一种自适应短波跳频通信系统信道估计方法

一种自适应短波跳频通信系统信道估计方法
【技术领域】
[0001] 本发明属于超短波通信技术领域，涉及一种自适应短波跳频通信系统信道估计方 法。
【背景技术】
[0002] 自适应短波跳频通信系统把普通窄带频率自适应系统的自动链路建立功能与宽 带扩频系统的抗电子干扰乃至低截获概率/低检测概率优势结合在一起，它在改善误码 率、信干比等性能方面充分显示出巨大的潜力。模拟与分析结果表明，短波自适应跳频系统 的性能很大程度上取决于信道质量估计算法，比如信道信噪比、干扰电频的分析估计等等。 在中、高信道信噪比与信干比情况下，采用强有力的检错纠错方法可得到很大增益，从而使 误码率降低几个数量级。
[0003] 尽管自适应短波跳频技术已取得了一定的进展，但存在的问题仍有待于解决。其 中，信道质量估计方法是自适应跳频系统成功与否的关键所在，因而进一步研宄与开发快 速而有效的信道质量分析技术显得尤为重要。
[0004] 已有的一些基于信号特征分析、模式识别的信道质量估计算法仅适用于线性调制 信号，对于非线性连续相位调制信号的信道质量估计问题，仍是难题。另外在数字通信中， 从二进制的调制调解原理可以知道，无论是哪一种二进制的调解制度，在某一个码元间隔 内，只有一种确定的波形输出。因为在一个码元内只有一种波形出现，使得二进制的调制制 度具有较强的干扰能力，误码率比较低，调制解调电路比较简单的特点。同时，由于采用的 算法和调制制度的特殊性，多进制没有 > 进制效率尚。

【发明内容】

[0005] 本发明的目的是提供一种自适应短波跳频通信系统信道估计方法，解决自适应跳 频技术中的信道质量估计问题，提高跳频通信系统的抗干扰性能。
[0006] 本发明所采用的技术方法是，一种自适应短波跳频通信系统信道估计方法，具体 按照以下步骤进行：
[0007] 步骤1，建立信号数学模型
[0008] 连续相位调制的数学模型为
[0009]
[0010] 等效低通波形V (t)为：
[0011]
[0012] 其中，fd是峰值频率偏移，<i) ^是载波的初始相位；
[0013] 对应（4-2)式的载波调制信号表示为：
[0014](4-3)[0015] 式中表示载波的时变相位：[0016](4-4)[0017] 在（4-4)中，虽然d(t)具有不连续性，但是d(t)的积分是连续的；因此得到一个 连续相位信号，在nT<t< (n+l)T间隔内的载波相位由式（4-4)的积分确定；[0018] 因此有：[0019](4-5)[0020] 可以看出，0"表示直到（n-1)时的所有符号的累积值，当用（4-5)式的形式表示 信号时，CPFSK变成一般类型的连续相位调制信号的特例，CPM的载波的时变相位是：[0021](4-6)



[0022] 选取的相位脉冲g(t)为L= 1时LRC的脉冲：[0023]
[0024] 脉冲g⑴的积分q⑴为 ，1。、(4-8)[0025] 如果对t>T有g(t) =0,则CPM信号称为全相应CPM;如果对t>T有g(t)辛0， 则已调信号称为部分相应CPM ;[0026]步骤2，[0027] 假定信道为加性高斯白噪声信道，接收到的基带信号可以表示为：[0028] r (t) = sB (t) +n (t) (4-9) (4-7)
[0029] 其。
丨为等效复基带信号，n(t)为加性高斯白噪声；取T =1/32000, h=1/4, M=2, L=1，
这样 得到g(t)和q(t)的图形，由于接收机载波频率误差、相位误差以及传输过程的影响，接收 信号r(t)s(t)相比会存在一定的频差和相位差，对接收到的信号进行鉴频得到：
[0030]
[0031] 对2CPFSK，L= 1，RC鉴频后的信号取绝对值得到：
