逆变器控制装置、电力变换装置以及车辆的制作方法
逆变器控制装置、电力变换装置以及车辆的制作方法
【技术领域】
[0001] 本发明的实施方式设及一种逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆。
【背景技术】
[0002] 电力变换装置例如对逆变器的多个开关进行切换，从而将直流电力变换为交流电 力，并向负载供给交流电力。当逆变器的两个W上的开关大致同时进行切换时，开关上会被 瞬间施加较大的电压（浪涌电压），有时开关会损坏。为了避免发生该样的开关损坏，提出 了如下的电力变换装置；例如，采用高耐压的开关，或将电容器与开关并联连接从而使浪涌 电压降低，或降低开关的开闭速度。
【发明内容】
[0003]本发明的实施方式提供一种W低成本进行高可靠性的逆变器控制的逆变器控制 装置、电力变换装置W及车辆。
[0004]根据本发明的实施方式，提供一种逆变器控制装置，其特征在于，具备：电 流控制部，根据从外部提供的指令，计算并输出包括第一相W及第二相在内的多相的 PWM(Pulse-Wi化hMo化lation;脉冲宽度调制）调制率指令，从而使逆变器输出规定的电 流；切换正时计算部，根据多相的PWM调制率指令，计算各相的开关开闭的正时；同时切换 回避部，对切换所述第一相的开关的第一切换正时与切换所述第二相的开关的第二切换正 时是否相同进行判定，当判定为相同时，W使所述第一相和所述第二相的=角波载波的波 形不相同的方式生成所述第一相和所述第二相的=角波载波；W及开关开闭正时生成部， 根据=角波载波和PWM调制率指令，计算开闭各相的所述开关的正时。
[0005]根据本发明的实施方式，能够提供一种W低成本进行高可靠性的逆变器控制的逆 变器控制装置、电力变换装置W及车辆。
【附图说明】
[0006] 图1是用于对实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆的示例进行说 明的图。
[0007] 图2是用于对浪涌电压的一个示例进行说明的图。
[000引图3是表示图1中示出的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆的浪涌电压重 叠回避部的结构例的框图。
[0009] 图4A是用于说明图3中示出的浪涌电压重叠回避部的动作例的脉冲波形图。
[0010] 图4B是用于说明图3中示出的浪涌电压重叠回避部的其他动作例的脉冲波形图。
[0011] 图5是用于说明图3中示出的浪涌电压重叠回避部的动作例的脉冲波形图。
[0012] 图6是在图1中示出的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆的S相逆变器中 U相和V相开关的切换正时一致时的、各自的口信号的脉冲波形图。
[0013] 图7是用于对实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆的其他例进行 说明的图。
[0014] 图8是表示图7中示出的逆变器控制装置、电力变换装置化及车辆的浪涌电压重 叠回避部的结构例的框图。
[0015] 图9是示出第二实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆中的开关开 闭信号生成电路的结构例的框图。
[0016] 图10是用于说明图9中示出的浪涌电压重叠回避部的动作例的脉冲波形图。
[0017] 图11是示出采用数学式15时相对于PWM调制率指令的、停止时间Tstop2与停止 时间Tstopl的比率的一个示例的图。
[0018] 图12示出了将S相逆变器的U相和W相的S角波载波设为5000Hz、将V相的S角 波载波设为4800化时的=相电流的一个示例。
[0019] 图13是示出第=实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆中的开关 开闭信号生成电路的结构例的框图。
[0020] 图14是用于说明图13中示出的浪涌电压重叠回避部的动作例的脉冲波形图。
[0021] 图15是示出第四实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆中的开关 开闭信号生成电路的结构例的框图。
[0022] 图16是示出当S角波载波处于上升过程中并且U相电流符号为正之时，使S角波 载波周期变化后的S角波载波、n信号W及U相电流的示例的图。
[0023] 图17是用于对第五实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆的示例 进行说明的图。
[0024] 图18是表示图17中示出的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆的浪涌电压 重叠回避部的结构例的框图。
[0025] 图19是用于对第六实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆的示例 进行说明的图。
[0026] 图20是表示图19中示出的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆的浪涌电压 重叠回避部的结构例的框图。
【具体实施方式】
[0027] W下，参照附图，对实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆进行说 明。
[002引图1是用于对实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆的示例进行说 明的图。
[0029] 本实施方式的车辆具备电力变换装置、电机M、车轮WL、W及用于将电机M的旋转 动力传递至车轮WL的车轴。电力变换装置具备逆变器W及逆变器控制装置。电力变换装 置具备直流电源BT、逆变器INV、平滑电容器C、直流电压检测器40、电流检测器42、44、电 机M、电机磁极位置检测器50W及逆变器控制装置CT化。逆变器INV为S相逆变器，其具 备多个开关Su、Sx、Sv、Sy、Sw、Sz、W及开关驱动电路30。
[0030] 直流电源BT例如是裡离子电池、镶氨电池等蓄电池。从直流电源BT输出的直流 电力被供给至逆变器INV，并且，通过逆变器INV将所连接的负载例如电机M产生的电能充 入直流电源BT。
[003U 逆变器INV是用于将从直流电源BT供给的直流电力变换为S相交流电力的S相 逆变器。逆变器1^具备多个开关511、5义、5乂、57、5巧、52。根据来自开关驱动电路30的口 信号SW1~SW6,逆变器INV开闭多个开关Su、Sx、Sv、Sy、Sw、Sz，从而向电机M供给S相交 流电流。
