一种基于相控逆变器实现功率调节的电动汽车无线充电系统及方法
一种基于相控逆变器实现功率调节的电动汽车无线充电系统及方法
【技术领域】
[0001] 本发明为一种基于相控逆变器实现功率调节的电动汽车无线充电系统及方法，针 对电动汽车无线充电系统功率调节的功能，提出通过调整相控逆变器=相间的相角来控制 充电功率，本发明设及电动汽车无线充电技术领域，尤其是设及电动汽车无线充电系统中 对充电功率的控制方法。
【背景技术】
[0002] 电动汽车无线充电系统主要由停车位地面下的发送端电路和固定在车辆底盘上 的接收端电路组成，该两个电路中的线圈通过交替变化的磁场来交换电能。目前，在发送 端，大多采用D类全桥或半桥逆变电路结构作为高频电源模块，并通过调节逆变器工作频 率来控制输出电压、电流和功率，该种功率调节方式称为频率控制，对应的逆变器结构统称 为频率控制逆变器。对于频率控制逆变器，当工作频率与线圈的谐振频率接近时充电系统 功率输出增加，工作频率偏离线圈的谐振频率时充电系统输出降低，W此系实现统功率调 节，控制电动汽车无线充电过程。为提高电池充电效率及延长寿命，电动汽车充电电池的充 电过程需要经历=个阶段；恒流充电阶段、恒功率充电阶段和恒压充电阶段。频率控制方式 意味着无线充电系统工作在变频工作状态下，存在W下缺点：
[000引 I、系统噪声频谱宽且无法预测，导致比较困难的电磁兼容（Effl)问题，严重时甚 至损坏元器件；
[0004] II、设计电路时需要比较复杂的输出电压滤波器；
[0005] III、频率控制精度不高，工作频率的微小变化可能导致传输功率急剧变化。
[0006] 随着电动汽车和充电电池发展越来越快，电动汽车的推广和普及的也开始高速发 展，研究方便快捷与高效可靠的电动汽车充电策略成为其发展的必然趋势。相控逆变器可 W利用输出电压相位的改变来调节系统输出功率，提高电池使用均衡性和寿命，改善现今 电动汽车无线充电系统的充电功率控制精度，使系统输出满足充电电池组的充电规律，在 电能高效利用上有非常好的效果。
【发明内容】
[0007] 本发明的上述技术问题主要是通过下述技术方案得W解决的：
[000引一种基于相控逆变器实现功率调节的电动汽车无线充电系统，其特征在于，通过 发送端的相控逆变器来控制谐振电路的输出电压，从而能够在不改变工作频率的情况下调 节充电电池组的输入功率，实现系统功率调节功能；其中，
[0009] 相控逆变器由=个半桥逆变器并联，其=相通过禪合变压器两两禪合，ICT的主要 功能为隔离、滤波和禪合；每个ICT由两股利兹线W麻花状揉合并在环状磁巧上绕制16圈 组成，其两股利兹线的四个接线端子中，一个端子作为输入连接到其中一个半桥逆变器的 输出端；两个端子作为禪合端与其余两个ICT禪合连接；余下的一个端子作为输出连接到 公共输出端；通过控制相控逆变器=相之间的电压相角，即能调整公共输出端的电压，从而 调节无线充电系统接收端的充电功率；所述相控逆变器=相之间的电压相角是=个半桥逆 变器的输出电压相角；所述公共输出端的电压是发送端的输出电压。
[0010] 包括发送端电路和接收端电路；其中，
[0011] 发送端电路包括一个相控逆变器，一个谐振电容和一个谐振电感组成，相控逆变 器由立个半桥路逆变器并联，其立相通过禪合变压器（IntercellTransformer,ICT)两两 禪合而成，ICT的主要功能为隔离、滤波和禪合，每个ICT由两股利兹线W麻花状揉合并在 环状磁巧上绕制16圈组成，其两股利兹线的四个接线端子中，一个端子作为输入连接到其 中一个半桥逆变器的输出端；两个端子作为禪合端与其余两个ICT禪合连接；余下的一个 端子作为输出连接到公共输出端。
[0012] 系统接收端由一个谐振电感，一个谐振电容，一个全桥整流器和一个滤波电容组 成，相控逆变器能够通过调整=相半桥路逆变器之间的电压相位值来控制谐振电路的输出 电压，能够在不改变工作频率的条件下调节充电电池组的输入功率，实现系统功率调节功 能。
[0013] 所述=个并联的D类半桥路逆变器，其=相之间通过ICT相互禪合，并与无线充电 系统的发射端谐振电路相接。=相相控逆变器通过控制相控逆变器=相之间的电压相角 (即S个半桥逆变器的输出电压相角），即能调整公共输出端的电压（亦即发送端的输出电 压），从而调节无线充电系统接收端的充电功率。
[0014] 在电能发送端结构中本发明使用=个最常见的D类半桥逆变器并联组成一个多 相相控逆变器结构。与D类全桥逆变器相比，多相相控逆变器在给定输出功率条件下流经 每个开关管的电流较小。在系统电能接收端结构中，本发明应用了一个带有D类全桥整流 器的串联谐振电路，系统的拓扑结构如图1所示。
[0015] 一种基于相控逆变器实现功率调节的电动汽车无线充电方法，其特征在于，是一 种变参数情况下的相控逆变器最小输入直流电压计算方法，具体是；将电池组在一个完整 的充电过程中的充电曲线离散化，所述充电曲线包括电流、电压、功率，离散化时每隔半小 时取一个点；并将发送端与接收端之间的可能禪合系数离散化，将电流、电压、功率进行组 合，分别求解满足充电功率条件下，各参数组合时的逆变器输入直流电压，并取其最大值作 为实现系统最小需求直流电压；对于某个特定的参数组合，根据系统发送端有功功率等于 电池充电功率与充电系统功率总损失之和列写方程，在S相之间相角为0时，求取逆变器 所需要的直流输入电压。
[0016] 将发送端与接收端之间的可能禪合系数离散化时，设定发送端与接收端可能距离 为12cm至30畑1，对应系统的禪合系数0. 34至0. 15,离散化时每隔0. 05取一个点。
