基于二维插值的信道估计方法和系统的制作方法

基于二维插值的信道估计方法和系统的制作方法
【技术领域】
[0001] 本发明涉及通信技术领域，特别是涉及一种基于二维插值的信道估计方法和系 统。
【背景技术】
[0002] 在LTE标准中，下行采取正交频分复用（0FDM)调制，上行采取单载波频分多址 (SC-FDMA)调制方式。0FDM是一种多载波调制方式，通过减小和消除码间串扰的影响来克 服信道的频率选择性衰落，其基本原理是将信号分割为N个子信号，然后用N个子信号分别 调制N个相互正交的子载波。由于子载波的频谱相互重叠，因而可以得到较高的频谱效率。
[0003] 无线信道的多径时延扩展造成的符号间干扰（ISI)严重地限制了无线信道上的 数据传输率，而0FDM技术能有效地抑制符号间干扰，所以得到广泛重视.由于0FDM对各 子载波间的正交性要求，使得0FDM系统的收发双方必须严格同步（包括载波同步、采样时 钟同步），同时必须有足够精确的信道估计.由于无线信道的时变性，大多数0FDM系统都 采用了基于导频训练信号的信道估计方法，即利用插入已知的导频信号进行信道粗估计， 然后通过插值方法求出信道的全响应。
[0004] 基于导频辅助的信道估计由于具有简单、精确和高稳定性等特点，成为0FDM最常 用的信道估计方式。所谓导频是一些特殊的数据，接收端已知这些数据的位置和数值。将 这些数据按照一定的原则插入到原始数据中，然后随原始数据一起进行IDFT变换。在接 收端，经过采样和DFT变换后，利用插入已知的导频信号进行信道粗估计，然后通过某种 处理手段（如插值、滤波）求出信道的全响应，从而对接收信号进行均衡，提高系统性能。
[0005] 由于0FDM系统具有时、频二维的特点，所以基于二维模式的导频能更好地适应信 道在时域和频域上的衰落，具有更低的导频密度和更高的频谱利用率。所以，基于导频辅 助的信道估计方法可以分为两步，第一步估计导频点处的信道值，根据这些值，估计数 据位置处的信道值。第二步估计中需要对已知的估计值进行插值，从而得到信道的全响 应。
[0006] 常见的插值方法包括一维插值和二维插值，其中二维插值包括网络节点插值和散 点插值两种类型。网络节点插值包括最邻近插值、分片线性插值、双线性插值和双三次插值 等。散点插值包括修正Shepherd法等。不同的插值方法所得到的估计精度与实现的复杂 度也不尽相同。
[0007] 目前导频辅助的信道估计方法主要采用块状、梳状、格形和菱形等四种导频模式。 在进行插值时，采取一维插值使得信道估计精确度较低，二维散点插值虽然精确度较高，但 实现的复杂度也相应地较高。
[0008] 综上所述，现有的插值方法，难以保证信道估计的性能，信道估计精度较低、算法 复杂度较高，不利于于实现。

【发明内容】

[0009] 基于此，有必要针对上述技术问题，提供一种复杂度低、估计精度较高的基于二维 插值的信道估计方法和系统。
[0010] 一种基于二维插值的信道估计方法，包括如下步骤：
[0011] (1)建立0FDM系统的信道模型；
[0012] (2)采用菱形导频插入样式，分别在所述信道模型的0FDM符号的时域和频域方向 上插入导频符号，得到二维插值的原始发送信号；
[0013] (3)对接收端所接收的所述原始发送信号进行信道估计得到导频点位置及其估计 信道值；
[0014] (4)根据所述估计信道值将菱形导频平面划分为两个规则的子导频平面，分别对 每个子导频平面进行信道响应插值并计算平均值，得到信道响应估计值。
[0015] 一种基于二维插值的信道估计系统，包括：
[0016] 信道模型创建模块，用于建立0FDM系统的信道模型；
[0017] 导频模型创建模块，用于采用菱形导频插入样式，分别在所述信道模型的0FDM符 号的时域和频域方向上插入导频符号，得到二维插值的原始发送信号；
[0018] 信道粗估计模块，用于对接收端所接收的所述原始发送信号进行信道估计得到 导频点位置及其估计信道值；