[003引 多个开关Su、Sx、Sv、Sy、Sw、Sz例如是阳T(场效应晶体管；Field-Effect Transistor)或IGBT(绝缘栅双极晶体管；InsulatedGateBipolarTransistor)等半导 体开关。U相的开关Su、Sx、V相的开关Sv、SyW及W相的开关Sw、Sz相互并联连接。在各 相中，一对开关串联连接，且一对开关的串联连接点连接在电机M上。例如，在U相中，一对 开关Su、Sx串联连接，且一对开关Su、Sx的串联连接点连接在电机M上。
[003引电机M基于从逆变器INV供给的电流而产生转矩。电机M的输出轴上连接着车 轴，产生的转矩通过车轴传递至车轮WL。另外，电机M将通过车轴传递的车轮WL的动能变 换为电力，并进行再生运转。基于电机M的再生运转产生的电力由逆变器INV变换为直流 电力，并对直流电源BT充电。
[0034] 直流电压检测器40用于检测逆变器INV所连接的直流连接部（直流电流供给线） LINK的电压，并输出至逆变器控制装置CT化。直流连接部LINK用于在直流电源BT与逆变 器INV之间相互供给直流电流。
[003引 电流检测器42、44用于检测供给至电机M的电流，并输出至控制装置CT化。电流 检测器42检测供给至电机M的U相电流，电流检测器44检测供给至电机M的V相电流。
[0036] 电机磁极位置检测器50例如是旋转变压器（resolver)，用于检测电机M的转子的 角度位置，并输出至逆变器控制装置CT化。
[0037] 逆变器控制装置CT化具备：电流控制部10,包含例如CPU等的处理器，根据从外 部提供的指令，计算并输出各相的PWM调制指令，从而使所述逆变器输出规定的电流；W及 浪涌电压重叠回避部20。
[003引转矩/电流控制器（电流控制部）10接收由直流电压检测器40检测出的直流电 压信息、由电流检测器42检测出的电流信息、由电机磁极位置检测器50检测出的电机磁极 位置信息、W及例如来自外部装置的转矩指令，并输出立相的PWM调制率指令，从而使电机 M输出该转矩。作为一般的方法，使转矩/电流控制器10预先存储用于实现期望的转矩的 电流指令值，并根据该电流指令值与电流信息的差分，使用PI(比例积分）控制并计算出= 相电压指令。转矩/电流控制器10利用计算出的=相电压指令与直流电压值，计算出=相 的PWM调制率指令。此处所计算的PWM调制率指令为占空比（％ )。
[0039] 在直流电源BT与逆变器INV之间，平滑电容器C与多个开关Su、Sx、Sv、Sy、Sw、 SzW及直流电源BT并联连接。平滑电容器C抑制由于逆变器INV的运转而导致的逆变器 INV所连接的直流连接部LINK的电压变动。
[0040] 图2是用于对浪涌电压的一个示例进行说明的图。
[0041] 例如，当开关Su从导通（on)状态变为关断（off)时，流向开关Su的电流将变化至 0A，并且直流连接部LINK上将被施加关断（turn-off)浪涌电压。另外，当开关Su从关断 状态变为导通时，流向开关Su的电流将从0A开始增加，并且直流连接部LINK上将被施加 导通（turn-on)浪涌电压。平滑电容器C通过吸收如上所述那样在逆变器INV的开关Su、 Sx、Sv、Sy、Sw、Sz开闭时产生的浪涌电压，抑制开关Su、Sx、Sv、Sy、Sw、Sz由于被施加高电 压而造成的损坏。
[004引如上所述，如果将平滑电容器C与多个开关Su、Sx、Sv、Sy、Sw、Sz并联连接，则能 够抑制施加到直流连接部LINK上的浪涌电压。但是，当多个开关同时动作时，浪涌电压将 重叠。在该种情况下，通过增大平滑电容器C的电容量、或增加连接的电容器的数量，能够 避免开关Su、Sx、Sv、Sy、Sw、Sz上被施加高电压，但是，部件的成本和尺寸会增加，而且电力 变换装置的结构会变得复杂。另外，虽然通过降低多个开关Su、Sx、Sv、Sy、Sw、Sz的切换速 度也能够抑制浪涌电压，但是会增加开关中的损耗。
[0043] 因此，在本实施方式中，对多个开关Su、Sx、Sv、Sy、Sw、Sz切换的正时进行调整，W 使浪涌电压不会重叠。
[0044] 浪涌电压重叠回避部20根据从转矩/电流控制器10输出的PWM调制率指令，对 开关开闭正时进行调整，从而避免U相、V相W及W相的开关同时进行切换。关于浪涌电压 重叠回避部20的动作将在后面进行详细说明。
[0045] 开关驱动电路30接收来自浪涌电压重叠回避部20的开关开闭正时，并向逆变器 INV输出口信号，从而使逆变器INV的开关在该正时开闭。当在逆变器INV的各相中串联连 接着两个开关时，开关驱动电路30会输出各相的两个口信号。此外，对各相生成两个口信 号时，可W将开关开闭正时生成部输出的开关开闭正时用于其中一个开关的口信号，并将 该口信号反转后的信号作为另一个开关的开闭信号使用。将在下文中对开关开闭正时生成 部进行说明。另外，为了防止两个开关的开放短路，优选为设置使两个开关均关断的死区时 间（dea化ime)期间。另外，为了降低各个开关的切换损耗，可W将两个开关中的某一个开 关维持在导通或关断状态。
[0046] 图3是表示图1中示出的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆的浪涌电压重 叠回避部的结构例的框图。
[0047] 图4A化及图5是用于说明图3中示出的浪涌电压重叠回避部的动作例的脉冲波 形图。
[0048] 浪涌电压重叠回避部20具备各相的开关开闭信号生成电路22U、22V、22W。此外 ， 开关开闭信号生成电路22U、22V、22W为相同的结构，并对各相执行相同的动作，因此，W下 对U相的开关开闭信号生成电路22U的结构W及动作进行说明，而省略对V相、W相的开关 开闭信号生成电路22V、22W的说明。
[0049] 开关开闭信号生成电路22U具备切换正时计算部221、同时切换回避部220W及开 关开闭正时生成部224。同时切换回避部220具备同时切换判定部222W及S角波载波生 成部223。
[0化0] 切换正时计算部221接收PWM调制率指令、W及从S角波载波生成部223输出的 上一次的=角波载波信息，并计算切换正时。将在下文中对=角波载波生成部223进行说 明。切换正时计算部221将计算出的切换正时输出至同时切换判定部222W及其他相的开 关开闭信号生成电路22V、22W。
[0051] W下，对切换正时tsw的计算例进行说明。如图4A的脉冲波形图所示，相对于U 相的PWM调制率指令的占空比（=化ty)，使口信号关断的正时tsw(=从时间A经过期间toff后的正时）能够W从S角波载波的下降（countdown)切换到上升（countup)的时间 A为基准，利用期间toff求出。期间toff能够通过数学式1求出。