[0017] 下面是针对系统的相控逆变器输出电压和相电流分析。
[001引对于禪合变压器ICT1、ICT2W及ICT3,其发送端的励磁电感分别为Lip、LipW及Lsp，接收端的励磁电感分别为Lis、Lis化及Lss，且假设所有的绕组拥有相同的参数，即励磁电 感江。=l2P=l3P=Lmag，Lis=L2s=L3s=Lmag)、漏电感keak和等效串联电阻巧SR)都相 等，其中Vi，V2,和Vs分别为S个逆变器输出电压的分量，巧为相移角。根据电动汽车无线 充电系统相控逆变器简化电路图可W得到相控逆变器每相输出电压的表达式 [0019]
[0022] 因此，相控逆变器的总输出电压和电流也可W用公式（2)和（3)分别表示
[0023]
[0025] 其中Zb是相控逆变器每相的阻抗，ZP是相控逆变器的负载阻抗，《是逆变器工作 角频率。方程似和做表明输出电压和电流均能通过调整相位来调节和控审Ij。下文中的 方程（14)则表明，其接收端的功率同样能通过调整相位来控制。公式（4)为在公式（2)和 (3)中部分参数的计算方法。
[0031] 其中ICT的电感值由励磁电感Lmag和漏电感Lleak组成，Zsrefleet为接收端映射到发 送端的等效阻抗，Zs为接收端阻抗，其中R,为实部，R。。^为接收端整流器输入阻抗，其阻抗 特性表达为容性，rcsc为接收端导通等效阻抗，《。为电路的谐振角频率。为了计算充电系 统在相控逆变器结构下的功率损失，需要计算每相的相电流，即
【附图说明】
[0035] 图1是电动汽车无线充电系统相控逆变器电路拓扑结构图。
[0036] 图2是充电系统相控逆变器简化电路图。
[0037] 图3是相控逆变器零电压切换条件检测仿真图。
[003引图4是电动汽车无线充电系统功率仿真图。
[0039] 图5是相控逆变器最小直流输入电压仿真图。
[0040] 图6是不同充电阶段相控逆变器相位 仿真图。
[0041] 图7a是相控逆变器与D类逆变器效率仿真对比图（与D类全桥逆变器对比）。
[0042] 图化是相控逆变器与D类逆变器效率仿真对比图（与D类半桥逆变器对比）。
[0043] 图8是实例电池组充电实验结果图。
[0044] 图9是实例相控逆变器相位角仿真与实验结果图。
[0045] 图10是实例充电系统功率与充电功率实验结果图。
[0046] 图11是实例充电系统充电效率仿真与实验结果图。
【具体实施方式】
[0047] 在电动汽车无线充电系统中，对系统输出功率的控制是一个关键性技术。充电电 池的充电阶段通常情况下分为恒流、恒功率和恒压=个充电阶段，因此电动汽车无线充电 系统需要根据电池的充电阶段相应地调整系统的输出。本发明所研究的对象为一种基于相 控逆变器进行功率调节的电动汽车无线充电系统。通过发明新型相控逆变器使得系统可W 工作在相位控制方式下，功率控制精度得到改善，电能利用率得到提高，并通过实验验证了 系统的正确性。W下结合附图和【具体实施方式】详细说明本发明。
[0048] 1.电路参数设计
[0049] 如图1所示，本发明提供的电路结构包括电动汽车无线充电系统发送端电路和接 收端电路。发送端电路包括相控逆变器、发送端谐振线圈W及发送端谐振电容；接收端电路 包括接收端谐振线圈，接收端谐振电容，整流器W及充电电池组。为便于实施参考起见，提 供实施例的详细方案：
[0050] 谐振频率和工作频率是两个最先要确定的参数。根据2013年美国汽车工程师协 会（SA巧在推进标准化的非接触式供电标准中的相关频带建议，电动汽车无线充电系统 的工作频率应控制在81. 38曲Z至90曲Z之间，因此本发明充电系统电路工作频率选择为 88曲Z。相控逆变器开关管零电压切换狂eroVoltageSwitching,ZV巧会大大降低开关管 的开关切换功率损失，因此设计电路时应尽可能满足ZVS条件，而获得ZVS的条件是逆变器 的电流滞后电压，在实际设计中可W使逆变器拥有一个感性负载。此外，工作频率的选择应 高于谐振频率。但是，对于一个带有感性负载的谐振回路，较高的工作频率会导致低的输出 电流和功率，因此工作频率也不能高于谐振频率过多。考虑到上述情况，在设计发送端电路 的时候，谐振频率选择为82kHz。在选择接收端电路谐振频率时，W往的设计趋向于将发射 端与接收端电路谐振频率设定一致，W便在使用频率调节时让系统在谐振频率点获得最大 传输效率。由于本发明可使系统工作在固定频率相控方式下，因此在考虑接收端电路设计 时，可设定接收端谐振频率为91曲Z。该样是为了让相控逆变器获得更好的ZVS条件。系统 工作在低于接收端谐振频率但高于发射端谐振频率时，接收端的等效阻抗会显现为容性阻 抗，但映射到发射端时则显现为感性阻抗，该样更有利于相控逆变器实现ZVS。
[0051] 相控逆变器电流滞后电压的相位角能够通过分析逆变器等效阻抗的实部和虚部 来获得，逆变器的等效阻抗表示为
[005引Zi= Vi/I。i = 1，2,3， (6)
[0化3]通过分析公式（1-3)可得，P的取值范围为0到120°，相应地相控逆变器的输 出电压（输出功率也同样变化）从最大值到零变化。如图3所示，为相控逆变器在频率参 数选定情况下，禪合系数k为0. 15,电池等效阻抗为3. 5Q时逆变器每相的相位仿真图，可 W看出，=相的相电流始终滞后于电压，最小角度为31.51°。
[0054] 充电电池组在充电过程中的等效阻抗是变化的，因此在设计系统参数时需要确定 电池组等效阻抗，等效阻抗Rbwtety能通过电池充电实验或电池厂家提供的充电曲线（电流、 电压随充电时间的曲线）获得，其计算公式如下：