[0019] 插值处理模块，用于根据所述估计信道值将菱形导频平面划分为两个规则的子导 频平面，分别对每个子导频平面进行信道响应插值并计算平均值，得到信道响应估计值。
[0020] 上述基于二维插值的信道估计方法和系统，采用菱形导频插入样式插入导频符 号，在进行信道粗估计后，将菱形导频平面划分为两个规则的子导频平面，通过采取改进的 双三次二维插值方法进行信道估计，分别对每个子导频平面进行信道响应插值并计算平均 值得到最终信道响应估计值，提高了信道估计的性能，并且算法复杂度较低，便于实现。
【附图说明】
[0021] 图1为本发明基于二维插值的信道估计方法流程图；
[0022] 图2为0FDM系统模型示意图；
[0023] 图3为菱形导频形状示意图；
[0024] 图4为第二子导频平面示意图；
[0025]图5为本发明基于二维插值的信道估计系统结构示意图；
[0026] 图6为一个实施例的插值处理模块的结构示意图。
[0027]
【具体实施方式】
[0028] 下面结合附图对本发明的基于二维插值的信道估计方法和系统的【具体实施方式】 作详细描述。
[0029] 参考图1所示，图1为本发明基于二维插值的信道估计方法流程图，包括如下步 骤：
[0030] (1)建立0FDM系统的信道模型。
[0031] 在0FDM系统，是利用快速傅里叶变换IFFT在频域内将信道带宽划分为多个子信 道，每个子信道上用一个子载波进行调整，各子载波间相互正交，并行传输。
[0032] 参考图2所示，图2为0FDM系统模型示意图。编码后的二进制数据通过调制（如： QBSK)变换成频域数据X(k)，k= 0, 1，…，N-l，N是0FDM的载波数。在频域插入导频后，利 用IFFT将X(k)调制成0FDM符合；然后0FDM符号在前端插入循环前缀CP，形成保护间隔， 其长度应大于信道的最大时延，以消除符号间干扰ISI。加入循环前缀后0FDM符合的 离散形式加下式，
[0033]
[0034] 式中，X(k)为第k个子载波上传输的数据符号，它是由QBSK或其它调制方式生成 的复制数据，x(n)为n时刻的0FDM符号。信号并串变换后送入信道。接收端去除循环前 缀后，由FFT变换将信号变换回频域并抽取导频信号用于信道估计。在信道补偿后，频域数 据进行解调，解码以恢复用户数据。
[0035] 在一个实施例中，所述步骤（1)可以具体包括如下过程：
[0036] 建立多载波信道模型，各路径分别以不同的幅值、相位、频移和时延到达接收端， 路径的包络呈瑞利分布，即：
[0037]
[0038] 式中&、f^、A和ti分别是信道的幅度、多普勒频移、相位和时延，
为矩形脉冲。
[0039] (2)采用菱形导频插入样式，分别在所述信道模型的0FDM符号的时域和频域方向 上插入导频符号，得到二维插值的原始发送信号。
[0040] 0FDM系统的信道频率响应CFR可以看作是一个二维信号，因而可以在时域和频域 两个方向上有规律地插入导频信号。
[0041] 导频在0FDM符号内的插入可看作是对信道频率响应的二维采样，因此导频插入 需要满足采样定理以免发生频率混叠，在相干带宽B。内和相干时间T。内至少要插入一个导 频符号。
[0042] 作为一种实施方式，在时、频方向上的Nyquist间隔df、dt与信道的相关带宽B。、 相干时间T。之间必须满足下式：
[0043]
[0044]式中，t 分别为最大时延和最大多普勒频移，Af、Tsymb()1为0FDM系统的载 波间隔和符号间隔。
[0045] 相对于采用块状、梳状、格形和菱形等导频模式，采用菱形导频插入样式可以提高 信道估计的性能，在本发明中，采用菱形导频的导频形状如图3所示，图3为菱形导频形状 示意图，在时间、频率二维导频平面上，白色框为用户数据，灰色框为小区特定干扰信号。
[0046] (3)对接收端所接收的所述原始发送信号进行信道估计得到导频点位置及其估计 信道值。
[0047] 在本步骤中，是完成信道的粗估计，估计导频点位置及其在估计数据位置处的信 道值。
[00 48] 在一个实施例中，所述步骤（3)的估计过程，主要包括如下：