[0052] (数学式1)
[005引同样地，如图4A的脉冲波形图所示，与U相的PWM调制率指令的占空比（=化ty)相对应地，使口信号导通的正时tsw(=从时间B经过期间ton后的正时）能够W从S角波 载波的上升切换到下降的时间B为基准，利用期间ton求出。期间ton能够通过数学式2 求出。
[0054]
(数学式2)
[0055] 同时切换回避部220对切换第一相的开关的第一切换正时和切换第二相的开关 的第二切换正时是否相同进行判定，当判定为相同时，W使第一相和第二相的=角波载波 的波形不相同的方式生成第一相和第二相的=角波载波。
[0化6] 同时切换判定部222从开关开闭信号生成电路22U、22V、22W的切换正时计算部 221接收切换正时。同时切换判定部222对U相的切换正时tsw和其他相的切换正时tsw进行比较，当其差值的绝对值小于规定时间时，判定切换正时为相同。此时，例如在知道两 相的切换正时tsw的时间差小于时间Tmove时会产生浪涌电压的重叠的情况下，也可W对 U相的切换正时tsw与其他相的切换正时的差值是否小于时间Tmove进行判定。
[0057] 此外，在其他相中，当=角波载波生成部223改变了 =角波载波的周期时，优选 为；使用变化后的=角波载波信息，再次由切换正时计算部221重新计算其他相的切换正 时tsw。将在下文中对=角波载波生成部223进行说明。
[005引图4B是用于说明图3中示出的浪涌电压重叠回避部的其他动作例的脉冲波形图。[0化9] 当=角波载波已经偏离时，需要修正在上述计算中进行比较的切换正时。在此，对 如下情况进行说明；为了避免A-B期间的切换正时重叠而增大了U相的S角波载波的周期 之后，对U相和V相的切换正时进行比较的情况。
[0060] C-D期间的V相切换正时通过数学式1计算toff(V)。C-D期间的U相切换正时通 过数学式1计算toff扣)。为了进行该U相切换的同时切换判定，对U相和V相的S角波载 波的基准偏离时间Tgap的部分进行修正。目P，当toff(U)与toff(V)-Tgap之差的绝对值 小于Tmove时，同时切换判定部222判定为浪涌会重叠。
[0061] 当判定为切换正时与其他相相同时，同时切换判定部222输出S角波载波指令， 从而使U相的S角波载波的波形产生变化。在图5中，示出了当U相的切换正时与V相的 切换正时一致时，使U相的载波周期向增长方向变化时的例子。
[0062] 例如，W使切换正时偏移时间Tmove时间长度的方式调整U相口信号，从而避免 由于U相与V相同时切换而产生浪涌电压的重叠。在使U相切换正时比V相口信号的切 换正时tv延迟Tmove时间长度的情况下，U相的=角波载波周期指令角波载波指令） TcarRef( =Tear)为通过数学式3求出的值。
[0063]
(数学式3)
[0064] 此外，在使=角波载波的周期缩短的情况下，将U相的=角波载波周期指令 TcarRef设为通过数学式4求出的值即可，不论在哪种情况下都能够避免浪涌电压的重叠。
[0065]
(数学式4)
[0066]另外，=角波载波周期的变化量的计算方法无需限定于数学式3或数学式4,只要 W与其他相的切换正时之间设定大于等于规定时间Tmove的差值的方式加W确定即可。
[0067] =角波载波生成部223接收如上所述计算出的=角波载波周期指令TcarRef，并 例如如下所述那样计算=角波载波。
[0068] 例如，图4A的S角波载波从上升的时间A到时间B之间的S角波载波的值Carht 能够通过数学式5求出。此时，Tear'为重叠回避之前的S角波载波周期的值。
[0069]
(数学式W
[0070] 在上述数学式5中，在S角波载波的周期从Tear'变为Tcar( =TcarRef)时，S 角波载波能够通过W下数学式6求出。
[0071]
(数学式6)
[0072] 在此，S角波载波的值Carht为0%W上100%W下的值。数学式5W及数学式 6中的t是角波载波从下降切换到上升的动作点时间A为基准（0秒）的经过时间。
[0073] 在使S角波载波的周期变化的情况下，例如在S角波载波的值Carht为0%(图 4的A、C点）时实施将=角波载波的计算式从数学式5变更为数学式6的变更。
[0074] 图4A的S角波载波从将要下降的时间B到时间C之间的S角波载波的值Carht 能够通过数学式7求出。此时，Tear'为重叠回避之前的S角波载波周期的值。
[007引
（数学式7)
[0076] 在上述数学式7中，在将=角波载波的周期从Tear'变更为Tcar( =TcarRef) 时，=角波载波能够通过W下数学式8求出。
[0077]
(数学式8)
[007引在此，S角波载波的值Carht为0%W上100%^下的值。数学式7W及数学式8中的t'是角波载波从上升切换到下降的动作点时间B为基准（0秒）的经过时间。
[0079] 在使=角波载波的周期变化的情况下，例如在=角波载波的值Carht为100% (图4A的B点）时实施将S角波载波的计算式从数学式7变更为（数学式8)的变更。
[0080] =角波载波生成部223将如上所述计算出的=角波载波的值Carht输出至开关 开闭正时生成部224。
[0081] 开关开闭正时生成部224对S角波载波的值Carht和PWM调制率指令进行比较， 生成并输出开关开闭正时。开关开闭正时生成部224例如不断对接收到的U相的PWM调制 率指令值扣）和=角波载波的值进行比较，当PWM调制率指令值扣）大于=角波载波值时， 作为开关开闭正时信号而输出1(上段开关关断），当PWM调制率指令值扣）小于S角波载 波值时，作为开关开闭正时信号而输出0(上段开关导通）。此外，在该种情况下，开关驱动 电路30根据接收到的开关开闭正时信号，W使上下的开关Su、Sx的口信号SW2、SW5成为相 互反转的值的方式生成并输出口信号SW2、SW5。
[0082] 接下来，在下面说明如下内容：即使在将S角波载波的周期如上所述那样进行调 整的情况下输出电压也不发生变化。
[0083] 图6是在图1中示出的逆变器控制装置、电力变换装置化及车辆的S相逆变器中， U相和V相开关的切换正时一致时的、各自的口信号的脉冲波形图。
[0084] 例如，如图6所示，在未进行浪涌电压的重叠回避的情况下，当U相和V相的切换 正时一致时，能够通过数学式9求出未实施浪涌电压的重叠回避的情况下的、由U相口信号 W及直流连接电压值Vdc决定的S相逆变器的U相输出电压化。该化为一个S角波载波 周期1的U相平均电压。
[00化]
(数学式9)