[0055] Rbattery一 ^battery/^battery(了)
[0化6] 电池组充电过程分为=个阶段，分别为恒流、恒功率和恒压阶段。在充电实验中， 电池充电电流和电压分别每隔半小时测量一次。
[0057] 在本发明实例中，为了降低电动汽车无线充电系统磁场强度，达到人体安全等级 标准，同时由于电动汽车自身尺寸的限制，因此选择了较大截断面积较小圈数的设计方案。 两个线圈绕组具有相同的设计尺寸，分别为90cm长70cm宽的矩形线圈，应数为4圈，每圈 绕制间距为1cm。本发明还选用多股的利兹线进行线圈的绕制，该种利兹线在高频工作条 件下内阻低，在降低趋肤效应上有非常好的效果。根据Maxwell软件仿真，两个线圈的电感 值约为33.7UH。根据利兹线出厂标准说明书可知本设计线圈直流阻抗约为0.02Q。在 88曲Z工作频率下，考虑集肤效应和邻近效应的同时，其交流负载约等于直流负载，因此线 圈总阻抗约为0. 04Q。接收端整流器是由4个DSEI2X101-06A型二极管组成的全桥整流 器。考虑到不同底盘高度电动汽车的充电需求，本实例假定发射线圈与接收线圈的距离在 12至30cm之间，因此可W通过Maxwell仿真软件计算出线圈禪合系数k为0. 34至0. 15。 [005引表1系统主要参数
[0059]
[0060] 2.变参数情况下相控逆变器最小输入直流电压设计与效率分析
[0061] 相控逆变器的直流输入电压设计直接关系着是否能为电动汽车无线充电系统供 应足够的功率，但是过高的直流输入电压会造成效率的下降，并可能导致控制板器件损坏。 同时，电池充电过程中，其等效的阻抗是随时间变化的，而且不同高度的汽车底盘也导致了 发送端线圈与接收端线圈之间的禪合系数的变化。相控逆变器最小输入直流电压，指的是 能够满足上述变参数条件下（即各种工况条件下）的充电功率要求时，相控逆变器直流输 入电压的最小值。
[0062] 将电池组在一个完整的充电过程中的充电曲线（包括电流、电压、功率）离散化 (每隔半小时取一个点），并将发送端与接收端之间的可能禪合系数（设定发送端与接收端 可能距离为12cm至30畑1，对应系统的禪合系数0. 34至0. 15)离散化（每隔0. 05取一个 点），将上述离散化后的参数进行组合，分别求解满足充电功率条件下，各参数组合时的逆 变器输入直流电压，并取其最大值作为逆变器最小需求直流电压。对于某个特定的参数组 合，根据系统发送端有功功率等于电池充电功率与充电系统功率总损失之和列写方程，在 =相之间相角为0时，求取逆变器所需要的直流输入电压。
[0063] 为了分析在满足充电功率的前提下，逆变器所需要的最小直流输入电压，需要先 考虑功率损失。
[0064] 发送端电路的功率损失包括传导损失和开关损失。每个开关管，谐振电容，谐振电 感和ICT的导通损失分别为Psw(i)、Pep、P。^及PICT(i);开关损失由开损失和关损失Pssw(i) 组成，由于开关管具备ZVS条件，因此开损失为零。
[0070]其中Imi(i)和Im2(i)为流经ICT的电流。因此总的传导损失为
[0074]其中0 1为电流滞后电压的角度，发送端所有的功率损失因此可得
[007引 Ppioss-P化ontlurt+PpSSW(山
[0076] 接收端的传导功率损失包括谐振电容损失Pa，谐振电感损失I\s，整流二极管损失 PwW及滤波电容损失PW此外还有整流二极管的前向电压损失Pw。
[0082] 其中，为滤波电容的等效阻抗，大约为0. 02Q;Is为接收端谐振电流的幅值
[0083]
(13)
[0084] 与分析与发送端的方法是相似的，接收端的总功率损失为
[0085]
( 14J
[0086] 如图4所示为S个典型的禪合系数条件下 系统的功率仿真结果。
[0087] 接收端的有功功率等于接收端映射到发送端的等效电阻消耗的有功功率，表示为 [008引
(巧）
[0089] 其中Ip为发送端电流的幅值，f挪巧
[0090]
(16)
[0091] 同时，接收端所有的有功功率能够用电池充电功率和充电系统功率总损失表示
[0092]
(20)
[0097] 假设[009引
[0099] 因此公式（19)能被化简为
[0100]
(21)
[0101] 当0为0时，求得的Vi是满足（21)式的相控逆变器的最小直流输入电压值，即
[0102] 9flF/+wr,+c=o (22)
[0103] 利用求解公式能够得出两个Vi的解，省略其中的负值，相控逆变器的直流输入电 压为
[0104]
(23)
[01化]如图5所示为在本发明实例设计参数下，相控逆变器最小直流输入电压仿真图。 从图中可W看出，较高的禪合系数和较低的电池等效阻抗情况下需要较高的最小直流输入 电压值。
[0106] 根据本发明实例设计的参数，将可变参数（电池行将电阻、禪合系数）的所有可能 值进行组合，依公式（23)可计算得到每种组合参数下，逆变器所需直流输入电压值。其最 大值（本实例仿真为358V)，可作为实例参数下的逆变逆变器最小直流输入电压值。
[0107] 3.相控逆变器控制相位角与效率计算
[0108] 在设定最小直流输入电压后（考虑到一定的裕量，设定为400V)，根据公式（21)可 得
[0110] 由此可计算出相控逆变器的相位角为[0111]
[0109] (24)
(巧）
[0112] 实际上，式（24)有两个解，但是省略了负数解。如图6所示为在400V直流输入电 压和=个典型禪合系数条件下，充电电池各个充电阶段需要的相位角，从中可W看出充电 系统在禪合系数k为0.34条件下，相位角从35°至92°逐渐增加，相位角范围始终满足相 控逆变器ZVS条件。