[0049] 根据所述原始发送信号中插入导频符号的，利用信道估计方法对接收端所接收的 所述原始发送信号的导频点的进行信道估计，获得信道估计值。
[0050] 基于导频辅助的信道估计过程，包括导频点的信道估计、二维插值。在此，通过在 发送的有用数据中插入的导频符号，可以得到导频位置的信道估计结果；
[0051] 具体的，估计出导频点的信道频率响应，信道估计的方法有很多，如最小二乘估 计、线性最小均分估计、最大似然估计或贝叶斯估计等；以最小二乘（LS)为例，简单叙述信 道估计过程。
[0052] 设发送导频符号为p(k)，接收导频符号位p'(k)，根据LS法则，得到导频点处的 信道估计值为：
[0053]
[0054]
[0055] 式中，Np为插入的导频符号数目，L为导频符号间隔。
[0056] (4)根据所述估计信道值将菱形导频平面划分为两个规则的子导频平面，分别对 每个子导频平面进行信道响应插值并计算平均值，得到信道响应估计值。
[0057] 在此步骤中，利用导频位置的信道粗估计结果，对已知的估计值进行插值，通过内 插得到有用数据位置的信道的全响应估计结果，完成最终的信道响应估计。
[0058] 为了充分利用导频的频率和时间等距的优势，本发明改进了双三次插值（Bicubic interpolation)方法，并用于进行插值信道估计。
[0059] 双三次插值是二维空间中最常用的插值方法，在这种方法中，函数f在点（x，y)的 值可以通过矩形网格中最近的十六个采样点的加权平均得到，在这里需要使用两个多项式 插值三次函数，每个方向使用一个。在数学中，双三次插值是插值数据点在二维规则网格上 的立方插值的扩展，相关的插值表面比双线性插值和最邻近插值要光滑。
[0060] 本发明改进双三次二维插值算法，估计信道的全响应，改进后的插值算法主要如 下：首先将菱形导频平面划分为两部分；然后在每个子导频平面上利用双三次插值算法进 行信道响应估计；再对两次信道响应进行取平均值，求取最终的信道响应估计。
[0061]由于采用菱形导频模式优于块状、梳状、格形和菱形导频模式，可以提高信道估计 的性能，但这种导频模式在时间方向和频域方向的分布并不完全均匀，因而不适宜直接采 取网格插值方法。本发明在插入导频信号时采取菱形的导频模式。为了更好实现插值估 计，通过改进双三次插值并用于信道估计，将导频拆分成两个网格导频，然后再分别在每个 网络导频上利用双三次插值进行信道估计，再求取平均值，由于这两个网格导频则在时间 方向和频域方向呈均匀分布，利用双三次插值得到插值曲面更加光滑，插值估计精度更高， 同时，通过将将导频拆分成两个网格导频，可以充分利用网络插值的均匀性，使得插值算法 复杂度大大降低，便于实现。
[0062] 在一个实施例中，所述步骤（4)具体可以包括如下步骤：
[0063] (4-1)根据所述估计信道值获取菱形导频平面，将菱形导频平面划分为规则的矩 形网格形状的第一子导频平面和第二子导频平面。
[0064] 作为一种实施方式，将菱形导频平面划分为规则的矩形网格形状的第一子导频 平面和第二子导频平面的步骤，可以包括如下：
[0065] 1)分别抽取出菱形导频平面上的小区特定干扰信号所在的奇数行和偶数行，构成 规则的均匀分布的第一子导频和第二子导频。
[0066] 参考图3所示，导频平面上的小区特定干扰信号所在的奇数行和偶数行，以下将 以图3所示的形状进行举例。
[0067] 2)将菱形导频中的第一子导频的小区特定干扰信号所在的奇数行保留并去掉偶 数行干扰信号，构成矩形网格形状的第一子导频平面。
[0068] 小区特定干扰信号所在的奇数行保留了下来，偶数行干扰信号已经被去掉。
[0069] 3)将菱形导频中的第二子导频的小区特定干扰信号所在的偶数行保留并去掉奇 数行干扰信号，构成矩形网格形状的第二子导频平面。
[0070] 参考图4所示，图4为第二子导频平面示意图，由图可以看出，小区特定干扰信号 所在的偶数行保留了下来，奇数行干扰信号已经被去掉。
[0071] 通过划分后可以看出，两个子导频都是规则的矩形网格平面，从而可以利用双三 次插值算法进行信道估计。