[0086] 在此，tonl'W及ton2'是在S角波载波周期1中U相口信号为高电平的期间， toff'是在S角波载波周期1中U相口信号为低电平的期间。
[0087] 另外，能够通过数学式10求出图6的实施了浪涌电压的重叠回避的情况下的、由 U相口信号W及直流连接电压值Vdc决定的S相逆变器的U相输出电压化。
[0088]
(数学式10)
[0089] 在此，tonlW及ton2是在S角波载波周期2扣相）中U相口信号为高电平的期 间，toff是在S角波载波周期2扣相）中U相口信号为低电平的期间。
[0090] 如数学式9W及数学式10所示，U相的输出电压由U相的PWM调制率指令和直流 连接电压Vdc决定。
[0091] 如上所述，在本实施方式中，与是否实施浪涌电压的重叠回避动作无关，各相的输 出电压能够保持固定。目P，在=相电压逆变器中，能够控制施加在电机M等负载上的电压， 而不受浪涌电压重叠回避动作的影响。
[0092] 图7是用于对实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆的其他示例进 行说明的图。
[0093] 上述实施方式能够适用于共享直流连接部LINK、并存在浪涌电压会发生重叠的开 关组合的结构中，例如能够适用于如图7所示的具备升压器BST的结构中。
[0094] 在该例中，电力变换装置进一步具备用于将直流电源BT的电压升压并供给至逆 变器INV的升压器BST、W及开关驱动电路60,逆变器控制装置CT化进一步具备电压控制 器70。
[0095] 升压器BST具备开关Sa、Sb、线圈LW及电容器C2。开关Sa、訊例如是阳T(场 效应晶体管；Field-EffectTransistor)或IGBT(绝缘栅双极晶体管；InsulatedGate BipolarTransistor)等半导体开关。
[0096] 开关Sa和开关訊相互串联连接，并且与逆变器INV的多个开关Su~Sz并联连 接。开关Sa和开关訊的串联连接点经由线圈L电连接在直流电源BT的正极上。电容器 C2与直流电源BTW及开关訊并联连接。
[0097]电压控制器70接收来自直流电压检测器40的直流电压信息、W及来自外部装置 的电压指令值，并设定PWM调制率指令值W使来自直流电压检测器40的直流电压信息与来 自外部装置的电压指令值一致。电压指令值可W是由外部用于控制逆变器控制装置CTRL 的计算机计算出来的。
[009引开关驱动电路60接收来自浪涌电压重叠回避部的开关开闭正时，并向升压器BST输出口信号，从而使升压器BST的开关Sa、Sb在该正时开闭。将在下文中对浪涌电压重叠 回避部进行说明。
[0099] 图8是表示图7中示出的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆的浪涌电压重 叠回避部20的结构例的框图。
[0100] 浪涌电压重叠回避部20进一步具有用于输出升压器BST的开关开闭正时的开关 开闭信号生成电路22A。开关开闭信号生成电路22A的结构W及动作与上述开关开闭信号 生成电路22U~22W相同，因此省略说明。
[0101] 如上所述，在共享直流连接部LINK、并存在浪涌电压会发生重叠的开关组合的结 构中，通过设置用于对开关的开闭正时进行调整的浪涌电压重叠回避部，能够避免浪涌电 压重叠，从而能够避免由于施加高电压而导 致的开关损坏。同样，在将多个升压器和多个逆 变器连接于共同的直流连接上的结构中，也能够应用本实施方式。
[0102] 此外，即使在具备升压器BST的情况下，也能够控制升压后的电压，而不受重叠回 避动作的影响。
[0103]目P，根据本实施方式，能够提供一种W低成本进行高可靠性的逆变器控制的逆变 器控制装置、电力变换装置W及车辆。
[0104]接下来，参照附图，对第二实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆进 行说明。此外，在W下说明中，对与上述实施方式相同的结构赋予相同的符号，并省略说明。
[0105] 图9是示出第二实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置化及车辆中的开关开 闭信号生成电路的结构例的框图。
[0106] 在本实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆中，开关开闭信号生成 电路22U~22W的结构不同于上述实施方式。此外，由于各相的开关开闭信号生成电路 22U~22W为相同的结构，因此，在此对开关开闭信号生成电路22U的结构W及动作进行说 明，而省略对开关开闭信号生成电路22V、22W的说明。另外，在W下说明中，为了使说明简 单，将=角波载波周期设为固定值。
[0107]开关开闭信号生成电路22U具备切换正时计算部221、同时切换判定部222、S角 波载波生成部223W及开关开闭正时生成部224。
[010引在本实施方式中，在开关开闭信号生成电路22U的上述结构中，同时切换判定部 222和=角波载波生成部223的动作不同于上述实施方式。
[0109] 图10是用于说明图9中示出的浪涌电压重叠回避部的动作例的脉冲波形图。
[0110] 在该例中，在S角波载波为0%和100%中的至少一个时间点，将S角波载波值的 加法运算或减法运算停止规定时间长度。
[0111] 同时切换判定部222从切换正时计算部221接收U相的切换正时化'，并从其他相 接收V相的切换正时tv'，例如在它们的差值的绝对值大于等于规定时间Tmove的情况下， 判定为浪涌电压不会重叠，并且，将=角波载波停止时间Tstopl和下一次=角波载波停止 时间Tstop2设为0秒并输出。
[0112] 同时切换判定部222从切换正时计算部221接收U相的切换正时化'，并从其他相 接收V相的切换正时tv'，例如在它们的差值的绝对值小于规定时间Tmove的情况下，判定 为浪涌电压会重叠，并且，计算并作为=角波载波指令输出=角波载波停止时间Tstopl和 下一次=角波载波停止时间Tstop2。
[0113] 由于与V相切换正时tv'相比，需要将用于避免浪涌电压重叠的U相切换正时化' 延迟所述Tmove时间长度，因此，设定通过数学式11求出的=角波载波停止时间Tstopl。
[0114] Tstopl= (tv'-tu')+Tmove (数学式 11)
[0115] 进一步，同时切换判定部222设定下一次S角波载波停止时间Tstop2。与上述实 施方式相同，设定该值使得在避免了浪涌电压重叠的情况下U相的输出电压化也固定不 变。
[0116]U相口信号的载波一个周期内的导通时间Ton能够由数学式12表达，关断时间 Toff能够由数学式13表达。