[0113] 在公式（11)和（14)W及图5中已经分析了带有相控逆变器的电动汽车无线充电 系统的功率损失。在比较相控逆变器和D类逆变器的效率之前需要先确定D类逆变器的直 流输入电压，该里假设D类逆变器为串联谐振结构，使用频率控制方法调节输出功率。采用 155V为全桥D类逆变器的直流输入电压，275V为半桥D类逆变器的直流输入电压。如图7a 和图化所示为除了考虑ICT功率损失之外，在所有计算功率损失情况下，半桥和全桥D类 逆变器的效率仿真结果。从中可W看出相控逆变器结构在大部分时间下（恒流与恒功率充 电期间）比D类逆变器结构具有更高的效率，而D类逆变器仅仅在充电距离较远（即禪合 系数较小），且为半桥结构情况下，才具有较高的效率。
[0114] 4.实验验证
[0115]为验证相控逆变器在电动汽车无线充电系统功率控制上的优势，本实例还对系统 进行了实验分析，制作了实验样机。通过实验分析，验证相控逆变器在电动汽车无线充电系 统中的科学性。
[0116] 在本发明实例实验中，使用的充电电池为8V的深度放电铅酸电池，9个电池串联 形成一个72V的电池组，发送端线圈和接收端线圈之间的距离约为20cm。测量的线圈互感 值为7. 33yH，互感系数k为0. 226,发送端和接收端的线圈电感值约为33. 6yH。实验中使 用了一个395. 9V的直流输入电源。整个电池充电时间分为S个部分，从开始之后的2个小 时为恒流阶段，接下来3. 5小时为恒功率阶段，最后的2. 5小时为恒电压阶段。在恒流阶段 充电电流为20A+ 0. 2A;当充电功率达到1500W之后，充电功率维持在1500W+15W;当充电 电压达到86. 6V之后，充电电压维持在86. 6V±0. 8V直到充电过程结束，此时的充电电流减 小为5. 7A。图8所示为电池充电过程实验结果，运用此结果可得到充电电池在不同充电阶 段的等效阻抗。
[0117] 如图9所示为在禪合系数k为0. 226情况下，相控逆变器相位角的实验结果和仿 真结果比较，仿真结果是基于公式（25)而得，其中阻抗的计算时每隔半小时测量电压和电 流计算而得。图10为整个充电阶段中充电功率示意图，从中可W看出充电功率在充电过程 一开始有所上升，之后保持在1.4kW到1.5kW，然后充电功率开始降低，该个趋势与在计算 功率损失时的仿真结果是一致的。图11所示为系统充电效率的实验结果与仿真结果对比， 两种结果误差为1%，充电效率变化规律一致。
[0118] 本文中所描述的具体实施例仅仅是对本发明精神作举例说明。本发明所属技术领 域的技术人员可W对所描述的具体实施例做各种各样的修改或补充或采用类似的方式替 代，但并不会偏离本发明的精神或者超越所附权利要求书所定义的范围。
【主权项】
1. 一种基于相控逆变器实现功率调节的电动汽车无线充电系统，其特征在于，通过发 送端的相控逆变器来控制谐振电路的输出电压，从而能够在不改变工作频率的情况下调节 充电电池组的输入功率，实现系统功率调节功能；其中， 相控逆变器由三个半桥逆变器并联，其三相通过耦合变压器两两耦合，ICT的主要功 能为隔离、滤波和耦合；每个ICT由两股利兹线以麻花状揉合并在环状磁芯上绕制16圈组 成，其两股利兹线的四个接线端子中，一个端子作为输入连接到其中一个半桥逆变器的输 出端；两个端子作为耦合端与其余两个ICT耦合连接；余下的一个端子作为输出连接到公 共输出端；通过控制相控逆变器三相之间的电压相角，即能调整公共输出端的电压，从而调 节无线充电系统接收端的充电功率；所述相控逆变器三相之间的电压相角是三个半桥逆变 器的输出电压相角；所述公共输出端的电压是发送端的输出电压。2. -种基于相控逆变器实现功率调节的电动汽车无线充电方法，其特征在于，是一种 变参数情况下的相控逆变器最小输入直流电压计算方法，具体是：将电池组在一个完整的 充电过程中的充电曲线离散化，所述充电曲线包括电流、电压、功率，离散化时每隔半小时 取一个点；并将发送端与接收端之间的可能耦合系数离散化，将电流、电压、功率进行组合， 分别求解满足充电功率条件下，各参数组合时的逆变器输入直流电压，并取其最大值作为 实现系统最小需求直流电压；对于某个特定的参数组合，根据系统发送端有功功率等于电 池充电功率与充电系统功率总损失之和列写方程，在三相之间相角为O时，求取逆变器所 需要的直流输入电压。3. 根据权利要求2所述的一种基于相控逆变器实现功率调节的电动汽车无线充电方 法，其特征在于，将发送端与接收端之间的可能耦合系数离散化时，设定发送端与接收端可 能距离为12cm至30cm,对应系统的耦合系数0. 34至0. 15,离散化时每隔0. 05取一个 点。
【专利摘要】本发明提供一种基于相控逆变器实现功率调节的电动汽车无线充电系统及方法，针对电动汽车无线充电系统，本发明采用一种新型相控逆变器代替原有的D类全桥或半桥逆变器，在经过电压、电流和功率以及效率的分析后，可以实现通过调节相控逆变器输出电压的相位角来控制充电系统输出功率，获得方便快速与高效可靠的充电策略。最后通过实验验证了这种新型相控逆变器应用于电动汽车无线充电系统功率控制中的优势。
【IPC分类】H02J7/02, H02M3/335
【公开号】CN104901403
【申请号】CN201510359749
【发明人】邓其军, 陈诚, 刘姜涛, 周洪, 胡文山
【申请人】武汉大学
【公开日】2015年9月9日
【申请日】2015年6月25日
