一种多频平衡滤波器/双工器用的槽线耦合馈电带通单元的制作方法
一种多频平衡滤波器/双工器用的槽线耦合馈电带通单元的制作方法
【技术领域】
[0001] 本发明设及微波通信的技术领域，尤其是指一种多频平衡滤波器/双工器用的槽 线禪合馈电带通单元。
【背景技术】
[0002] 微波与射频通信技术的发展，让我们的生活更加便利。然而，该一技术面临的瓶颈 是有限的频率资源。随着Bluetooth、WiMax、WLAN、3G、LTE等通讯协议的兴起，如何抑制好 各频带间的干扰、阻滞等问题越发严峻。多频滤波器/双工器是常用的频率选择性器件，它 的性能通常决定通信系统的功能，因此是射频通信前端中最基本的无源器件。
[0003] 另一方面，通信系统处理过程常常遇到环境噪声的干扰，噪声是信号处理过程中 所能识别的最小信号电平的制约瓶颈。平衡电路，又称差分电路，相对于传统的单端电路而 言，最明显的优势就是对环境噪声具有较强免疫性。现代通信系统中的有源器件（如功率 放大器、功分器、混频器等）越来越多地采用差分端口平衡器件，若通信系统中天线、滤波 器、双工器等无源器件也采取该种平衡结构，则能构造一个全平衡前端系统，可方便集成在 单巧片中（SOCsystem-on-chip)，有利于改善系统的共模抑制及小型化。
[0004] 因此，研究多频平衡滤波器、平衡双工器理论，开发无线通信中的多频段平衡滤波 器/双工器具有极其重要的理论意义、极大的经济效益和广阔的应用前景。
[0005] 近年来，人们对应用于射频前端微波频段的平衡滤波器有着极大的兴趣。国内外 很多科研团队，对平衡滤波器进行了理论和实践研究，推进了平衡滤波器的发展。然而多频 平衡滤波器发展一直相对滞后。
[0006] 2010 年QXue等人在IE邸MicrowaveandWirelessComponentsLetters发表 题为"Novelbalanceddual-bandbandpassfilterusingcoupledstepped-impedance resonators"的文章中，提出采用阶梯阻抗谐振器（SIR)设计双频平衡滤波器，如图11a所 示。通过控制SIR阻抗比可W形成两个差模通带；共模时，对称面处等效开路，禪合线呈带 阻特性。为了更好的抑制共模，对称面处引入了枝节加载。该滤波器的优点是尺寸小、高共 模抑制、低插损、独立可控频率。然而通带选择性不佳，带宽并不独立可控。为改善选择性， 该团队在IEEETransactionsonMicrowaveTheoryandTechniques发表题为"Dual-Band andWide-StopbandSingle-BandBalancedBandpassFiltersWithHighSelectivity andCommon-ModeSuppression"的文章中，提出利用禪合路径，如图1化所示。为了更好的 抑制共模在两个频带的影响，对称面处引入了集总元件加载，增加了设计加工的复杂度。
[0007] 对于S频平衡滤波器的研究则相对更少。X.W.Shi团队在2015年IE邸Microwave andWirelessComponentsLetters发表题为"CompactBalancedDual-andTri-band BandpassFiltersBasedonStubLoadedResonators"的文章中，如图 12a所示，提出采 用多枝节加载的谐振器设计=频平滤波器，滤波器的设计是综合考虑差模和共模的谐振频 率，然后将其分开从而达到共模抑制。设计过程较复杂，通带选择性差。
[000引另一方面，平衡双工器随着平衡系统的研究正逐步得到人们的关注。目前仅有少 量的工作设计平衡双工器，而设及多频双工器的工作未见报道。H.W.Deng等在2014年IE邸MicrowaveandWirelessComponentsLetters发表题为"CompactBalanced-to-Balanced MicrostripDiplexerWithHighIsolationandCommon-ModeSuppression" 的文章中， 如图1化所示，提出采用半波长谐振器设计平衡双工器，结构引入源负载禪合改善通带选 择性，共模抑制在30地左右。
【发明内容】
[0009] 本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种多频平衡滤波器/双工器用的 槽线禪合馈电带通单元，实现高选择性、高共模抑制、频率和带宽独立可控的多频平衡滤波 器和平衡双工器。
