚部运算，x(n)和i(")分别表示发送端输入信号和 接收端重建信号。
[0048] 由于2倍抽样和交织运算，2匪点输入变成了匪点输出，从而保证MC-TDMA系统的 输入符号数和输出一致。经过上述处理后，对合成的复数符号信号添加循环前缀，然后进入 无线信道发送。
[0049]MDFT滤波器组最优可采用如下方式，前置滤波部分根据原型滤波器函数构造系数 矩阵H，用系数矩阵H对匪点频域符号信号进行右乘得到2匪点频域符号信号，IFFT变换 部分对2匪点频域符号信号进行2N次M-点IFFT变换，得到2匪点时域信号，交织运算部 分对2匪点时域信号进行交织运算，得到匪点复数符号信号输出。
[0050] 具体来说，根据原型滤波器函数构造系数矩阵H的方法如下，如原型滤波器为 RRC(平方根升余弦函数）函数，则原型滤波器函数系数h(n)可表达为：
[0054] 其中，M等于子载波数，r表示RRC函数的滚降因子，决定RRC函数滤波器的阻带衰 减因子，RRC函数变量n的范围由前置滤波器的长度匪决定。对系数矩阵H的构造并不局 限于上述方法及具体参数设定。
[0055] 构造系数矩阵H，假设接入用户数为N，每个用户分到的子载波数为M，H矩阵是由 一个有4Nx2N个矩阵元素块的矩阵循环右移M/2得到，其中，矩阵元素块hi;(l，hi;1 (0〈 =i〈 =N-1)是两个对角阵，如果把RRC原型函数系数h(n) (0〈 =n〈 =NM-l)分为N个子块（每 子块包含M点）hy分别由第i子块的前M/2点和后M/2点组成。H的大小为2NMxW。 在循环移位的过程中，右边移出的M/2点移进左边的M/2点。移位从第一个Mx匪矩阵块开 始到第2N-1个矩阵块结束。
[0059] 下面我们给一个具体例子说明矩阵H，及hy和的构造。假如用户数N= 2,子 载波数M= 8,滚降因子r= 0. 5,根据RRC公式得到原型函数系数h(n):

[0070] 用系数矩阵H对NM点频域信号X(k)进行右乘得到2NM点符号信号，然后，对2NM 点符号信号进行2N次M-点IFFT(快速傅立叶反变换）运算，得到2匪点时域信号。
[0071] 接收端进行与发送端相反的操作。接收端对接收到的信号首先进行去前缀处理， 然后经均衡器进行均衡运算去除信道干扰，送入反交织运算单元处理后，M-点FFT变换单 元对其进行2N次M-点FFT变换获得频域子带信号，经子带综合滤波合成全带信号，送入 NM-点IFFT变换单元 获得时域信号，对变换单元输出的信号进行符号反排序，经符号反映 射单元处理获得发送端重建符号信号。
[0072] 本发明可采用频域置零均衡器。频域置零均衡器将去前缀后的信号进行FFT变 换到频域，然后除以信道的系统函数H(k)(信道冲激响应h(n)的傅里叶变换），最后进行 IFFT(快速傅立叶反变换）变换得到去除信道干扰的信号。
[0073] MC-TDMA是一种基于滤波器组的多载波调制系统，使用修正的DFT(MDFT)滤波器 组。MC-TDMA是在传统的滤波器组多载波调制系统（FBMC)的基础上，通过引入单载波调制 系统的优点而得。MC-TDMA系统具有多载波和单载波系统的双重优点，既有非常低的功率峰 均值比（PAPR)又有很强的抗无线信道多径衰减和载波非同步能。PAPR值接近理论最低值， 比LTE标准中采用的单载波频分复用（SC-FDMA)系统的PAPR值还要低。仿真表明，MC-TDMA 系统的抗载波非同步能力是OFDM的10倍以上。MC-TDMA多载波调制系统既可用于上行通 信（uplink)也可用于下行通信（downlink)。MC-TDMA系统既能降低终端设备的功耗也能 降低基站设备的功耗，同时可以降低对终端设备时钟频率的精度要求。MC-TDMA系统具有设 计灵活，实现容易的特点，既能用于高速通信也能用于物联网通信。
[0074] 图3,4, 5给出了对本发明提出的MC-TDMA多载波调制系统性能比较的模拟结果 图。图3给出PAPR的模拟结果，图中s表示符号移位，实线代表0FDMA系统，虚线代表 SC-FDMA系统，点线代表MC-TDMA系统。从图3中可清楚的看出，MC-TDMA系统的PAPR值最 低，比0FDMA和SC-FDMA有十分明显的改进。图4给出的是符号误码率的比较图，从图中也 可看出，MC-TDMA的误码率最低。图5给出了系统抗子载波漂移的性能比较，从图中可以看 出，在10%的载波漂移的情况下，MC-TDMA仍然具有很好的性能，而这时0FDMA和SC-FDMA 系统已经不能工作。从模拟结果可以清楚的看出本发明提出MC-TDMA系统比0FDMA和 SC-FDMA的性能都好。MC-TDMA既可以用于上行通信也可以用于下行通信，既可以用于高速 通信也可以用于非同步的低速通信。
[0075] 本发明所列举的实施方式如上所述，但只是为了便于理解本发明而采用的一个案 例，并非用以限定本发明。在不背离本发明思想以及实质的情况下，熟悉本领域的技术人员 可根据本发明在实施的形式上或细节上做出各种相应的修改和变化，本发明的专利保护范 围，仍以权利要求书所界定的范围为准。
【主权项】