【技术领域】
[0001] 本发明为一种基于相控逆变器实现功率调节的电动汽车无线充电系统及方法，针 对电动汽车无线充电系统功率调节的功能，提出通过调整相控逆变器=相间的相角来控制 充电功率，本发明设及电动汽车无线充电技术领域，尤其是设及电动汽车无线充电系统中 对充电功率的控制方法。
【背景技术】
[0002] 电动汽车无线充电系统主要由停车位地面下的发送端电路和固定在车辆底盘上 的接收端电路组成，该两个电路中的线圈通过交替变化的磁场来交换电能。目前，在发送 端，大多采用D类全桥或半桥逆变电路结构作为高频电源模块，并通过调节逆变器工作频 率来控制输出电压、电流和功率，该种功率调节方式称为频率控制，对应的逆变器结构统称 为频率控制逆变器。对于频率控制逆变器，当工作频率与线圈的谐振频率接近时充电系统 功率输出增加，工作频率偏离线圈的谐振频率时充电系统输出降低，W此系实现统功率调 节，控制电动汽车无线充电过程。为提高电池充电效率及延长寿命，电动汽车充电电池的充 电过程需要经历=个阶段；恒流充电阶段、恒功率充电阶段和恒压充电阶段。频率控制方式 意味着无线充电系统工作在变频工作状态下，存在W下缺点：
[000引 I、系统噪声频谱宽且无法预测，导致比较困难的电磁兼容（Effl)问题，严重时甚 至损坏元器件；
[0004] II、设计电路时需要比较复杂的输出电压滤波器；
[0005] III、频率控制精度不高，工作频率的微小变化可能导致传输功率急剧变化。
[0006] 随着电动汽车和充电电池发展越来越快，电动汽车的推广和普及的也开始高速发 展，研究方便快捷与高效可靠的电动汽车充电策略成为其发展的必然趋势。相控逆变器可 W利用输出电压相位的改变来调节系统输出功率，提高电池使用均衡性和寿命，改善现今 电动汽车无线充电系统的充电功率控制精度，使系统输出满足充电电池组的充电规律，在 电能高效利用上有非常好的效果。
【发明内容】
[0007] 本发明的上述技术问题主要是通过下述技术方案得W解决的：
[000引一种基于相控逆变器实现功率调节的电动汽车无线充电系统，其特征在于，通过 发送端的相控逆变器来控制谐振电路的输出电压，从而能够在不改变工作频率的情况下调 节充电电池组的输入功率，实现系统功率调节功能；其中，
[0009] 相控逆变器由=个半桥逆变器并联，其=相通过禪合变压器两两禪合，ICT的主要 功能为隔离、滤波和禪合；每个ICT由两股利兹线W麻花状揉合并在环状磁巧上绕制16圈 组成，其两股利兹线的四个接线端子中，一个端子作为输入连接到其中一个半桥逆变器的 输出端；两个端子作为禪合端与其余两个ICT禪合连接；余下的一个端子作为输出连接到 公共输出端；通过控制相控逆变器=相之间的电压相角，即能调整公共输出端的电压，从而 调节无线充电系统接收端的充电功率；所述相控逆变器=相之间的电压相角是=个半桥逆 变器的输出电压相角；所述公共输出端的电压是发送端的输出电压。
[0010] 包括发送端电路和接收端电路；其中，
[0011] 发送端电路包括一个相控逆变器，一个谐振电容和一个谐振电感组成，相控逆变 器由立个半桥路逆变器并联，其立相通过禪合变压器（IntercellTransformer,ICT)两两 禪合而成，ICT的主要功能为隔离、滤波和禪合，每个ICT由两股利兹线W麻花状揉合并在 环状磁巧上绕制16圈组成，其两股利兹线的四个接线端子中，一个端子作为输入连接到其 中一个半桥逆变器的输出端；两个端子作为禪合端与其余两个ICT禪合连接；余下的一个 端子作为输出连接到公共输出端。
[0012] 系统接收端由一个谐振电感，一个谐振电容，一个全桥整流器和一个滤波电容组 成，相控逆变器能够通过调整=相半桥路逆变器之间的电压相位值来控制谐振电路的输出 电压，能够在不改变工作频率的条件下调节充电电池组的输入功率，实现系统功率调节功 能。
[0013] 所述=个并联的D类半桥路逆变器，其=相之间通过ICT相互禪合，并与无线充电 系统的发射端谐振电路相接。=相相控逆变器通过控制相控逆变器=相之间的电压相角 (即S个半桥逆变器的输出电压相角），即能调整公共输出端的电压（亦即发送端的输出电 压），从而调节无线充电系统接收端的充电功率。
[0014] 在电能发送端结构中本发明使用=个最常见的D类半桥逆变器并联组成一个多 相相控逆变器结构。与D类全桥逆变器相比，多相相控逆变器在给定输出功率条件下流经 每个开关管的电流较小。在系统电能接收端结构中，本发明应用了一个带有D类全桥整流 器的串联谐振电路，系统的拓扑结构如图1所示。
[0015] 一种基于相控逆变器实现功率调节的电动汽车无线充电方法，其特征在于，是一 种变参数情况下的相控逆变器最小输入直流电压计算方法，具体是；将电池组在一个完整 的充电过程中的充电曲线离散化，所述充电曲线包括电流、电压、功率，离散化时每隔半小 时取一个点；并将发送端与接收端之间的可能禪合系数离散化，将电流、电压、功率进行组 合，分别求解满足充电功率条件下，各参数组合时的逆变器输入直流电压，并取其最大值作 为实现系统最小需求直流电压；对于某个特定的参数组合，根据系统发送端有功功率等于 电池充电功率与充电系统功率总损失之和列写方程，在S相之间相角为0时，求取逆变器 所需要的直流输入电压。
[0016] 将发送端与接收端之间的可能禪合系数离散化时，设定发送端与接收端可能距离 为12cm至30畑1，对应系统的禪合系数0. 34至0. 15,离散化时每隔0. 05取一个点。
[0017] 下面是针对系统的相控逆变器输出电压和相电流分析。