[0072] (4-2)分别在第一子导频平面和第二子导频平面上利用双三次插值算法进行信道 响应估计，得到第一响应估计值和第二响应估计值。
[0073] 通过双三次插值可以得到一个连续的插值函数，它的一阶偏导数连续，并且交叉 导数处处连续。
[0074] 假设函数f及其导数fx，fy和fx,y在四个点（0,0)，（1，0)，（0，1)和（1，1)上的函 数值已知，且函数值为复数，则插值表面可以写成：
[0075]
/=〇/=〇
[0076] 则插值问题相当于求解16个系数％。将函数值代入p(x，y)，有：
[0077] 1. f (0, 0)=p(0, 0)=a00
[0078] 2. f (1, 0)=p (1, 0)=a00+a10+a20+a30
[0079] 3. f (0, 1)=p(0, 1)=a00+a01+a02+a03
[0080] ^
[0081] 类似的，由x和y方向上的偏导，可得到下面8个方程：
[0082] 5. fx(0, 0) =px(0, 0)=a10
[0083] 6. fx(l, 0)=px(l, 0)=a10+2a20+3a30
[0084] 7. fx(0, 1)=px(0, 1)=a10+an+a12+a13
[0090] 同样地，关于xy的交叉导数可得下列四个方程：
[0091]
[0092]
[0093]
[0094]
[0095] 通过求解上述16个线性方程组，可以得到16个系数aij。这样得到的p(x，y)在 区间[0, 1]X[0, 1]是连续的，且有连续的导函数。
[0096] 双三次插值在任意区间网格都能通过这样的双三次曲面连接在一起，确保导数能 符合边界要求。
[0097]若函数在四个点的导数值未知，则可以通过在这些点的领域函数值近似得到。将 所有的系数组成一个向量：
[0098] Q - [a00 a10 a20a30a01 an a21 a31 a02 a12 a22 a32 a03 a13 a23 a33]
[0099] 令
[0100] x=[f(0, 0)f(1, 0)f(0, 1)f(1, 1)fx (0, 0)fx (1, 0)fx (0, 1)fx (1, 1)fy (0, 0)fy (1, 0) fy(0,l)fy(l,l)fxy(0,0)fxy(l，0)fxy(0,l)fxy(l, 1)]7则问题变成求线性方程组Aa=x 的 解。
[0101] 利用已估计出的三个相邻导频位置的频率响应值与沿频率间隔组合在一起对应 三个不同的坐标点，找出一条经过这三点的三阶曲线，该曲线满足与之相邻的两条曲线的 连接处是光滑的（即两条曲线在某一位置上的一阶导数相等），根据所求出的三阶曲线对 它们之间的数据位置频率响应值进行插值。
[0102] (4-3)计算所述第一响应估计值和第二响应估计值的平均值，得到0FDM系统的信 道响应估计值。
[0103] 综上实施例，利用两次双三次插值分别在两个子导频二维平面上进行插值估计， 并取平均值得到最终的信道响应估计。与其它插值方法相比，该改进的双三次插值得到的 插值曲面更加光滑，插值估计精度更高。同时，将棱形导频拆分为两个规则的矩形平面，可 以充分利用网络插值的均匀性，使插值算法复杂度大大降低。
[0104] 参考图5所示，图5为本发明基于二维插值的信道估计系统结构示意图，包括：
[0105] 信道模型创建模块，用于建立0FDM系统的信道模型；
[0106] 导频模型创建模块，用于采用菱形导频插入样式，分别在所述信道模型的0FDM符 号的时域和频域方向上插入导频符号，得到二维插值的原始发送信号；
[0107] 信道粗估计模块，用于对接收端所接收的所述原始发送信号进行信道估计得到导 频点位置及其估计信道值；
[010 8] 插值处理模块，用于根据所述估计信道值将菱形导频平面划分为两个规则的子导 频平面，分别对每个子导频平面进行信道响应插值并计算平均值，得到信道响应估计值。
[0109] 在一个实施例中，所述信道模型创建模块，进一步用于建立0FDM系统的多载波信 道模型，其中，各路径分别以不同的幅值、相位、频移和时延到达接收端，路径的包络呈瑞利 分布。