[0119] 此时的S角波载波一个周期的U相平均电压化如数学式14所示。
[0120]
(数学式14)
[0121] 同时切换判定部222W使数学式15成立的方式输出停止时间Tstop2。
[0122]
(数学式15)
[0123] 通过如数学式15那样设定停止时间Tstop2,数学式14右边括号内始终为1。
[0124] 在=角波载波生成部223中，接收=角波载波停止时间Tstopl和下一次=角波载 波停止时间Tstop2,并输出S角波载波的值。
[01巧]在本实施方式中，通过如数学式11W及数学式15那样设定S角波载波停止时间TstoplW及下一次S角波载波停止时间Tstop2,能够使各相的PWM调制率保持固定，而与 是否实施浪涌电压的重叠回避动作无关。该意味着，在=相电压逆变器中，能够控制施加在 电机等逆变器负载上的电压，而不受浪涌电压重叠回避动作的影响。另外，即使在具备升压 器的情况下，也能够控制升压电压，而不受浪涌电压重叠回避动作的影响。
[01%] 此外，虽然在上述说明中使载波停止的位置设定在S角波载波为0%W及100% 的位置，但是，即使设定在50%等中间值的位置，也能够获得同样的效果。
[0127] 图11是示出当采用数学式15时相对于PWM调制率指令的、停止时间Tstop2与停 止时间Tstopl的比率的一个示例的图。
[0128] 可知，当PWM调制率指令较小时，停止时间Tstop2相对于停止时间Tstopl变大。 当停止时间Tstop2变大时，U相开关持续开闭的时间会变长，因此，将无法实现基于转矩/ 电流控制器10的电流控制。在该种情况下，优先使基于转矩/电流控制器10的电流控制 成立，可W对停止时间Tstop2设定上限值。在该情况下，虽然停止时间Tstop2和U相的输 出电压化变得与PWM调制率指令不成比例，但是能够避免无法实现电流控制。
[0129] 另外，在此方式中，还将确定下一次的S角波载波的动作。当下一次的U相切换正 时与下一次的V相切换正时之差小于浪涌电压会发生重叠的切换间隔时间Tmove时，可W W优先使U相的输出电压Vu固定不变的方式，在图10的时间B'使S角波载波停止由数学 式15求出的时间Tstop2时间长度，也可优先避免浪涌电压的重叠的方式，在图10的 时间B'使=角波载波停止由数学式11再次计算出的=角波载波停止时间Tstopl时间长 度。不论在哪种情况下，都能够获得与上述实施方式相同的效果。
[0130] 目P，根据本实施方式，能够提供一种W低成本进行高可靠性的逆变器控制的逆变 器控制装置、电力变换装置W及车辆。
[0131] 接下来，参照附图，对第=实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆进 行说明。
[0132] 在避免同时切换的时候改变=角波载波的情况下，存在使=角波载波的周期缩短 和使=角波载波的周期延长该两种方法。不论选择哪一种方法都能够防止浪涌电压的重 叠。另一方面，使=角波载波周期缩短时，电流控制的精度得到提高，但是开关中的损耗会 增加。相反，使=角波载波周期延长时，开关中的损耗会降低，但是电流控制的精度会恶化。 因此，使=角波载波的周期变化分别具有优点和缺点，=角波载波的周期优选为与其他相 同步，进一步优选为在初始设定的基本周期下运转。
[0133] 图12示出了将S相逆变器的U相和W相的S角波载波设为5000Hz、将V相的S角 波载波设为4800化时的=相电流的一个示例。
[0134] 例如，当将S角波载波的频率变更为其他相的频率W执行浪涌电压重叠回避时， 例如U相的输出电压的正时会发生偏移。基于该偏移，例如在作为=相逆变器负载的电机M 的电感成分较小时，有时=相电机电流会发生振荡。例如，在与载波周期接近的成分中，= 相电流会发生振荡。
[01巧]当电流如上述那样发生振荡时，有时能量转换效率会降低。因此，在本实施方式 中，浪涌电压重叠回避部20W使=角波载波频率与其他相同步的方式进行调整。
[0136] 图13是示出本实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆中的开关开 闭信号生成电路的结构例的框图。
[0137] 在本实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆中，开关开闭信号生成 电路22U~22W的结构不同于上述实施方式。此外，由于各相的开关开闭信号生成电路 22U~22W为相同的结构，因此，在此对开关开闭信号生成电路22U的结构W及动作进行说 明，而省略对开关开闭信号生成电路22V、22W的说明。
[0138]开关开闭信号生成电路22U具备切换正时计算部221、同时切换回避部220W及开 关开闭正时生成部224。同时切换回避部220具备同时切换判定部222、S角波载波同步部 225W及=角波载波生成部223。目P，在本实施方式中，开关开闭信号生成电路22U进一步 具备=角波载波同步部225。
[0139] 图14是用于说明图13中示出的浪涌电压重叠回避部的动作例的脉冲波形图。
[0140] 此外，W如下为前提进行说明：在图14中，对于V相的=角波载波来说，未对其实 施用于避免浪涌电压的重叠而进行的使=角波载波周期变化的动作，而是使其与被输入到 =角波载波同步部225中的基本波载波保持一致。
[0141]在S角波载波周期1的区间中，U相口信号是与V相口信号同时切换的PWM调制 率指令，并采用第一实施方式，使U相的=角波载波周期延长规定时间Tch。由此，如在上述 第一实施方式中说明的那样，能够避免浪涌电压的重叠，而不使U相的输出电压的平均值 发生变化。
[0142] 此时，在图14的S角波载波周期2的区间中，将载波周期设定为Tear'-Tch。由 此，在S角波载波周期2已结束的时间E时，U相S角波载波和V相S角波载波均为0%。 通过该样调整载波周期，使=角波载波周期2之后的U相=角波载波的周期与基本波载波 的周期一致。由此，能够抑制图12所示的电流中的、与S角波载波周期接近的电流的振荡 成分。
[0143] 在图14的脉冲波形图中，仅在S角波载波周期1的区间中使U相载波周期变化， 但是，在周期2的区间中，当如上所述的那样将U相=角波载波周期设定为Tear' -Teh时， 在同时切换判定部222判定为U相的切换正时与其他相的切换正时的差值较小、浪涌电压 会重叠的情况下，优选为=角波载波同步部225不使U相=角波载波与基本波载波同步，而 是根据载波周期指令TcarRef的值设定载波周期指令TcarRef2。