[0010] 为实现上述目的，本发明所提供的技术方案为；一种多频平衡滤波器/双工器用 的槽线禪合馈电带通单元，所述槽线禪合馈电带通单元包括有镜像对称的第一差分输入输 出端口对和第二差分输入输出端口对，镜像对称的第一槽线谐振器和第二槽线谐振器及镜 像对称的第一微带谐振器对和第二微带谐振器对；其中，所述第一差分输入输出端口对和 第二差分输入输出端口对与第一槽线谐振器和第二槽线谐振器同一对称轴，且该对称轴垂 直于第一微带谐振器对和第二微带谐振器对的对称轴；所述第一差分输入输出端口对包括 有镜像对称并相连接的第一输入输出端口和第二输入输出端口，该第一输入输出端口和第 二输入输出端口与第一微带谐振器对和第二微带谐振器对同一对称轴，且所述第一槽线谐 振器在该对称轴上延伸，并经过上述第一差分输入输出端口对，与该第一差分输入输出端 口对间存在微带馈线禪合部分；所述第二差分输入输出端口对包括有镜像对称并相连接 的第=输入输出端口和第四输入输出端口，该第=输入输出端口和第四输入输出端口与第 一微带谐振器对和第二微带谐振器对同一对称轴，且所述第二槽线谐振器在该对称轴上延 伸，并经过上述第二差分输入输出端口对，与该第二差分输入输出端口对间存在微带馈线 禪合部分；所述第一微带谐振器对和第二微带谐振器对相连接，该第一微带谐振器对由镜 像对称的第一微带谐振器和第二微带谐振器构成，且该第一微带谐振器和第二微带谐振器 存在禪合部分，并与第一槽线谐振器和第二槽线谐振器同一对称轴，该第二微带谐振器对 由镜像对称的第=微带谐振器和第四微带谐振器构成，且该第=微带谐振器和第四微带谐 振器存在禪合部分，并与第一槽线谐振器和第二槽线谐振器同一对称轴。
[0011] 所述槽线禪合馈电带通单元的通带性能主要由参数f〇、Q。和K值确定，可由全波仿 真推导：
[0012]
[0014] 式中，f〇、Qe和K的确定可通过下式表示：
[0015] f〇=f(L)
[0016] K=f(W，L"Gs)
[0017] Qe=f(W〇，Wi，W，Ti，T2，T3)
[0018] 其中，通带的频率f。由微带谐振器对的长度L确定；对于禪合系数K，其参数主要 由微带谐振器对的禪合部分宽度W、禪合长度L,和禪合间距G,确定；外部Q值主要由微带 馈线禪合部分的宽度W。、槽线谐振器的宽度Wi、槽线谐振器的位置参数Ti、T,、T3W及微带谐 振器对的宽度W确定。
[0019] 本发明与现有技术相比，具有如下优点与有益效果：
[0020] 1、与已有的多频平衡滤波器和平衡双工器共模抑制方法相比较，本发明的槽线禪 合馈电结构，由于其自身的共模抑制，平衡滤波器和平衡双工器共模实现简单，共模抑制得 到明显的改善。
[0021] 2、与现有的多频平衡滤波器和平衡双工器高选择性实现方法相比较，本发明采用 的结构方式会在通带外产生两个传输零点，实现准楠圆带通特性。在实现多频时通带的选 择性依然得到改善。
[0022] 3、与现有的多频平衡滤波器设计时频率或带宽可控的实现方法相比较，本发明提 出的槽线禪合馈电带通单元间加载效应对通带几乎没有影响，各通带间频率和带宽独立可 控。根据该一特性，本发明可W拓展到=频甚至更多频的平衡滤波器设计。
[0023] 4、本发明提出的槽线禪合馈电带通单元也可应用于高共模抑制平衡双工器的设 计，在本发明中也是首次提出高共模抑制多频平衡双工器的设计方法。
【附图说明】
[0024]图1为本发明所述槽线禪合馈电带通单元的结构示意图。
[0025] 图2为本发明所使用的介质基板示意图。
[0026] 图3a为本发明所述槽线禪合馈电带通单元的物理尺寸图。
[0027] 图3b为本发明所述槽线禪合馈电带通单元的禪合图。
[002引图4为基于槽线禪合馈电带通单元的仿真结果图。
[0029] 图5a为基于槽线禪合馈电带通单元的=频平衡带通滤波器的结构图。
[0030] 图化为基于槽线禪合馈电带通单元的=频平衡带通滤波器的禪合图。
[0031] 图6a为基于槽线禪合馈电带通单元的双频平衡双工器的结构图。
[0032] 图化为基于槽线禪合馈电带通单元的双频平衡双工器的禪合图。
[0033] 图7a为基于槽线禪合馈电带通单元的四频平衡双工器的结构图。
[0034] 图化为基于槽线禪合馈电带通单元的四频平衡双工器的禪合图。
[0035] 图8为基于槽线禪合馈电带通单元的=频平衡带通滤波器的实验结果图。
[0036] 图9a为基于槽线禪合馈电带通单元的双频平衡双工器的差模响应结果图之一。
[0037] 图9b为基于槽线禪合馈电带通单元的双频平衡双工器的差模响应结果图之二。 [003引图9c为基于槽线禪合馈电带通单元的双频双工器的共模响应结果图。
[0039] 图10a为基于槽线禪合馈电带通单元的四频平衡双工器的差模响应结果图之一。
[0040] 图10b为基于槽线禪合馈电带通单元的四频平衡双工器的差模响应结果图之二。
[0041] 图10c为基于槽线禪合馈电带通单元的四频平衡双工器的共模响应结果图。
[0042] 图11a为【背景技术】中QXue的SIR双频平衡滤波器结构图。
[0043] 图1化为【背景技术】中QXue的集总原件加载双频平衡滤波器结构图。
[0044] 图12a为【背景技术】中X.W.化i的S频平衡滤波器结构图。
[0045] 图1化为【背景技术】中X.W.化i的平衡双工器结构图。
【具体实施方式】
[0046] 下面结合具体实施例对本发明作进一步说明。