[0110] 在一个实施例中，所述信道粗估计模块，进一步用于根据所述原始发送信号中插 入导频符号的，利用信道估计方法对接收端所接收的所述原始发送信号的导频点的进行信 道估计，获得信道估计值；
[0111] 其中，所述信道估计方法包括最小二乘估计法、线性最小均分估计法、最大似然估 计法或贝叶斯估计法。
[0112] 在一个实施例中，参考图6所示，图6为一个实施例的插值处理模块的结构示意 图，主要包括：
[0113] 导频划分单元，用于根据所述估计信道值获取菱形导频平面，将菱形导频平面划 分为规则的矩形网格形状的第一子导频平面和第二子导频平面；
[0114] 插值处理单元，用于分别在第一子导频平面和第二子导频平面上利用双三次插值 算法进行信道响应估计，得到第一响应估计值和第二响应估计值；
[0115] 均值计算单元，用于计算所述第一响应估计值和第二响应估计值的平均值，得到 0FDM系统的信道响应估计值。
[0116] 作为一种实施方式，所述导频划分单元，将菱形导频平面划分为规则的矩形网格 形状的第一子导频平面和第二子导频平面的过程包括：
[0117] 分别抽取出菱形导频平面上的小区特定干扰信号所在的奇数行和偶数行，构成规 则的均匀分布的第一子导频和第二子导频；
[0118] 将菱形导频中的第一子导频的小区特定干扰信号所在的奇数行保留并去掉偶数 行干扰信号，构成矩形网格形状的第一子导频平面；
[0119] 将菱形导频中的第二子导频的小区特定干扰信号所在的偶数行保留并去掉奇数 行干扰信号，构成矩形网格形状的第二子导频平面。
[0120] 本发明的基于二维插值的信道估计系统与本发明的基于二维插值的信道估计方 法一一对应，在上述基于二维插值的信道估计方法的实施例阐述的技术特征及其有益效果 均适用于基于二维插值的信道估计系统的实施例中，特此声明。
[0121] 以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并 不能因此而理解为对本发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员 来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保 护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。
【主权项】
1. 一种基于二维插值的信道估计方法，其特征在于，包括如下步骤： (1) 建立OFDM系统的信道模型； (2) 采用菱形导频插入样式，分别在所述信道模型的OFDM符号的时域和频域方向上插 入导频符号，得到二维插值的原始发送信号； (3) 对接收端所接收的所述原始发送信号进行信道估计得到导频点位置及其估计信道 值； (4) 根据所述估计信道值将菱形导频平面划分为两个规则的子导频平面，分别对每个 子导频平面进行信道响应插值并计算平均值，得到信道响应估计值。2. 根据权利要求1所述的基于二维插值的信道估计方法，其特征在于，所述步骤（1)包 括： 建立OFDM系统的多载波信道模型，其中，各路径分别以不同的幅值、相位、频移和时延 到达接收端，路径的包络呈瑞利分布。3. 根据权利要求1所述的基于二维插值的信道估计方法，其特征在于，所述步骤（3)包 括： 根据所述原始发送信号中插入导频符号的，利用信道估计方法对接收端所接收的所述 原始发送信号的导频点的进行信道估计，获得信道估计值； 其中，所述信道估计方法包括最小二乘估计法、线性最小均分估计法、最大似然估计法 或贝叶斯估计法。4. 根据权利要求1所述的基于二维插值的信道估计方法，其特征在于，所述步骤（4)包 括： 根据所述估计信道值获取菱形导频平面，将菱形导频平面划分为规则的矩形网格形状 的第一子导频平面和第二子导频平面； 分别在第一子导频平面和第二子导频平面上利用双三次插值算法进行信道响应估计， 得到第一响应估计值和第二响应估计值； 计算所述第一响应估计值和第二响应估计值的平均值，得到OFDM系统的信道响应估 计值。