[001引对于禪合变压器ICT1、ICT2W及ICT3,其发送端的励磁电感分别为Lip、LipW及Lsp，接收端的励磁电感分别为Lis、Lis化及Lss，且假设所有的绕组拥有相同的参数，即励磁电 感江。=l2P=l3P=Lmag，Lis=L2s=L3s=Lmag)、漏电感keak和等效串联电阻巧SR)都相 等，其中Vi，V2,和Vs分别为S个逆变器输出电压的分量，巧为相移角。根据电动汽车无线 充电系统相控逆变器简化电路图可W得到相控逆变器每相输出电压的表达式 [0019]
[0022] 因此，相控逆变器的总输出电压和电流也可W用公式（2)和（3)分别表示
[0023]
[0025] 其中Zb是相控逆变器每相的阻抗，ZP是相控逆变器的负载阻抗，《是逆变器工作 角频率。方程似和做表明输出电压和电流均能通过调整相位来调节和控审Ij。下文中的 方程（14)则表明，其接收端的功率同样能通过调整相位来控制。公式（4)为在公式（2)和 (3)中部分参数的计算方法。
[0031] 其中ICT的电感值由励磁电感Lmag和漏电感Lleak组成，Zsrefleet为接收端映射到发 送端的等效阻抗，Zs为接收端阻抗，其中R,为实部，R。。^为接收端整流器输入阻抗，其阻抗 特性表达为容性，rcsc为接收端导通等效阻抗，《。为电路的谐振角频率。为了计算充电系 统在相控逆变器结构下的功率损失，需要计算每相的相电流，即
【附图说明】
[0035] 图1是电动汽车无线充电系统相控逆变器电路拓扑结构图。
[0036] 图2是充电系统相控逆变器简化电路图。
[0037] 图3是相控逆变器零电压切换条件检测仿真图。
[003引图4是电动汽车无线充电系统功率仿真图。
[0039] 图5是相控逆变器最小直流输入电压仿真图。
[0040] 图6是不同充电阶段相控逆变器相位 仿真图。
[0041] 图7a是相控逆变器与D类逆变器效率仿真对比图（与D类全桥逆变器对比）。
[0042] 图化是相控逆变器与D类逆变器效率仿真对比图（与D类半桥逆变器对比）。
[0043] 图8是实例电池组充电实验结果图。
[0044] 图9是实例相控逆变器相位角仿真与实验结果图。
[0045] 图10是实例充电系统功率与充电功率实验结果图。
[0046] 图11是实例充电系统充电效率仿真与实验结果图。
【具体实施方式】
[0047] 在电动汽车无线充电系统中，对系统输出功率的控制是一个关键性技术。充电电 池的充电阶段通常情况下分为恒流、恒功率和恒压=个充电阶段，因此电动汽车无线充电 系统需要根据电池的充电阶段相应地调整系统的输出。本发明所研究的对象为一种基于相 控逆变器进行功率调节的电动汽车无线充电系统。通过发明新型相控逆变器使得系统可W 工作在相位控制方式下，功率控制精度得到改善，电能利用率得到提高，并通过实验验证了 系统的正确性。W下结合附图和【具体实施方式】详细说明本发明。
[0048] 1.电路参数设计
[0049] 如图1所示，本发明提供的电路结构包括电动汽车无线充电系统发送端电路和接 收端电路。发送端电路包括相控逆变器、发送端谐振线圈W及发送端谐振电容；接收端电路 包括接收端谐振线圈，接收端谐振电容，整流器W及充电电池组。为便于实施参考起见，提 供实施例的详细方案：
[0050] 谐振频率和工作频率是两个最先要确定的参数。根据2013年美国汽车工程师协 会（SA巧在推进标准化的非接触式供电标准中的相关频带建议，电动汽车无线充电系统 的工作频率应控制在81. 38曲Z至90曲Z之间，因此本发明充电系统电路工作频率选择为 88曲Z。相控逆变器开关管零电压切换狂eroVoltageSwitching,ZV巧会大大降低开关管 的开关切换功率损失，因此设计电路时应尽可能满足ZVS条件，而获得ZVS的条件是逆变器 的电流滞后电压，在实际设计中可W使逆变器拥有一个感性负载。此外，工作频率的选择应 高于谐振频率。但是，对于一个带有感性负载的谐振回路，较高的工作频率会导致低的输出 电流和功率，因此工作频率也不能高于谐振频率过多。考虑到上述情况，在设计发送端电路 的时候，谐振频率选择为82kHz。在选择接收端电路谐振频率时，W往的设计趋向于将发射 端与接收端电路谐振频率设定一致，W便在使用频率调节时让系统在谐振频率点获得最大 传输效率。由于本发明可使系统工作在固定频率相控方式下，因此在考虑接收端电路设计 时，可设定接收端谐振频率为91曲Z。该样是为了让相控逆变器获得更好的ZVS条件。系统 工作在低于接收端谐振频率但高于发射端谐振频率时，接收端的等效阻抗会显现为容性阻 抗，但映射到发射端时则显现为感性阻抗，该样更有利于相控逆变器实现ZVS。
[0051] 相控逆变器电流滞后电压的相位角能够通过分析逆变器等效阻抗的实部和虚部 来获得，逆变器的等效阻抗表示为
[005引Zi= Vi/I。i = 1，2,3， (6)
[0化3]通过分析公式（1-3)可得，P的取值范围为0到120°，相应地相控逆变器的输 出电压（输出功率也同样变化）从最大值到零变化。如图3所示，为相控逆变器在频率参 数选定情况下，禪合系数k为0. 15,电池等效阻抗为3. 5Q时逆变器每相的相位仿真图，可 W看出，=相的相电流始终滞后于电压，最小角度为31.51°。
[0054] 充电电池组在充电过程中的等效阻抗是变化的，因此在设计系统参数时需要确定 电池组等效阻抗，等效阻抗Rbwtety能通过电池充电实验或电池厂家提供的充电曲线（电流、 电压随充电时间的曲线）获得，其计算公式如下：
[0055] Rbattery一 ^battery/^battery(了)