[0144] 在同时切换判定部222不判定同时切换的情况下，设定为例如载波周期指令0等 的、表示不判定同时切换的值，进而S角波载波同步部225在接收到表示不判定同时切换 的值的情况下，例如，立角波载波同步部225W使U相的=角波载波与基本=角波载波的波 形一致的方式进行同步，并输出载波周期指令TcarRef2。
[0145] 根据本实施方式，能够提供一种W低成本进行高可靠性的逆变器控制的逆变器控 制装置、电力变换装置W及车辆。进一步，根据本实施方式，既能够避免浪涌电压的重叠，还 能够避免增加大幅的开关损耗W及避免电流控制的精度恶化。
[0146] 接下来，参照附图，对第四实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆进 行说明。
[0147] 图15是示出本实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆中的开关开 闭信号生成电路的结构例的框图。
[0148]在本实施方式中，在计算S角波载波周期的指令值时，根据流向将要设定开关开 闭正时的相的电流值的符号，采用数学式3和数学式4中的某一个数学式。
[0149]目P，同时切换判定部222除了接收U相的切换正时和其他相的切换正时外，还接收 用于表示=角波载波是处于上升过程中还是处于下降过程中的信号、W及由电流传感器检 测出的U相的电流值的信息。
[0150] 当同时切换判定部222判定U相与其他相的切换正时是否相同、并计算S角波 载波的周期指令TcarRef时，在=角波载波处于上升过程中、且U相的电流值的符号为正 的情况下，或者在S角波载波处于下降过程中、且U相的电流值的符号为负的情况下，采用 数学式4计算周期指令TcarRef。在上述条 件W外的情况下，采用数学式3计算周期指令 TcarRef。
[0151] 通过如上所述那样选择用于计算周期指令TcarRef的数学式，能够在改变U相的 s角波载波周期时，防止短时间内的u相电流的绝对值增加。
[0152] 图16是示出当S角波载波处于上升过程中、且U相电流符号为正之时，使S角波 载波周期变化后的S角波载波、n信号W及U相电流的示例的图。
[0153] 在图16中，在时间A时，例如通过与第一实施方式相同的方法改变S角波载波周 期。
[0154] 相对于不使S角波载波周期变化时的U相电流II，由数学式4计算出S角波载波 周期时的U相电流12使切换正时提前到时间B1，由此，在U相电流较小时口信号就从导通 切换至关断。由数学式3计算出S角波载波周期时的U相电流13使切换正时推迟到时间 B2,可W看出U相电流大幅增加。
[0巧5] 该样，在S角波载波处于上升过程中、且U相电流的符号为正的情况下，采用数学 式4能够减小位于使U相的切换正时发生变化的附近处的U相电流。通过将U相电流控制 得较小，能够抑制S相逆变器INV的开关Su~SzW及电机M等由于电流而产生的热量。
[0156] 此外，如在第一实施方式中说明的那样，即使改变=角波载波周期，U相的输出电 压的平均值也是固定不变的，因此，如图16的时间E处所示可知，使=角波载波周期变化 后，随着时间的推移，U相电流将收敛至相同的值，而与载波周期无关。
[0157] 根据本实施方式，能够提供一种W低成本进行高可靠性的逆变器控制的逆变器控 制装置、电力变换装置W及车辆。
[0158] 接下来，参照附图，对第五实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆进 行说明。
[0159] 对于上述的第一实施方式至第四实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及 车辆，只要制作出用于生成开关Su~Sz、Sa、Sb的口信号的逆变器控制装置CT化的软件即 可实现。该具有不会因追加部件而造成费用增加的优点。而另一方面，用于对负载电机的 速度或转矩及电流进行控制、实施对负载电机和电力变换装置本身的保护动作、W及与其 他的机器进行通信等的电力变换装置的附加功能所必需的微型计算机的处理运算时间中 的一部分，将被用来实现本实施方式的功能。
[0160] 因此，在搭载于电力变换装置的逆变器控制装置CT化中的处理器是高性能处理 器，并且在逆变器控制装置CT化的处理性能具有充分余量的情况下，可毫无问题地实施上 述第一至第四实施方式中说明的技术。然而，在使用价格便宜且性能较低的处理器的电力 变换装置中，由于逆变器控制装置CTRL的处理性能不具有余量，因此有时难W实施上述第 一至第四实施方式。
[0161] 因此，在本实施方式中，对即使是在逆变器控制装置CT化的处理性能没有充分余 量的电力变换器中也能够实施的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆进行说明。
[0162] 图17是用于对本实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆的示例进 行说明的图。
[0163] 设及本实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆可防止由于重叠浪涌 电压该种高浪涌电压施加到开关Su~Sz上而造成的损坏，在结合本实施方式的技术与其 他技术W避免发生高浪涌电压的情况下，能够停止基于本实施方式的技术来实施的重叠回 避动作，W及对应用重叠回避动作的开关作出限定。
[0164] 例如，在电力变换装置包含用于驱动立相电机的逆变器INV的情况下，由于各相、 即U、V、W相各自的开关Su~Sz中的两个开关同时切换而产生重叠浪涌。
[0165] 因此，在本实施方式中，在逆变器INV的V相与W相之间连接着用于抑制浪涌电压 的电容器CW。在该种情况下，即使U相和V相的开关Su、Sx、Sv、Sy中的某一个开关与W相 的开关Sw、Sz同时切换时，也不会产生重叠浪涌电压。该是因为W相的切换浪涌电压被电 容器CW吸收，而不会被施加到U相W及V相的开关Su、Sx、Sv、Sy上。基于同样的原因，U 相W及V相的开关Su、Sx、Sv、Sy的切换浪涌电压不会被施加到W相的开关Sw、Sz上。因 此，即使不对W相的开关Sw、Sz应用切换正时的重叠判定W及回避，也能够防止产生重叠浪 涌。
[0166] 此外，通过使上述电容器CW吸收U相W及V相的浪涌电压，而将电容器C省略，由 此能够控制由于添加电容器CW而造成的成本增加。
[0167] 图18是表示图17中示出的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆的浪涌电压 重叠回避部的结构例的框图。在本实施方式的浪涌电压重叠回避部20的结构中，只有开关 开闭信号生成电路22W与图3中示出的结构不同。