[0047] 如图1所示，本实施例所述的多频平衡滤波器/双工器用的槽线禪合馈电带通单 元，包括有镜像对称的第一差分输入输出端口对和第二差分输入输出端口对，镜像对称的 第一槽线谐振器Cl和第二槽线谐振器C2及镜像对称的第一微带谐振器对和第二微带谐振 器对；其中，所述第一差分输入输出端口对和第二差分输入输出端口对与第一槽线谐振器 Cl和第二槽线谐振器C2同一对称轴，且该对称轴垂直于第一微带谐振器对和第二微带谐振 器对的对称轴；所述第一差分输入输出端口对包括有镜像对称并相连接的第一输入输出端 口Ai 和第二输入输出端口Bi，该第一输入输出端口Ai和第二输入输出端口Bi与第一微带 谐振器对和第二微带谐振器对同一对称轴，且所述第一槽线谐振器Cl在该对称轴上延伸， 并经过上述第一差分输入输出端口对，与该第一差分输入输出端口对间存在微带馈线禪合 部分C3;所述第二差分输入输出端口对包括有镜像对称并相连接的第=输入输出端口Ag和 第四输入输出端口Bg，该第=输入输出端口Ag和第四输入输出端口Be与第一微带谐振器对 和第二微带谐振器对同一对称轴，且所述第二槽线谐振器C2在该对称轴上延伸，并经过上 述第二差分输入输出端口对，与该第二差分输入输出端口对间存在微带馈线禪合部分C4; 所述第一微带谐振器对和第二微带谐振器对相连接，该第一微带谐振器对由镜像对称的第 一微带谐振器A,和第二微带谐振器A4构成，且该第一微带谐振器A2和第二微带谐振器A4 存在禪合部分A3,并与第一槽线谐振器Cl和第二槽线谐振器C2同一对称轴，该第二微带谐 振器对由镜像对称的第=微带谐振器B,和第四微带谐振器B4构成，且该第=微带谐振器B2 和第四微带谐振器B4存在禪合部分B3,并与第一槽线谐振器Cl和第二槽线谐振器C2同一 对称轴。
[0048] 本发明所述槽线禪合馈电带通单元的构建图如图1所示，其对应的物理尺寸图和 禪合图分别如图3a和3b所示。禪合图中谐振器2即为A2和B2的整体，谐振器2'即为A4 和B4的整体。其中谐振器1和r分别代表槽线谐振器C1和C2,它在本设计中为非谐振点， 它的主要作用是实现馈线和谐振器之间的禪合。因此对于该平衡带通滤波器单元，其本质 上是一个二阶平衡带通滤波器。其通带性能主要由参数片、9。和K值确定，可由全波仿真推 导：
[0049]
[0051] 具体对于该结构而言，f。，Q。和K的确定可通过下式表示：
[0052]f〇= f(L)
[005引 K= f(W，L"Gs)
[0054] Qe= f(W〇，Wi，W，Ti，T2，T3)
[005引其中，通带的频率f。由微带谐振器对（As和A4或者B2和B4)长度L确定；对于禪 合系数K，其参数主要由谐振器禪合部分（As或Bs)的宽度W，禪合长度Ls和禪合间距Gs确 定。外部Q值主要由微带馈线禪合部分咕、〔4)宽度W0、槽线谐振器（Ci、C2)的宽度Wi、槽 线谐振器（Cl、C2)的位置参数Tl、T2、T3W及微带谐振器对（A2和A4或者B2和B4)的宽度W 确定。
[0056] 图4给出了基于槽线禪合馈电带通单元的仿真结果，可W看到滤波器带外由于电 磁混合禪合产生了两个传输零点（ftdl、ftd2)，滤波器呈准楠圆二阶带通滤波器特性。此 夕F，从滤波器的共模特性可W看到，共模通带由于槽线间的禪合产生一个传输零点（ftcl)， 整个通带的共模由于槽线馈电结构得到50地的抑制。
[0化7] 根据上述分析，槽线禪合馈电带通单元可应用于多频平衡滤波器和平衡双工器 中。本发明首先介绍=频平衡滤波器的设计。图5a和图化给出了基于槽线禪合馈电带通 单元的=频平衡带通滤波器的结构图和禪合图。禪合图中谐振器（1和r)代表槽线，它在 本设计中为非谐振点。禪合图中谐振器（2和2'）、（3和3'）、（4和4'）分别代表外侧、中 侦U、内侧的谐振器对，对应形成第一、二、=个通带，根据W上可知，=个通带可W通过分别 控制对应的参数（fl，Qel和K1)、（f2,Qe2和K2)、（f2,Qe2和K3)，就可W实现S个通带的 独立可控。而各通带间微小的加载效应可W忽略不计，因此各通带的带宽和频率相互独立 可控。各通带参数的控制因素见下表1。
[005引表1各通带参数的控制因素
[0059]
[0060] 对于所提的槽线禪合馈电带通单元，本发明也将其用在平衡双工器的设计中，实 现多频和高共模抑制平衡双工器。图6a、化和图7a、化给出了双频和四频平衡双工器的结 构图和禪合图。禪合图中谐振器化1、R1'和R1")代表槽线，它在本设计中为非谐振点，起 到禪合馈电的作用。平衡双工器的设计思路是将两个槽线禪合馈电平衡带通单元级联。四 频平衡双工器禪合图中谐振器（2和2'）、（3和3'）分别代表左侧外侧和内侧的谐振器对， 分别构成第一和第S通带，谐振器（4和4'）、巧和5'）分别代表右侧外侧和内侧的谐振器 对，分别构成第二和第四通带。下表2和表3分别给出了双频和四频平衡双工器各通带的 控制参数。
[0061] 表2双频平衡双工器各通带参数的控制因素
[0062]
[0063] 表3四频平衡双工器各通带参数的控制因素
[0064]
[00化]本实施例采用的介质基板，其相对介电常数为2. 55,厚度为0. 8mm，损耗角正切为 0. 029。如图2所示，Di为使用介质板的上层金属贴片，D2为介质层，D3为介质板下层接地 金属贴片，为槽线。
[0066] 设计S频平衡滤波器的频率和3地带宽分别为（2. 4GHz，6% )、（3. 5GHz，5% )、 巧.2GHz，4% )。图8给出了实验结果图，可W看到S个通带的中屯、频率分别为2. 42GHz、 3. 51細z、5. 205細Z，3地带宽分别为6. 3 %、4. 5 %、3. 6%，带内差损分别为0. 6地、1. 2地、 2. 4地，带内回波损耗分别为21地、19地、14地。每个通带外有两个传输零点，改善了通带的 选择性和隔离度。共模时，滤波器在整个通带频率内达到40地W上的共模抑制。