[0化6] 电池组充电过程分为=个阶段，分别为恒流、恒功率和恒压阶段。在充电实验中， 电池充电电流和电压分别每隔半小时测量一次。
[0057] 在本发明实例中，为了降低电动汽车无线充电系统磁场强度，达到人体安全等级 标准，同时由于电动汽车自身尺寸的限制，因此选择了较大截断面积较小圈数的设计方案。 两个线圈绕组具有相同的设计尺寸，分别为90cm长70cm宽的矩形线圈，应数为4圈，每圈 绕制间距为1cm。本发明还选用多股的利兹线进行线圈的绕制，该种利兹线在高频工作条 件下内阻低，在降低趋肤效应上有非常好的效果。根据Maxwell软件仿真，两个线圈的电感 值约为33.7UH。根据利兹线出厂标准说明书可知本设计线圈直流阻抗约为0.02Q。在 88曲Z工作频率下，考虑集肤效应和邻近效应的同时，其交流负载约等于直流负载，因此线 圈总阻抗约为0. 04Q。接收端整流器是由4个DSEI2X101-06A型二极管组成的全桥整流 器。考虑到不同底盘高度电动汽车的充电需求，本实例假定发射线圈与接收线圈的距离在 12至30cm之间，因此可W通过Maxwell仿真软件计算出线圈禪合系数k为0. 34至0. 15。 [005引表1系统主要参数
[0059]
[0060] 2.变参数情况下相控逆变器最小输入直流电压设计与效率分析
[0061] 相控逆变器的直流输入电压设计直接关系着是否能为电动汽车无线充电系统供 应足够的功率，但是过高的直流输入电压会造成效率的下降，并可能导致控制板器件损坏。 同时，电池充电过程中，其等效的阻抗是随时间变化的，而且不同高度的汽车底盘也导致了 发送端线圈与接收端线圈之间的禪合系数的变化。相控逆变器最小输入直流电压，指的是 能够满足上述变参数条件下（即各种工况条件下）的充电功率要求时，相控逆变器直流输 入电压的最小值。
[0062] 将电池组在一个完整的充电过程中的充电曲线（包括电流、电压、功率）离散化 (每隔半小时取一个点），并将发送端与接收端之间的可能禪合系数（设定发送端与接收端 可能距离为12cm至30畑1，对应系统的禪合系数0. 34至0. 15)离散化（每隔0. 05取一个 点），将上述离散化后的参数进行组合，分别求解满足充电功率条件下，各参数组合时的逆 变器输入直流电压，并取其最大值作为逆变器最小需求直流电压。对于某个特定的参数组 合，根据系统发送端有功功率等于电池充电功率与充电系统功率总损失之和列写方程，在 =相之间相角为0时，求取逆变器所需要的直流输入电压。
[0063] 为了分析在满足充电功率的前提下，逆变器所需要的最小直流输入电压，需要先 考虑功率损失。
[0064] 发送端电路的功率损失包括传导损失和开关损失。每个开关管，谐振电容，谐振电 感和ICT的导通损失分别为Psw(i)、Pep、P。^及PICT(i);开关损失由开损失和关损失Pssw(i) 组成，由于开关管具备ZVS条件，因此开损失为零。
[0070]其中Imi(i)和Im2(i)为流经ICT的电流。因此总的传导损失为
[0074]其中0 1为电流滞后电压的角度，发送端所有的功率损失因此可得
[007引 Ppioss-P化ontlurt+PpSSW(山
[0076] 接收端的传导功率损失包括谐振电容损失Pa，谐振电感损失I\s，整流二极管损失 PwW及滤波电容损失PW此外还有整流二极管的前向电压损失Pw。
[0082] 其中，为滤波电容的等效阻抗，大约为0. 02Q;Is为接收端谐振电流的幅值
[0083]
(13)
[0084] 与分析与发送端的方法是相似的，接收端的总功率损失为
[0085]
( 14J
[0086] 如图4所示为S个典型的禪合系数条件下 系统的功率仿真结果。
[0087] 接收端的有功功率等于接收端映射到发送端的等效电阻消耗的有功功率，表示为 [008引
(巧）
[0089] 其中Ip为发送端电流的幅值，f挪巧
[0090]
(16)
[0091] 同时，接收端所有的有功功率能够用电池充电功率和充电系统功率总损失表示
[0092]
(20)
[0097] 假设[009引
[0099] 因此公式（19)能被化简为
[0100]
(21)
[0101] 当0为0时，求得的Vi是满足（21)式的相控逆变器的最小直流输入电压值，即
[0102] 9flF/+wr,+c=o (22)
[0103] 利用求解公式能够得出两个Vi的解，省略其中的负值，相控逆变器的直流输入电 压为
[0104]
(23)
[01化]如图5所示为在本发明实例设计参数下，相控逆变器最小直流输入电压仿真图。 从图中可W看出，较高的禪合系数和较低的电池等效阻抗情况下需要较高的最小直流输入 电压值。
[0106] 根据本发明实例设计的参数，将可变参数（电池行将电阻、禪合系数）的所有可能 值进行组合，依公式（23)可计算得到每种组合参数下，逆变器所需直流输入电压值。其最 大值（本实例仿真为358V)，可作为实例参数下的逆变逆变器最小直流输入电压值。
[0107] 3.相控逆变器控制相位角与效率计算
[0108] 在设定最小直流输入电压后（考虑到一定的裕量，设定为400V)，根据公式（21)可 得
[0110] 由此可计算出相控逆变器的相位角为[0111]
[0109] (24)
(巧）
[0112] 实际上，式（24)有两个解，但是省略了负数解。如图6所示为在400V直流输入电 压和=个典型禪合系数条件下，充电电池各个充电阶段需要的相位角，从中可W看出充电 系统在禪合系数k为0.34条件下，相位角从35°至92°逐渐增加，相位角范围始终满足相 控逆变器ZVS条件。