[0168] 开关开闭信号生成电路22W具备开关开闭正时生成部224、W及用于输出基本S 角波载波的=角波载波生成部223。
[0169] 开关开闭正时生成部224利用从S角波载波生成部223输出的基本载波和PWM调 制率指令（W)生成开关开闭正时，并输出至开关驱动电路30。
[0170] 如上所述，在本实施方式中，仅对U相和V相的开关Su、Sx、Sv、Sy应用切换正时 的调整W避免重叠，由此能够将逆变器控制装置CT化的处理量控制得较低。
[0171] 即，当对U相、V相、W相S相的切换正时执行重叠回避时，由于与各相的切换正时 进行比较的对象为其他的两相，因此，为了确定S相的切换，必须进行6次（3X2)切换正时 重叠的判定W及回避。与此相对地，例如，在本实施方式中，在可W不实施W相的切换正时 重叠的判定W及回避时，仅实施U相和V相两相的切换正时重叠判定W及回避。在该种情 况下，与各相的切换正时进行比较的切换对象为另外一相，因此，为了确定S相的切换而进 行2次（2X1)切换正时重叠的判定W及回避。因此，与执行S相的重叠回避的情况相比， 本实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆的处理器只需进行约1/3的处理量 即可完成处理。
[0172] 适用本实施方式的例子并不限定于在图1的V相的开关Sv、Sy与W相的开关Sw、 Sz之间W与开关并联的方式连接电容器的情况，例如，可W在U相的开关Su、Sx与V相的 开关Sv、Sy之间W与开关并联的方式连接电容器，即使在图7的逆变器INV与升压器BST 之间W与开关Sa、訊并联的方式连接电容器，也能够获得同样的效果。另外，除了与开关 Su~Sz、Sa、訊并联插入电容器之外，使用其他的方法也能够获得同样的效果。在本实施 方式中，切换正时重叠的判定W及回避能够应用上述的第一至第四实施方式中的任意一种 实施方式、或它们的组合。
[0173] 接下来，对除了采用电容器W外也能够应用于本实施方式的逆变器控制装置、电 力变换装置W及车辆的结构例进行说明。
[0174] 在该例中，有时会降低某一相的开关Su~Sz的开闭速度。浪涌电压是由于开关 Su~Sz高速开闭从而使流向开关Su~Sz的电流急剧变化而产生的。因此，通过较缓地进 行开闭，也就是通过W稍耗时的方式来切换开关Su~Sz的导通状态和关断状态，能够减小 浪涌电压的大小。
[0175] 例如延长W相的开关Sw、Sz的开闭时间（从导通状态切换到关断状态、或从关断 状态切换到导通状态时所需的时间），即使W相与U相的开关Su、Sx、Sw、Sz、或者W相与V 相的开关Sv、Sy、Sw、Sz同时进行切换时，由于W相的浪涌电压较小，因此重叠浪涌也较小， 从而能够防止开关Su~Sz损坏。由此，即使不对W相的开关Sw、Sz实施切换正时重叠的 判定W及回避，也能够防止产生可导致开关Su~Sz损坏程度的较大的重叠浪涌。
[0176] 延长开关Su~Sz的开闭时间的方法能够通过如下方式实现：即，使生成开关 Su~Sz的开闭信号的口极驱动电路向开关Su~Sz的口极端子供给口信号的时间变化延 迟。使口信号延迟的方法能够使用例如使位于口极驱动电路与开关Su~Sz之间的口极电 阻增大的方法。该是由于作为开关Su~Sz的FET或IGBT等半导体开关具有静电容量（电 容）特性，因而利用了口极电阻和口信号的时间变化存在比例关系的特性。例如，可W在口 极驱动电路的输出端子的前段插入电阻来增大口极电阻，也可W在口极驱动电路的输出端 子与开关Su~Sz的口极端子之间插入电阻来增大口极电阻。
[0177] 另外，延长开关Su~Sz的开闭时间也可W在W相W外的相实施，只要对至少一相 延长开关Su~Sz的开闭时间即可。在该例中，切换正时重叠的判定W及回避能够应用上 述的第一至第四实施方式中的任意一种实施方式、或它们的组合。
[0178] 即使在上述情况下，也仅对U相和V相的开关Su、Sx、Sv、Sy应用切换正时重叠的 判定W及回避，逆变器控制装置CT化只进行与U相和V相相关的计算即可。因此，根据上 述逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆，能够W较少的计算处理量获得与上述实施方 式相同的效果。
[0179] 但是，使某一相的开关减缓开闭时间，会增加电力变换装置中的切换损耗。因此， 开关Su~Sz的开闭时间应该根据处理器的处理性能余量、和电力变换装置可容许的损耗 及发热量等使用环境调整为合理的时间。
[0180] 例如，图1所示的电力变换装置具备被供给水或空气等制冷剂的散热器，并通过 该散热器冷却开关Su~Sz，在该种情况下，根据制冷剂流通的路径的不同，开关Su~Sz 各自的冷却性能不同。该是因为与制冷剂被供给至电力变换装置时的温度相比，从电力变 换装置排出的制冷剂温度将升高，升高的温度与已吸收的开关Su~Sz的发热量相对应。 因此，配置在制冷剂供给口附近位置的开关总是处于比配置在制冷剂出口附近位置的开关 的温度更低的状态。因此，通过减缓配置在制冷剂供给口附近位置的开关的开闭时间来防 止由于过大的重叠浪涌电压而导致的该开关的损坏，即便由此而引起该开关的发热量增加 时，也由于该开关的冷却性能比其他开关更高，因此能够避免电力变换装置的输出降低。
[0181] 如上所述，通过考虑电力变换装置的使用环境，能够使维持电力变换装置的运转 性能、防止产生过大的重叠浪涌电压、W及减少CPU处理量均得W实现。
[0182] 在上述示例中，虽然通过不对逆变器INV的某一相实施与上述实施方式同样的切 换正时重叠的判定W及回避，从而减少了逆变器控制装置CT化的处理器的处理量，但是， 可W在某一相中仅在开关导通或关断的任意一方延长开关的开闭时间。该样，虽然开关 Su~Sz在导通和关断时均会产生浪涌电压，但是能够分别独立地使开闭时间变化。通过在 导通或关断的任意一方延长开闭时间，能够防止在其切换时产生过大的重叠浪涌电压。通 过利用此方法，能够与上述示例同样地减少逆变器控制装置CT化的处理器的处理量。
[0183] 例如，在对S相所有的开关Su~Sz实施导通切换正时和关断切换正时双方的 重叠回避的情况下，与各相的切换正时进行比较的切换对象为其他的两相，由于对开关 Su~Sz分别实施共计两次的导通和关断，因此，为了确定S相的切换正时需要执行12次 (3X2X2)重叠回避的判定化及回避。
[0184] 与此相对地，仅在导通切换正时和关断切换正时的某一方实施重叠回避时，由于 对开关Su~Sz的导通或关断中的一方不执行切换正时的重叠回避，因此，需要执行6次 (3X2X1)重叠回避的判定化及回避。