[0067] 设计的双频平衡双工器的频率和3地带宽分别为（2. 4GHz，8% )、（3. 5GHz，8% )， 四频段平衡双工器的频率和3地带宽分别为（1. 4GHz，8 % )、（1. 8GHz，9 % )、 (2. 4細z, 8. 5% )、（3. 5細z, 10% )。
[0068] 双频平衡双工器的结果如图9a、9b、9c所示，可W看到两个通带的中屯、频率分别 为2. 37GHz、3. 47GHz，3地带宽分别为7. 9%、7. 7%、，带内差损分别为0. 56地、0. 8地，带内 回波损耗分别为23. 8地、17. 8地。每个通带外有两个传输零点，改善了通带的选择性，两个 通带中屯、频率的隔离度分别为25地、33地。共模时，滤波器在整个通带频率内达到50地W 上的共模抑制和隔离度。
[0069] 同理，四频平衡双工器的结果如图10a、10b、10c所示，可W看到四个通带的中 屯、频率分别为 1. 37GHz、l. 79GHz、2. 32GHz、3. 6GHz，3地带宽分别为 7. 8%、8. 8%、8. 4%、 9. 6%，带内差损分别为0.73地、0.75地、0.9地、2. 2地，带内回波损耗分别为18. 36地、 26. 8地、22地、14. 8地。每个通带外有多个传输零点，改善了通带的选择性，四个通带中屯、 频率的隔离度分别为19. 3地、21. 7地、32地、20地。共模时，滤波器在整个通带频率内达到 40地W上的共模抑制和隔离度。
[0070] 从上面可W看到，本发明提出的采用槽线禪合馈电带通单元的多频平衡滤波器和 双工器可W实现实现高选择性、高共模抑制W及频率和带宽独立可控，值得推广。
[0071] W上所述之实施例子只为本发明之较佳实施例，并非W此限制本发明的实施范 围，故凡依本发明之形状、原理所作的变化，均应涵盖在本发明的保护范围内。
【主权项】
1. 一种多频平衡滤波器/双工器用的槽线耦合馈电带通单元，其特征在于：所述槽线 耦合馈电带通单元包括有镜像对称的第一差分输入输出端口对和第二差分输入输出端口 对，镜像对称的第一槽线谐振器和第二槽线谐振器及镜像对称的第一微带谐振器对和第二 微带谐振器对；其中，所述第一差分输入输出端口对和第二差分输入输出端口对与第一槽 线谐振器和第二槽线谐振器同一对称轴，且该对称轴垂直于第一微带谐振器对和第二微带 谐振器对的对称轴；所述第一差分输入输出端口对包括有镜像对称并相连接的第一输入输 出端口和第二输入输出端口，该第一输入输出端口和第二输入输出端口与第一微带谐振器 对和第二微带谐振器对同一对称轴，且所述第一槽线谐振器在该对称轴上延伸，并经过上 述第一差分输入输出端口对，与该第一差分输入输出端口对间存在微带馈线耦合部分；所 述第二差分输入输出端口对包括有镜像对称并相连接的第三输入输出端口和第四输入输 出端口，该第三输入输出端口和第四输入输出端口与第一微带谐振器对和第二微带谐振器 对同一对称轴，且所述第二槽线谐振器在该对称轴上延伸，并经过上述第二差分输入输出 端口对，与该第二差分输入输出端口对间存在微带馈线耦合部分；所述第一微带谐振器对 和第二微带谐振器对相连接，该第一微带谐振器对由镜像对称的第一微带谐振器和第二微 带谐振器构成，且该第一微带谐振器和第二微带谐振器存在耦合部分，并与第一槽线谐振 器和第二槽线谐振器同一对称轴，该第二微带谐振器对由镜像对称的第三微带谐振器和第 四微带谐振器构成，且该第三微带谐振器和第四微带谐振器存在耦合部分，并与第一槽线 谐振器和第二槽线谐振器同一对称轴。2. 根据权利要求1所述的一种多频平衡滤波器/双工器用的槽线耦合馈电带通单元， 其特征在于：所述槽线耦合馈电带通单元的通带性能主要由参数fpQdP K值确定，可由全 波仿真推导：式中，f〇、QJP K的确定可通过下式表示： f〇=f (L) K = f(ff, Ls, Gs) Qe= f(ff〇, W11W, T1jT2, T3) 其中，通带的频率&由微带谐振器对的长度L确定；对于耦合系数K，其参数主要由微 带谐振器对的耦合部分宽度W、耦合长度Ls和耦合间距G s确定；外部Q值主要由微带馈线 耦合部分的宽度Wtl、槽线谐振器的宽度W1、槽线谐振器的位置参数^七以及微带谐振器 对的宽度W确定。
【专利摘要】本发明公开了一种多频平衡滤波器/双工器用的槽线耦合馈电带通单元，包括对称的第一、二差分输入输出端口对，对称的第一、二槽线谐振器及对称的第一、二微带谐振器对；第一差分输入输出端口对包括对象的第一、二输入输出端口，第一槽线谐振器与第一差分输入输出端口对存在微带馈线耦合部分；第二差分输入输出端口对包括对称的第三、四输入输出端口，第二槽线谐振器与第二差分输入输出端口对间存在微带馈线耦合部分；第一微带谐振器对由第一微带谐振器和第二微带谐振器构成，第二微带谐振器对由第三微带谐振器和第四微带谐振器构成。本发明可以实现高选择性、高共模抑制、频率和带宽独立可控的多频平衡滤波器和平衡双工器。
【IPC分类】H01P1/203, H01P7/08
【公开号】CN104900948
【申请号】CN201510275700
【发明人】褚庆昕, 邱雷雷
【申请人】华南理工大学
【公开日】2015年9月9日
【申请日】2015年5月26日