[0113] 在公式（11)和（14)W及图5中已经分析了带有相控逆变器的电动汽车无线充电 系统的功率损失。在比较相控逆变器和D类逆变器的效率之前需要先确定D类逆变器的直 流输入电压，该里假设D类逆变器为串联谐振结构，使用频率控制方法调节输出功率。采用 155V为全桥D类逆变器的直流输入电压，275V为半桥D类逆变器的直流输入电压。如图7a 和图化所示为除了考虑ICT功率损失之外，在所有计算功率损失情况下，半桥和全桥D类 逆变器的效率仿真结果。从中可W看出相控逆变器结构在大部分时间下（恒流与恒功率充 电期间）比D类逆变器结构具有更高的效率，而D类逆变器仅仅在充电距离较远（即禪合 系数较小），且为半桥结构情况下，才具有较高的效率。
[0114] 4.实验验证
[0115]为验证相控逆变器在电动汽车无线充电系统功率控制上的优势，本实例还对系统 进行了实验分析，制作了实验样机。通过实验分析，验证相控逆变器在电动汽车无线充电系 统中的科学性。
[0116] 在本发明实例实验中，使用的充电电池为8V的深度放电铅酸电池，9个电池串联 形成一个72V的电池组，发送端线圈和接收端线圈之间的距离约为20cm。测量的线圈互感 值为7. 33yH，互感系数k为0. 226,发送端和接收端的线圈电感值约为33. 6yH。实验中使 用了一个395. 9V的直流输入电源。整个电池充电时间分为S个部分，从开始之后的2个小 时为恒流阶段，接下来3. 5小时为恒功率阶段，最后的2. 5小时为恒电压阶段。在恒流阶段 充电电流为20A+ 0. 2A;当充电功率达到1500W之后，充电功率维持在1500W+15W;当充电 电压达到86. 6V之后，充电电压维持在86. 6V±0. 8V直到充电过程结束，此时的充电电流减 小为5. 7A。图8所示为电池充电过程实验结果，运用此结果可得到充电电池在不同充电阶 段的等效阻抗。
[0117] 如图9所示为在禪合系数k为0. 226情况下，相控逆变器相位角的实验结果和仿 真结果比较，仿真结果是基于公式（25)而得，其中阻抗的计算时每隔半小时测量电压和电 流计算而得。图10为整个充电阶段中充电功率示意图，从中可W看出充电功率在充电过程 一开始有所上升，之后保持在1.4kW到1.5kW，然后充电功率开始降低，该个趋势与在计算 功率损失时的仿真结果是一致的。图11所示为系统充电效率的实验结果与仿真结果对比， 两种结果误差为1%，充电效率变化规律一致。
[0118] 本文中所描述的具体实施例仅仅是对本发明精神作举例说明。本发明所属技术领 域的技术人员可W对所描述的具体实施例做各种各样的修改或补充或采用类似的方式替 代，但并不会偏离本发明的精神或者超越所附权利要求书所定义的范围。
【主权项】
1. 一种基于相控逆变器实现功率调节的电动汽车无线充电系统，其特征在于，通过发 送端的相控逆变器来控制谐振电路的输出电压，从而能够在不改变工作频率的情况下调节 充电电池组的输入功率，实现系统功率调节功能；其中， 相控逆变器由三个半桥逆变器并联，其三相通过耦合变压器两两耦合，ICT的主要功 能为隔离、滤波和耦合；每个ICT由两股利兹线以麻花状揉合并在环状磁芯上绕制16圈组 成，其两股利兹线的四个接线端子中，一个端子作为输入连接到其中一个半桥逆变器的输 出端；两个端子作为耦合端与其余两个ICT耦合连接；余下的一个端子作为输出连接到公 共输出端；通过控制相控逆变器三相之间的电压相角，即能调整公共输出端的电压，从而调 节无线充电系统接收端的充电功率；所述相控逆变器三相之间的电压相角是三个半桥逆变 器的输出电压相角；所述公共输出端的电压是发送端的输出电压。2. -种基于相控逆变器实现功率调节的电动汽车无线充电方法，其特征在于，是一种 变参数情况下的相控逆变器最小输入直流电压计算方法，具体是：将电池组在一个完整的 充电过程中的充电曲线离散化，所述充电曲线包括电流、电压、功率，离散化时每隔半小时 取一个点；并将发送端与接收端之间的可能耦合系数离散化，将电流、电压、功率进行组合， 分别求解满足充电功率条件下，各参数组合时的逆变器输入直流电压，并取其最大值作为 实现系统最小需求直流电压；对于某个特定的参数组合，根据系统发送端有功功率等于电 池充电功率与充电系统功率总损失之和列写方程，在三相之间相角为O时，求取逆变器所 需要的直流输入电压。3. 根据权利要求2所述的一种基于相控逆变器实现功率调节的电动汽车无线充电方 法，其特征在于，将发送端与接收端之间的可能耦合系数离散化时，设定发送端与接收端可 能距离为12cm至30cm,对应系统的耦合系数0. 34至0. 15,离散化时每隔0. 05取一个 点。
【专利摘要】本发明提供一种基于相控逆变器实现功率调节的电动汽车无线充电系统及方法，针对电动汽车无线充电系统，本发明采用一种新型相控逆变器代替原有的D类全桥或半桥逆变器，在经过电压、电流和功率以及效率的分析后，可以实现通过调节相控逆变器输出电压的相位角来控制充电系统输出功率，获得方便快速与高效可靠的充电策略。最后通过实验验证了这种新型相控逆变器应用于电动汽车无线充电系统功率控制中的优势。
【IPC分类】H02J7/02, H02M3/335
【公开号】CN104901403
【申请号】CN201510359749
【发明人】邓其军, 陈诚, 刘姜涛, 周洪, 胡文山
【申请人】武汉大学
【公开日】2015年9月9日
【申请日】2015年6月25日
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