[0032] (4 11)
[0033] 然后进行傅立叶变换：
[0034] (4-12)
[0035] 式（4-12)中信号的中心频率；
[0036] 由于采用升余弦脉冲进行CPM信号的相位滤波，对信号进行傅立叶变化后，频谱 的峰值出现的fs，fs= 1/T处，取信号和噪声的能量谱比值作为信噪比的度量，判断信道 好坏。
[0037] 本发明的有益效果是：基于二进制的CPM调制解调技术的信道质量盲估计算法， 算法利用信号和噪声进行傅立叶变换后谱线的特征作为依据，建立起谱线和信噪比之间的 对应关系，利用这种对应关系进行信道质量估计。是在信号经过调解后在基带进行检测，完 全用软件实现，不需要在无线通信系统中增加额外的硬件设备。另外这种算法所需数据量 少，存储量小，计算速度快，能满足实时通信的要求。针对采用连续相位调制方式的自适应 跳频技术的特点，解决自适应跳频技术中的信道质量估计问题，提高跳频通信系统的抗干 扰性能。根据连续相位相位调制方式和跳频系统的特点，提出了两种新的信道估计算法，基 于CPM信号相位特征的盲信道估计算法和基于CPM信号普特征的盲信道估计算法。与普通 "盲"跳频系统相比，超短波自适应跳频系统采用适应频率/功率分配方法，能够大大降低发 射功率；即使这样会大大提高相对拥挤电平，但仍可达到普通跳频系统同样的可靠性。由于 发射功率降低，故超短波自适应跳频信号可以有效的隐藏在背景噪声与干扰环境中，大大 增加了敌方截获或检测传输信号的难度。在此情况下，敌方监听接收机与电子干扰机就不 得不对所有可用频率统统进行检测与电子干扰，而其中的大多数频率往往充满严重干扰。 即使窃听对方知道我们每一瞬间所用工作频率，超短波自适应跳频系统仍能提供很多所需 频率来保护普通跳频系统。可以估计出干扰和噪声为复合信号时的信道质量，可以快速、准 确地估计出信噪比，计算速度快，所需数据量少，占用内存小，除适用于跳频系统外，还适用 于其他的无线通信系统
【附图说明】
[0038] 图1是理想无噪声情况下鉴频信号波形图。
[0039] 图2是理想无噪声情况下鉴频信号取绝对值波形图。
[0040] 图3是理想无噪声情况下接收信号的傅立叶变换频谱图.
[0041] 图4是lldB信噪比情况下鉴频信号波形图。
[0042] 图5是lldB信噪比情况下鉴频信号取绝对值波形图。
[0043] 图6是信号加噪声FFT波形图。
[0044]图7是15次独立统计获得的试探性比值的离散点及其均值曲线图。
[0045] 图8是叠加图形6dB处放大图。
[0046] 图9是估计正确率曲线图。
【具体实施方式】
[0047] 下面结合附图和【具体实施方式】对本发明进行详细说明。
[0048] 基于CPM信号相位特征的盲信道估计方法，具体按照以下步骤进行：
[0049] 步骤1，建立信号数学模型 [0050]连续相位调制的数学模型为
[0051]
(4-1)[0052] 等效低通波形v(t)为：
[0053] (4-2)
[0054] 其中，fd是峰值频率偏移，<i>^是载波的初始相位；[0055] 对应（4-2)式的载波调制信号表示为：
[0056] (4-3)
[0057] 式中表示载波的时变相位：
[0058]
(4-4)
[0059] 在（4-4)中，虽然d(t)具有不连续性，但是d(t)的积分是连续的；因此得到一个 连续相位信号，在nT<t< (n+l)T间隔内的载波相位由式（4-4)的积分确定。因此有：
[0060] (4-5)
[0061] 可以看出，0"表示直到（n-1)时的所有符号的累积（记忆）值。当用（4-5)式的 形式表示信号时，CPFSK变成一般类型的连续相位调制（CPM )信号的特例，CPM的载波的时 变相位是：
[0062] (4-6)