5. 根据权利要求4所述的基于二维插值的信道估计方法，其特征在于，所述步骤（4) 中，将菱形导频平面划分为规则的矩形网格形状的第一子导频平面和第二子导频平面的步 骤包括： 分别抽取出菱形导频平面上的小区特定干扰信号所在的奇数行和偶数行，构成规则的 均匀分布的第一子导频和第二子导频； 将菱形导频中的第一子导频的小区特定干扰信号所在的奇数行保留并去掉偶数行干 扰信号，构成矩形网格形状的第一子导频平面； 将菱形导频中的第二子导频的小区特定干扰信号所在的偶数行保留并去掉奇数行干 扰信号，构成矩形网格形状的第二子导频平面。6. -种基于二维插值的信道估计系统，其特征在于，包括： 信道模型创建模块，用于建立OFDM系统的信道模型； 导频模型创建模块，用于采用菱形导频插入样式，分别在所述信道模型的OFDM符号的 时域和频域方向上插入导频符号，得到二维插值的原始发送信号； 信道粗估计模块，用于对接收端所接收的所述原始发送信号进行信道估计得到导频点 位置及其估计信道值； 插值处理模块，用于根据所述估计信道值将菱形导频平面划分为两个规则的子导频平 面，分别对每个子导频平面进行信道响应插值并计算平均值，得到信道响应估计值。7. 根据权利要求6所述的基于二维插值的信道估计系统，其特征在于，所述信道模型 创建模块，进一步用于建立OFDM系统的多载波信道模型，其中，各路径分别以不同的幅值、 相位、频移和时延到达接收端，路径的包络呈瑞利分布。8. 根据权利要求6所述的基于二维插值的信道估计系统，其特征在于，所述信道粗估 计模块，进一步用于根据所述原始发送信号中插入导频符号的，利用信道估计方法对接收 端所接收的所述原始发送信号的导频点的进行信道估计，获得信道估计值； 其中，所述信道估计方法包括最小二乘估计法、线性最小均分估计法、最大似然估计法 或贝叶斯估计法。9. 根据权利要求6所述的基于二维插值的信道估计系统，其特征在于，所述插值处理 丰吴块包括： 导频划分单元，用于根据所述估计信道值获取菱形导频平面，将菱形导频平面划分为 规则的矩形网格形状的第一子导频平面和第二子导频平面； 插值处理单元，用于分别在第一子导频平面和第二子导频平面上利用双三次插值算法 进行信道响应估计，得到第一响应估计值和第二响应估计值； 均值计算单元，用于计算所述第一响应估计值和第二响应估计值的平均值，得到OFDM 系统的信道响应估计值。10. 根据权利要求9所述的基于二维插值的信道估计系统，其特征在于，所述导频划分 单元，将菱形导频平面划分为规则的矩形网格形状的第一子导频平面和第二子导频平面的 过程包括： 分别抽取出菱形导频平面上的小区特定干扰信号所在的奇数行和偶数行，构成规则的 均匀分布的第一子导频和第二子导频； 将菱形导频中的第一子导频的小区特定干扰信号所在的奇数行保留并去掉偶数行干 扰信号，构成矩形网格形状的第一子导频平面； 将菱形导频中的第二子导频的小区特定干扰信号所在的偶数行保留并去掉奇数行干 扰信号，构成矩形网格形状的第二子导频平面。
【专利摘要】本发明提供一种基于二维插值的信道估计方法和系统，其中方法包括如下步骤：(1)建立OFDM系统的信道模型；(2)采用菱形导频插入样式，分别在所述信道模型的OFDM符号的时域和频域方向上插入导频符号，得到二维插值的原始发送信号；(3)对接收端所接收的所述原始发送信号进行信道估计得到导频点位置及其估计信道值；(4)根据所述估计信道值将菱形导频平面划分为两个规则的子导频平面，分别对每个子导频平面进行信道响应插值并计算平均值，得到信道响应估计值。本发明的技术方案，采用菱形导频插入样式结合改进的双三次二维插值方法进行信道估计，提高了信道估计的性能，并且算法复杂度较低，便于实现。
【IPC分类】H04L27/26, H04L25/02
【公开号】CN104883327
【申请号】CN201410681625
【发明人】李炯城, 肖恒辉, 李桂愉, 陈运动, 管学峰
【申请人】广东省电信规划设计院有限公司
【公开日】2015年9月2日
【申请日】2014年11月21日