【技术领域】
[0001] 本发明设及微波通信的技术领域，尤其是指一种多频平衡滤波器/双工器用的槽 线禪合馈电带通单元。
【背景技术】
[0002] 微波与射频通信技术的发展，让我们的生活更加便利。然而，该一技术面临的瓶颈 是有限的频率资源。随着Bluetooth、WiMax、WLAN、3G、LTE等通讯协议的兴起，如何抑制好 各频带间的干扰、阻滞等问题越发严峻。多频滤波器/双工器是常用的频率选择性器件，它 的性能通常决定通信系统的功能，因此是射频通信前端中最基本的无源器件。
[0003] 另一方面，通信系统处理过程常常遇到环境噪声的干扰，噪声是信号处理过程中 所能识别的最小信号电平的制约瓶颈。平衡电路，又称差分电路，相对于传统的单端电路而 言，最明显的优势就是对环境噪声具有较强免疫性。现代通信系统中的有源器件（如功率 放大器、功分器、混频器等）越来越多地采用差分端口平衡器件，若通信系统中天线、滤波 器、双工器等无源器件也采取该种平衡结构，则能构造一个全平衡前端系统，可方便集成在 单巧片中（SOCsystem-on-chip)，有利于改善系统的共模抑制及小型化。
[0004] 因此，研究多频平衡滤波器、平衡双工器理论，开发无线通信中的多频段平衡滤波 器/双工器具有极其重要的理论意义、极大的经济效益和广阔的应用前景。
[0005] 近年来，人们对应用于射频前端微波频段的平衡滤波器有着极大的兴趣。国内外 很多科研团队，对平衡滤波器进行了理论和实践研究，推进了平衡滤波器的发展。然而多频 平衡滤波器发展一直相对滞后。
[0006] 2010 年QXue等人在IE邸MicrowaveandWirelessComponentsLetters发表 题为"Novelbalanceddual-bandbandpassfilterusingcoupledstepped-impedance resonators"的文章中，提出采用阶梯阻抗谐振器（SIR)设计双频平衡滤波器，如图11a所 示。通过控制SIR阻抗比可W形成两个差模通带；共模时，对称面处等效开路，禪合线呈带 阻特性。为了更好的抑制共模，对称面处引入了枝节加载。该滤波器的优点是尺寸小、高共 模抑制、低插损、独立可控频率。然而通带选择性不佳，带宽并不独立可控。为改善选择性， 该团队在IEEETransactionsonMicrowaveTheoryandTechniques发表题为"Dual-Band andWide-StopbandSingle-BandBalancedBandpassFiltersWithHighSelectivity andCommon-ModeSuppression"的文章中，提出利用禪合路径，如图1化所示。为了更好的 抑制共模在两个频带的影响，对称面处引入了集总元件加载，增加了设计加工的复杂度。
[0007] 对于S频平衡滤波器的研究则相对更少。X.W.Shi团队在2015年IE邸Microwave andWirelessComponentsLetters发表题为"CompactBalancedDual-andTri-band BandpassFiltersBasedonStubLoadedResonators"的文章中，如图 12a所示，提出采 用多枝节加载的谐振器设计=频平滤波器，滤波器的设计是综合考虑差模和共模的谐振频 率，然后将其分开从而达到共模抑制。设计过程较复杂，通带选择性差。
[000引另一方面，平衡双工器随着平衡系统的研究正逐步得到人们的关注。目前仅有少 量的工作设计平衡双工器，而设及多频双工器的工作未见报道。H.W.Deng等在2014年IE邸MicrowaveandWirelessComponentsLetters发表题为"CompactBalanced-to-Balanced MicrostripDiplexerWithHighIsolationandCommon-ModeSuppression" 的文章中， 如图1化所示，提出采用半波长谐振器设计平衡双工器，结构引入源负载禪合改善通带选 择性，共模抑制在30地左右。
【发明内容】
[0009] 本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种多频平衡滤波器/双工器用的 槽线禪合馈电带通单元，实现高选择性、高共模抑制、频率和带宽独立可控的多频平衡滤波 器和平衡双工器。
[0010] 为实现上述目的，本发明所提供的技术方案为；一种多频平衡滤波器/双工器用 的槽线禪合馈电带通单元，所述槽线禪合馈电带通单元包括有镜像对称的第一差分输入输 出端口对和第二差分输入输出端口对，镜像对称的第一槽线谐振器和第二槽线谐振器及镜 像对称的第一微带谐振器对和第二微带谐振器对；其中，所述第一差分输入输出端口对和 第二差分输入输出端口对与第一槽线谐振器和第二槽线谐振器同一对称轴，且该对称轴垂 直于第一微带谐振器对和第二微带谐振器对的对称轴；所述第一差分输入输出端口对包括 有镜像对称并相连接的第一输入输出端口和第二输入输出端口，该第一输入输出端口和第 二输入输出端口与第一微带谐振器对和第二微带谐振器对同一对称轴，且所述第一槽线谐 振器在该对称轴上延伸，并经过上述第一差分输入输出端口对，与该第一差分输入输出端 