[0063] 本文选取的相位脉冲g(t)为L=1时LRC的脉冲：[0064]
(4-7)
[0065] 脉冲g(t)的积分q (t)为 ，d。、 (4-8)
[0066] 如果对t>T有g(t)=0,则CPM信号称为全相应CPM;如果对t>T有g(t)辛0， 则已调信号称为部分相应CPM;显而易见，通过选择不同的脉冲形状g(t)，如果改变调制指 数h和符号数目M，可以产生多种不同的CPM信号。
[0067]步骤2，
[0068] 假定信道为加性高斯白噪声信道，接收到的基带信号可以表示为：
[0069]r(t) =sB (t)+n(t) (4-9)
[0070] 其中
为等效复基带信号，n(t)为加性高斯白噪声；取T =1/32000,h= 1/4,M= 2，L= 1
这样 得到g(t)和q(t)的图形，由于接收机载波频率误差、相位误差以及传输过程的影响，接收 信号r(t)s(t)相比会存在一定的频差和相位差，对接收到的信号进行鉴频得到：
[0071]
[0072] 对2CPFSK，L=1，RC鉴频后的信号取绝对值得到：
[0073] 4 11)
[0074] 然后进行傅立叶变换：
[0075] (4-12)
[0076] 式（4_12)中信号的中心频率。
[0077] 由于采用升余弦脉冲进行CPM信号的相位滤波，对信号进行傅立叶变化后，频谱 的峰值出现的fs(fs= 1/T)处，该谱线主要是信号的能量谱，且其周围对应于码元速率"宽 度"内功率谱的幅值较大，而与信号不相关的噪声，它的功率谱不会出现表征信号特征的谱 线。
[0078] 噪声是周期无限大信号，则峰值谱线以外可以认为是噪声（干扰也视同噪声）的 能量谱。当信噪比较大时，信号能量谱与噪声能量谱的比值较大，而信噪比较小时，信号能 量谱与噪声能量谱的比值较小，因此取信号和噪声的能量谱比值作为信噪比的度量，以此 来判断信道好坏。
[0079] 计算机仿真分析：
[0080] 仿真参数为：随机产生的640个码元，每个码元采样8点，采样速率256000次/秒； 数据传输速率为32kbit/s，进行256阶FFT变换（变化长度为64个码元）。
[0081] 图1和图2分别给出理想无噪声情况下鉴频信号波形和鉴频信号取绝对值波形， 对所得的信号进行傅立叶变化的波形如图3所示。
[0082] 图4与图5分别给出信噪比为：lldB情况下鉴频信号波形和鉴频信号取绝对值波 形，对所得的信号进行傅立叶变换的波形如图6所示。对图3和图6进行比较，经过傅立叶 变换后，噪声和信号的谱线有着明显的区别，噪声的谱线在通带范围内是随机分布的，而 信号的谱线主要集中在fs处，这样取信号的谱线值和噪声的谱线值作为我们进行信道判 断的原始依据，如果取两者的比值就相当于间接得到了信噪比，也就是建立了能量谱和信 噪比之间的关系，因此就可以以信噪（信干）比的试探性比为依据判别信道质量的好坏。
[0083] 进一步对获得试探性比值进行说明。其计算方法为：取傅立叶变化后频谱最大值 和旁边的两个幅值的平均值，同时取通带内其他频谱幅值求其平均值，然后求出两者的比 值。因为在进行傅立叶变换后，在0频处会有直流分量出现，为了减少直流分量对比值的影 响，把这个直流分量排出在外，不包括在有用的谱线之内。在每一个信噪比出取多次统计的 平均值作为最终的试探性比。图8给出15次统计获得的试探性比值的离散点及其均值曲 线。从图8中可以看出独立的单次统计具有一定的波动性。