1. 一种多载波时分复用调制方法，其特征在于，将时域输入符号信号分配到一系列时 间点上进行交织分配获得一系列时域输入符号信号；利用快速傅里叶变换对一系列时域输 入符号信号进行FFT变换得到一系列频域符号信号；对频域符号信号进行MDFT处理。2. 根据权利要求1所述的调制方法，其特征在于：所述快速傅里叶变换包括：其所实施 的傅里叶变换为一个NM-点快速傅里叶变换，这里N，M为大于或等于1的正整数。3. 根据权利要求1所述的调制方法，其特征在于：所述MDFT处理包括：对匪点频域符 号信号进行前置滤波，再根据原型滤波器函数构造系数矩阵H，用系数矩阵H对NM点频域符 号信号进行右乘得到2匪点频域符号信号，对2匪点频域符号信号进行2N次M-点IFFT变 换，得到2匪点时域复数信号；对2匪点时域复数信号进行交织运算，得到匪点输出复数符 号信号。4. 根据权利要求3所述的调制方法，其特征在于：所述系数矩阵H由MDFT分析滤波器 组的系数通过M/2点循环移位得到，MDFT分析滤波器组系数由平方根升余弦RRC函数构成， 系数矩阵H的维数是2匪X匪。5. 根据权利要求4所述的调制方法，其特征在于：所述系数矩阵H，包括如下的子矩阵 hi，。和hy通过把RRC原型函数系数h(n) (0〈 = n〈 = NM-1)分为N个子块，每子块包含M 点，分别由第i子块的前M/2点和后M/2点组成对角矩阵hy和对角矩阵h u，这里i为介 于O到N-I之间的整数。6. 根据权利要求5所述的调制方法，其特征在于：所述系数矩阵H包含的子矩阵Iu^和 子矩阵hi;1的排列方式如下：7. -种多载波时分复用解调方法，其特征在于：对接收信号去前缀，经均衡器均衡去 前缀后的信号，进行MDFT处理合成全带频域信号，合成的频域信号进行快速逆向傅里叶 IFFT变换得到时域信号，再对输出的时域信号进行符号反排序，经符号反映射处理获得重 建的发送端输入符号信号。8. 根据权利要求7所述的解调方法，其特征在于：所述MDFT处理包括：反交织运算处 理，傅里叶变换处理，以及子带综合滤波处理，所述傅里叶变换，其实施的傅里叶变换为一 个2N次M-点傅里叶变换，所述子带综合滤波处理具体为，对2匪点频域符号信号进行后置 滤波，再根据系数矩阵H的转置对2NM点频域符号信号进行右乘得到NM点频域符号信号。9. 根据权利要求7所述的解调方法，其特征在于：所述快速逆向傅里叶变换，其实施的 逆向傅里叶变换为一个NM-点快速逆向傅里叶变换。10. -种多载波时分复用MDFT系统，该系统包括发送端和接收端，其特征在于，发送端 包括：用于对二进制比特序列进行符号映射得到复数符号信号的符号映射单元；用于对输 入符号进行交织分配的符号排序单元，用于把时域符号信号变换为频域符号信号的快速傅 里叶变换单元；作为前置滤波器对频域符号信号进行前置滤波后作逆向傅里叶变换变换 的MDFT单元，MDFT单元采用分析滤波器组结构；所述接收端包括：对接收信号去前缀、均衡 处理获得符号信号的去前缀单元、均衡器；用于进行反交织运算，对反交织运算获得信号进 行MDFT逆变换的IMDFT单元获得符号信号，用于将获得的符号信号进行IFFT变换获得发 送端重建信号的逆向快速傅里叶变换单元。11. 根据权利要求10所述的系统，其特征在于，MDFT单元包括，子带分析滤波部分：用 于对匪点频域符号信号进行前置滤波，再根据原型滤波器函数构造系数矩阵H，用系数矩 阵H对匪点频域符号信号进行右乘得到2匪点频域符号信号；IFFT变换部分：用于对2匪 点频域符号信号进行2N次M-点IFFT变换得到2匪点时域信号；交织运算部分：用于对2匪 点时域信号进行交织运算得到NM点输出复数符号信号。12. 根据权利要求10所述的调制系统，其特征在于，所述MDFT单元中的逆向傅里叶变 换，其所实施的逆向傅里叶变换为一个2N次M-点逆向傅里叶变换。13. 根据权利要求10所述的系统，其特征在于，所述逆向快速傅里叶变换单元，其所实 施的逆向快速傅里叶变换为一个NM-点逆向快速傅里叶变换，这里N，M为大于或等于1的 正整数。14. 根据权利要求10所述的系统，其特征在于，所述IMDFT单元，其用于把匪点去除信 道干扰的符号信号还原为2匪点频域符号信号，对2匪点频域符号信号进行后置滤波，再根 据系数矩阵H的转置对2匪点频域符号信号进行右乘得到匪点频域符号信号。
【专利摘要】本发明提出一种多载波时分复用调制解调方法以及系统(MC-TDMA)。在对输入符号进行多载波调制之前先进行交织分配和FFT变换，把时域符号变换到频域符号信号进行MDFT处理。发送端采用分析滤波器组结构，信号进行前置滤波后进行IFFT变换。前置滤波器的位置在NM点FFT和M点IFFT之间，利用滤波器系数的对称性降低系统的PAPR值，且把频域符号信号分到不同子带进行多载波调制。
【IPC分类】H04L27/26, H04L25/03, H04L5/00, H04L1/00
【公开号】CN104883238
【申请号】CN201510147917
【发明人】王光宇, 陈前斌, 邵凯, 庄陵
【申请人】重庆邮电大学
【公开日】2015年9月2日
【申请日】2015年3月31日