口对间存在微带馈线禪合部分；所述第二差分输入输出端口对包括有镜像对称并相连接 的第=输入输出端口和第四输入输出端口，该第=输入输出端口和第四输入输出端口与第 一微带谐振器对和第二微带谐振器对同一对称轴，且所述第二槽线谐振器在该对称轴上延 伸，并经过上述第二差分输入输出端口对，与该第二差分输入输出端口对间存在微带馈线 禪合部分；所述第一微带谐振器对和第二微带谐振器对相连接，该第一微带谐振器对由镜 像对称的第一微带谐振器和第二微带谐振器构成，且该第一微带谐振器和第二微带谐振器 存在禪合部分，并与第一槽线谐振器和第二槽线谐振器同一对称轴，该第二微带谐振器对 由镜像对称的第=微带谐振器和第四微带谐振器构成，且该第=微带谐振器和第四微带谐 振器存在禪合部分，并与第一槽线谐振器和第二槽线谐振器同一对称轴。
[0011] 所述槽线禪合馈电带通单元的通带性能主要由参数f〇、Q。和K值确定，可由全波仿 真推导：
[0012]
[0014] 式中，f〇、Qe和K的确定可通过下式表示：
[0015] f〇=f(L)
[0016] K=f(W，L"Gs)
[0017] Qe=f(W〇，Wi，W，Ti，T2，T3)
[0018] 其中，通带的频率f。由微带谐振器对的长度L确定；对于禪合系数K，其参数主要 由微带谐振器对的禪合部分宽度W、禪合长度L,和禪合间距G,确定；外部Q值主要由微带 馈线禪合部分的宽度W。、槽线谐振器的宽度Wi、槽线谐振器的位置参数Ti、T,、T3W及微带谐 振器对的宽度W确定。
[0019] 本发明与现有技术相比，具有如下优点与有益效果：
[0020] 1、与已有的多频平衡滤波器和平衡双工器共模抑制方法相比较，本发明的槽线禪 合馈电结构，由于其自身的共模抑制，平衡滤波器和平衡双工器共模实现简单，共模抑制得 到明显的改善。
[0021] 2、与现有的多频平衡滤波器和平衡双工器高选择性实现方法相比较，本发明采用 的结构方式会在通带外产生两个传输零点，实现准楠圆带通特性。在实现多频时通带的选 择性依然得到改善。
[0022] 3、与现有的多频平衡滤波器设计时频率或带宽可控的实现方法相比较，本发明提 出的槽线禪合馈电带通单元间加载效应对通带几乎没有影响，各通带间频率和带宽独立可 控。根据该一特性，本发明可W拓展到=频甚至更多频的平衡滤波器设计。
[0023] 4、本发明提出的槽线禪合馈电带通单元也可应用于高共模抑制平衡双工器的设 计，在本发明中也是首次提出高共模抑制多频平衡双工器的设计方法。
【附图说明】
[0024]图1为本发明所述槽线禪合馈电带通单元的结构示意图。
[0025] 图2为本发明所使用的介质基板示意图。
[0026] 图3a为本发明所述槽线禪合馈电带通单元的物理尺寸图。
[0027] 图3b为本发明所述槽线禪合馈电带通单元的禪合图。
[002引图4为基于槽线禪合馈电带通单元的仿真结果图。
[0029] 图5a为基于槽线禪合馈电带通单元的=频平衡带通滤波器的结构图。
[0030] 图化为基于槽线禪合馈电带通单元的=频平衡带通滤波器的禪合图。
[0031] 图6a为基于槽线禪合馈电带通单元的双频平衡双工器的结构图。
[0032] 图化为基于槽线禪合馈电带通单元的双频平衡双工器的禪合图。
[0033] 图7a为基于槽线禪合馈电带通单元的四频平衡双工器的结构图。
[0034] 图化为基于槽线禪合馈电带通单元的四频平衡双工器的禪合图。
[0035] 图8为基于槽线禪合馈电带通单元的=频平衡带通滤波器的实验结果图。
[0036] 图9a为基于槽线禪合馈电带通单元的双频平衡双工器的差模响应结果图之一。
[0037] 图9b为基于槽线禪合馈电带通单元的双频平衡双工器的差模响应结果图之二。 [003引图9c为基于槽线禪合馈电带通单元的双频双工器的共模响应结果图。
[0039] 图10a为基于槽线禪合馈电带通单元的四频平衡双工器的差模响应结果图之一。
[0040] 图10b为基于槽线禪合馈电带通单元的四频平衡双工器的差模响应结果图之二。
[0041] 图10c为基于槽线禪合馈电带通单元的四频平衡双工器的共模响应结果图。
[0042] 图11a为【背景技术】中QXue的SIR双频平衡滤波器结构图。
[0043] 图1化为【背景技术】中QXue的集总原件加载双频平衡滤波器结构图。
[0044] 图12a为【背景技术】中X.W.化i的S频平衡滤波器结构图。
[0045] 图1化为【背景技术】中X.W.化i的平衡双工器结构图。
【具体实施方式】
[0046] 下面结合具体实施例对本发明作进一步说明。