[0084] 对于2CPM信号，如对跳频通信以信噪比大于6dB时，就认为信道可利用的最低门 限。只要能正确判断出信噪比6dB处的信号与噪声频谱能量的比值特性，就可以正确判断 出信道质量的好坏。从图9中看到，以信噪比为6dB处的试探性比值的均值作为门限，当信 噪比为4dB到8dB时，信道质量错判（信噪比大于6dB但统计的试探性比小于门限值，信噪 比小于6dB但统计的试探性比大于门限值，即就是落在图9所示判错区之内的判断错误的 点）的概率大概是50%，也就是说在这个区域有一半的信道可能被判错。若信噪比远离临 界点，即小于4dB或者大于8dB，则判断的错误概率越小。对图8统计的估计正确率如图9 所示。
[0085] 从图9中可以得出，根据通信质量的要求和实际的通信情况，选取合适的门限是 提高信道质量判断正确率的一个主要因素。影响门限选取的主要因素是试探性比值的波 动性和傅立叶变换的阶数。这里的判断出好的和坏的信道质量，其实判断出的就是跳频中 好的和坏的频点。这样就可以根据判断的结果，去掉坏的频点，利用好的频点进行通信。达 到频率选择的目的。
[0086] 这种信道质量估计算法是在信号进行译码之前进行判断的，即如果判断信道质量 不好，就不进行信号的译码运算，减少了信号的处理时间，对实时信号处理来说可以节省大 量的时间，提高了系统的实时性。
【主权项】
1. 一种自适应短波跳频通信系统信道估计方法，其特征在于，具体按照以下步骤进 行： 步骤1，建立信号数学模型； 连续相位调制的数学模型为：等效低通波形v(t)为：其中，fd是峰值频率偏移，Φ C1是载波的初始相位； 对应（4-2)式的载波调制信号表示为：式中表示载波的时变相位：在（4-4)中，虽然d(t)具有不连续性，但是d(t)的积分是连续的；因此得到一个连续 相位信号，在nT < t < (n+l)T间隔内的载波相位由式（4-4)的积分确定； 因此有：) 口J以宥出，9"农不直到（η-υ时的所w付亏的累枳值，当用（4-5)式的形式表示信号 时，CPFSK变成一般类型的连续相位调制信号的特例，CPM的载波的时变相位是：选取的相位脉冲g(t)为L = 1时LRC的脉冲：脉冲g(t)的积分q(t)为：_ (4.8) 如果对t > T有g (t) = 0,则CPM信号称为全相应CPM ;如果对t > T有g (t)辛0,则 已调信号称为部分相应CPM ; 步骤2， 假定信道为加性高斯白噪声信道，接收到的基带信号可以表示为： r(t) = sB(t)+n(t) (4-9) 其中3等效复基带信号，n(t)为加性高斯白噪声；取T = 1/32000, h = 1/4, M = 2, L = 1，』这样得 到g(t)和q(t)的图形，由于接收机载波频率误差、相位误差以及传输过程的影响，接收信 号r(t)s(t)相比会存在一定的频差和相位差，对接收到的信号进行鉴频得到：对2CPFSK，L = 1，RC鉴频后的信号取绝对值得到：然后进行傅立叶变换：式（4-12)中ω。信号的中心频率； 由于采用升余弦脉冲进行CPM信号的相位滤波，对信号进行傅立叶变化后，频谱的峰 值出现的fs，fs = 1/Τ处，取信号和噪声的能量谱比值作为信噪比的度量，判断信道好坏。
【专利摘要】本发明公开了一种自适应短波跳频通信系统信道估计方法，通过建立信号数学模型，得到基带信号，对接收到的信号进行鉴频，由于采用升余弦脉冲进行CPM信号的相位滤波，对信号进行傅立叶变化后，频谱的峰值出现的fs，fs＝1/T处，取信号和噪声的能量谱比值作为信噪比的度量，判断信道好坏。算法利用信号和噪声进行傅立叶变换后谱线的特征作为依据，建立起谱线和信噪比之间的对应关系，利用这种对应关系进行信道质量估计，算法所需数据量少，存储量小，计算速度快，能满足实时通信的要求。
【IPC分类】H04L27/26, H04L25/02, H04B1/715
【公开号】CN104883328
【申请号】CN201510162309
【发明人】沈重, 东方, 周思女, 任佳
【申请人】海南大学
【公开日】2015年9月2日
【申请日】2015年4月8日