[0047] 如图1所示，本实施例所述的多频平衡滤波器/双工器用的槽线禪合馈电带通单 元，包括有镜像对称的第一差分输入输出端口对和第二差分输入输出端口对，镜像对称的 第一槽线谐振器Cl和第二槽线谐振器C2及镜像对称的第一微带谐振器对和第二微带谐振 器对；其中，所述第一差分输入输出端口对和第二差分输入输出端口对与第一槽线谐振器 Cl和第二槽线谐振器C2同一对称轴，且该对称轴垂直于第一微带谐振器对和第二微带谐振 器对的对称轴；所述第一差分输入输出端口对包括有镜像对称并相连接的第一输入输出端 口Ai 和第二输入输出端口Bi，该第一输入输出端口Ai和第二输入输出端口Bi与第一微带 谐振器对和第二微带谐振器对同一对称轴，且所述第一槽线谐振器Cl在该对称轴上延伸， 并经过上述第一差分输入输出端口对，与该第一差分输入输出端口对间存在微带馈线禪合 部分C3;所述第二差分输入输出端口对包括有镜像对称并相连接的第=输入输出端口Ag和 第四输入输出端口Bg，该第=输入输出端口Ag和第四输入输出端口Be与第一微带谐振器对 和第二微带谐振器对同一对称轴，且所述第二槽线谐振器C2在该对称轴上延伸，并经过上 述第二差分输入输出端口对，与该第二差分输入输出端口对间存在微带馈线禪合部分C4; 所述第一微带谐振器对和第二微带谐振器对相连接，该第一微带谐振器对由镜像对称的第 一微带谐振器A,和第二微带谐振器A4构成，且该第一微带谐振器A2和第二微带谐振器A4 存在禪合部分A3,并与第一槽线谐振器Cl和第二槽线谐振器C2同一对称轴，该第二微带谐 振器对由镜像对称的第=微带谐振器B,和第四微带谐振器B4构成，且该第=微带谐振器B2 和第四微带谐振器B4存在禪合部分B3,并与第一槽线谐振器Cl和第二槽线谐振器C2同一 对称轴。
[0048] 本发明所述槽线禪合馈电带通单元的构建图如图1所示，其对应的物理尺寸图和 禪合图分别如图3a和3b所示。禪合图中谐振器2即为A2和B2的整体，谐振器2'即为A4 和B4的整体。其中谐振器1和r分别代表槽线谐振器C1和C2,它在本设计中为非谐振点， 它的主要作用是实现馈线和谐振器之间的禪合。因此对于该平衡带通滤波器单元，其本质 上是一个二阶平衡带通滤波器。其通带性能主要由参数片、9。和K值确定，可由全波仿真推 导：
[0049]
[0051] 具体对于该结构而言，f。，Q。和K的确定可通过下式表示：
[0052]f〇= f(L)
[005引 K= f(W，L"Gs)
[0054] Qe= f(W〇，Wi，W，Ti，T2，T3)
[005引其中，通带的频率f。由微带谐振器对（As和A4或者B2和B4)长度L确定；对于禪 合系数K，其参数主要由谐振器禪合部分（As或Bs)的宽度W，禪合长度Ls和禪合间距Gs确 定。外部Q值主要由微带馈线禪合部分咕、〔4)宽度W0、槽线谐振器（Ci、C2)的宽度Wi、槽 线谐振器（Cl、C2)的位置参数Tl、T2、T3W及微带谐振器对（A2和A4或者B2和B4)的宽度W 确定。
[0056] 图4给出了基于槽线禪合馈电带通单元的仿真结果，可W看到滤波器带外由于电 磁混合禪合产生了两个传输零点（ftdl、ftd2)，滤波器呈准楠圆二阶带通滤波器特性。此 夕F，从滤波器的共模特性可W看到，共模通带由于槽线间的禪合产生一个传输零点（ftcl)， 整个通带的共模由于槽线馈电结构得到50地的抑制。
[0化7] 根据上述分析，槽线禪合馈电带通单元可应用于多频平衡滤波器和平衡双工器 中。本发明首先介绍=频平衡滤波器的设计。图5a和图化给出了基于槽线禪合馈电带通 单元的=频平衡带通滤波器的结构图和禪合图。禪合图中谐振器（1和r)代表槽线，它在 本设计中为非谐振点。禪合图中谐振器（2和2'）、（3和3'）、（4和4'）分别代表外侧、中 侦U、内侧的谐振器对，对应形成第一、二、=个通带，根据W上可知，=个通带可W通过分别 控制对应的参数（fl，Qel和K1)、（f2,Qe2和K2)、（f2,Qe2和K3)，就可W实现S个通带的 独立可控。而各通带间微小的加载效应可W忽略不计，因此各通带的带宽和频率相互独立 可控。各通带参数的控制因素见下表1。
[005引表1各通带参数的控制因素
[0059]
[0060] 对于所提的槽线禪合馈电带通单元，本发明也将其用在平衡双工器的设计中，实 现多频和高共模抑制平衡双工器。图6a、化和图7a、化给出了双频和四频平衡双工器的结 构图和禪合图。禪合图中谐振器化1、R1'和R1")代表槽线，它在本设计中为非谐振点，起 到禪合馈电的作用。平衡双工器的设计思路是将两个槽线禪合馈电平衡带通单元级联。四 频平衡双工器禪合图中谐振器（2和2'）、（3和3'）分别代表左侧外侧和内侧的谐振器对， 分别构成第一和第S通带，谐振器（4和4'）、巧和5'）分别代表右侧外侧和内侧的谐振器 对，分别构成第二和第四通带。下表2和表3分别给出了双频和四频平衡双工器各通带的 控制参数。
[0061] 表2双频平衡双工器各通带参数的控制因素
[0062]
[0063] 表3四频平衡双工器各通带参数的控制因素
[0064]
[00化]本实施例采用的介质基板，其相对介电常数为2. 55,厚度为0. 8mm，损耗角正切为 0. 029。如图2所示，Di为使用介质板的上层金属贴片，D2为介质层，D3为介质板下层接地 金属贴片，为槽线。
[0066] 设计S频平衡滤波器的频率和3地带宽分别为（2. 4GHz，6% )、（3. 5GHz，5% )、 巧.2GHz，4% )。图8给出了实验结果图，可W看到S个通带的中屯、频率分别为2. 42GHz、 3. 51細z、5. 205細Z，3地带宽分别为6. 3 %、4. 5 %、3. 6%，带内差损分别为0. 6地、1. 2地、 2. 4地，带内回波损耗分别为21地、19地、14地。每个通带外有两个传输零点，改善了通带的 选择性和隔离度。共模时，滤波器在整个通带频率内达到40地W上的共模抑制。
[0067] 设计的双频平衡双工器的频率和3地带宽分别为（2. 4GHz，8% )、（3. 5GHz，8% )， 四频段平衡双工器的频率和3地带宽分别为（1. 4GHz，8 % )、（1. 8GHz，9 % )、 (2. 4細z, 8. 5% )、（3. 5細z, 10% )。
[0068] 双频平衡双工器的结果如图9a、9b、9c所示，可W看到两个通带的中屯、频率分别 为2. 37GHz、3. 47GHz，3地带宽分别为7. 9%、7. 7%、，带内差损分别为0. 56地、0. 8地，带内 回波损耗分别为23. 8地、17. 8地。每个通带外有两个传输零点，改善了通带的选择性，两个 通带中屯、频率的隔离度分别为25地、33地。共模时，滤波器在整个通带频率内达到50地W 上的共模抑制和隔离度。
[0069] 同理，四频平衡双工器的结果如图10a、10b、10c所示，可W看到四个通带的中 屯、频率分别为 1. 37GHz、l. 79GHz、2. 32GHz、3. 6GHz，3地带宽分别为 7. 8%、8. 8%、8. 4%、 9. 6%，带内差损分别为0.73地、0.75地、0.9地、2. 2地，带内回波损耗分别为18. 36地、 26. 8地、22地、14. 8地。每个通带外有多个传输零点，改善了通带的选择性，四个通带中屯、 频率的隔离度分别为19. 3地、21. 7地、32地、20地。共模时，滤波器在整个通带频率内达到 40地W上的共模抑制和隔离度。
[0070] 从上面可W看到，本发明提出的采用槽线禪合馈电带通单元的多频平衡滤波器和 双工器可W实现实现高选择性、高共模抑制W及频率和带宽独立可控，值得推广。
[0071] W上所述之实施例子只为本发明之较佳实施例，并非W此限制本发明的实施范 围，故凡依本发明之形状、原理所作的变化，均应涵盖在本发明的保护范围内。
【主权项】
1. 一种多频平衡滤波器/双工器用的槽线耦合馈电带通单元，其特征在于：所述槽线 耦合馈电带通单元包括有镜像对称的第一差分输入输出端口对和第二差分输入输出端口 对，镜像对称的第一槽线谐振器和第二槽线谐振器及镜像对称的第一微带谐振器对和第二 微带谐振器对；其中，所述第一差分输入输出端口对和第二差分输入输出端口对与第一槽 线谐振器和第二槽线谐振器同一对称轴，且该对称轴垂直于第一微带谐振器对和第二微带 谐振器对的对称轴；所述第一差分输入输出端口对包括有镜像对称并相连接的第一输入输 出端口和第二输入输出端口，该第一输入输出端口和第二输入输出端口与第一微带谐振器 对和第二微带谐振器对同一对称轴，且所述第一槽线谐振器在该对称轴上延伸，并经过上 述第一差分输入输出端口对，与该第一差分输入输出端口对间存在微带馈线耦合部分；所 述第二差分输入输出端口对包括有镜像对称并相连接的第三输入输出端口和第四输入输 出端口，该第三输入输出端口和第四输入输出端口与第一微带谐振器对和第二微带谐振器 对同一对称轴，且所述第二槽线谐振器在该对称轴上延伸，并经过上述第二差分输入输出 端口对，与该第二差分输入输出端口对间存在微带馈线耦合部分；所述第一微带谐振器对 和第二微带谐振器对相连接，该第一微带谐振器对由镜像对称的第一微带谐振器和第二微 带谐振器构成，且该第一微带谐振器和第二微带谐振器存在耦合部分，并与第一槽线谐振 器和第二槽线谐振器同一对称轴，该第二微带谐振器对由镜像对称的第三微带谐振器和第 四微带谐振器构成，且该第三微带谐振器和第四微带谐振器存在耦合部分，并与第一槽线 谐振器和第二槽线谐振器同一对称轴。2. 根据权利要求1所述的一种多频平衡滤波器/双工器用的槽线耦合馈电带通单元， 其特征在于：所述槽线耦合馈电带通单元的通带性能主要由参数fpQdP K值确定，可由全 波仿真推导：式中，f〇、QJP K的确定可通过下式表示： f〇=f (L) K = f(ff, Ls, Gs) Qe= f(ff〇, W11W, T1jT2, T3) 其中，通带的频率&由微带谐振器对的长度L确定；对于耦合系数K，其参数主要由微 带谐振器对的耦合部分宽度W、耦合长度Ls和耦合间距G s确定；外部Q值主要由微带馈线 耦合部分的宽度Wtl、槽线谐振器的宽度W1、槽线谐振器的位置参数^七以及微带谐振器 对的宽度W确定。
【专利摘要】本发明公开了一种多频平衡滤波器/双工器用的槽线耦合馈电带通单元，包括对称的第一、二差分输入输出端口对，对称的第一、二槽线谐振器及对称的第一、二微带谐振器对；第一差分输入输出端口对包括对象的第一、二输入输出端口，第一槽线谐振器与第一差分输入输出端口对存在微带馈线耦合部分；第二差分输入输出端口对包括对称的第三、四输入输出端口，第二槽线谐振器与第二差分输入输出端口对间存在微带馈线耦合部分；第一微带谐振器对由第一微带谐振器和第二微带谐振器构成，第二微带谐振器对由第三微带谐振器和第四微带谐振器构成。本发明可以实现高选择性、高共模抑制、频率和带宽独立可控的多频平衡滤波器和平衡双工器。
【IPC分类】H01P1/203, H01P7/08
【公开号】CN104900948
【申请号】CN201510275700
【发明人】褚庆昕, 邱雷雷
【申请人】华南理工大学
【公开日】2015年9月9日
【申请日】2015年5月26日
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