[0185] 因此，与对S相所有的开关Su~Sz均实施导通切换正时和关断切换正时双方的 重叠回避的情况相比，仅对一方实施重叠回避时，在逆变器控制装置、电力变换装置W及车 辆中，逆变器控制装置CT化的处理器的处理量变为大约1/2。[0186] 目P，根据本实施方式，与上述的多个实施方式同样地，能够提供一种W低成本进行 高可靠性的逆变器控制的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆。
[0187] 接下来，参照附图，对第六实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆进 行说明。
[0188] 与上述的第五实施方式相同，本实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及 车辆既可降低逆变器控制装置的处理器的处理量，还可防止产生过大的重叠浪涌电压。本 实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆通过处理器W外的结构来实现切换正 时的重叠回避，由此，能够防止产生过大的重叠浪涌电压，而不会增加控制电力变换装置的 处理器的处理量。
[0189] 图19是用于对本实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆的示例进 行说明的图。
[0190] 本实施方式的电力变换装置在开关驱动电路30与逆变器INV之间设有FPGA(现 场可编程口阵列；field-programm油legatearray)、CPLD(复杂可编程逻辑器件；complex programm油lelogicdevice)或口信号专用处理电路等高性能的逻辑电路80,W及用于检 测开关Su~Sz的温度的温度传感器SS。口信号通过逻辑电路80被施加到开关Su~Sz 的口极。
[01川逻辑电路80具有如下功能港收口信号，并设置逆变器INV的上段和下段的开关 同时为关断状态的死区时间，从而防止电源出现短路连接状态的功能；W及监视开关的电 流（电流检测器42、44的检测值）和温度状态（温度传感器SS的检测值）从而停止向开 关Su~Sz的口极端子供给口信号，由此防止由于过热或过电流导致开关Su~Sz损坏的 功能。如上所述，为了不与其他开关同时进行切换，逻辑电路80对口信号进行处理，从而能 够防止产生过大的重叠浪涌电压。
[0192] 例如，如图19的升压器BST的开关驱动电路60那样，对于未共享逻辑电路80的 相的开关Sa、Sb来说，仅依靠逻辑电路80无法避免同时切换，因此，需要通过逆变器控制装 置CT化的处理器对由于逆变器INV的口信号与升压器BST的口信号之间的同时切换而引 起的、过大的重叠浪涌电压的产生进行判定。
[0193] 图20是表示图19中示出的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆的浪涌电压 重叠回避部的结构例的框图。
[0194] 开关开闭信号生成电路22U~22W分别具有开关开闭正时生成部224、W及用于输 出基本=角波载波的=角波载波生成部223。在图20中，虽然开关开闭信号生成电路22U~ 22W分别具备S角波载波生成部223,但是开关开闭信号生成电路22U~22W也可W共享一 个=角波载波生成部223。
[01巧]开关开闭正时生成部224利用从S角波载波生成部223输出的基本S角波载波、W及PWM调制率指令，向开关驱动电路30输出开关开闭正时。
[0196] 与上述第一至第四实施方式相同，开关开闭信号生成电路22A对半导体开关Sa、 訊的切换正时进行调整，从而避免与逆变器INV的U、V、W相的切换正时发生重叠。在本实 施方式中，切换正时重叠的判定W及回避能够应用上述的第一至第四实施方式中的任意一 种实施方式、或它们的组合。
[0197] 在上述结构中，逆变器控制装置CT化无需对逆变器INV中的S相之间的同时切换 进行监视，在进行逆变器INV的口信号的处理时，对是否会由于与升压器BST的口信号进行 同时切换而产生过大的重叠浪涌电压进行监视即可。因此，无需对逆变器INV中的S相之 间的同时切换进行监视，与此相应地能够减少逆变器控制装置CT化的处理器的处理量。
[0198] 另外，在逻辑电路80对用于生成口信号的S角波载波实施处理的情况下，通过在 逻辑电路80上实施切换正时的重叠判定W及回避从而减少处理器的处理量，在该种情况 下也能够防止产生过大的重叠浪涌电压。
[0199]目P，根据本实施方式，与上述的多个实施方式同样地，能够提供一种W低成本进行 高可靠性的逆变器控制的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆。
[0200] 虽然对本发明的几个实施方式进行了说明，但是该些实施方式是作为例子提出 的，并不意味着在限定发明的保护范围。该些新颖的实施方式能够W其他各种方式实施，在 不偏离发明宗旨的范围内，可W进行各种省略、替换、变更。该些实施方式或其变形包含在 发明的保护范围或主旨中，并且，包含在权利要求书所记载的发明和其等同的保护范围内。
[0201] 例如，可W将上述第一实施方式和第二实施方式进行组合。通过进行组合，虽然 必须考虑数学式3W及数学式4的=角波载波周期指令、数学式11的=角波载波停止时 间、和数学式15的下一次=角波载波停止时间，但是，例如在使用第二实施方式的方法使 U相=角波载波停止的情况下，下一次W后的U相=角波载波将变为比其他的=角波载 波延迟Tstopl+Tstop2时间长度的=角波载波。对此，通过将数学式4中的Tmove设为 Tstopl+Tstop2的值从而求出=角波载波周期指令TcarRef，由此能够使U相=角波载波与 其他相的=角波载波同步。
[0202] 该样，如上所述，通过将第一实施方式和第二实施方式进行组合，能够与其他相的 载波进行同步，并能够自由地设定用于避免浪涌电压的重叠的切换正时。
[0203] 另外，在使U相的切换正时从V相切换正时偏移规定时间Tmove时间长度时，有W 下两种方法；增大U相的S角波载波周期，从而使U相的切换正时比V相的切换正时延迟规 定时间Tmove时间长度拟及减小U相的S角波载波周期，从而使U相的切换正时比V相的 切换正时提前规定时间Tmove时间长度。
[0204] 为了确定选择上述两种方法中的哪一种，同时切换判定部222可W存储基本=角 波载波周期Tear'。例如，切换正时计算部221接收U相的PWM调制率指令和由S角波载 波生成部223上一次确定的S角波载波周期Tcar-1，并计算U相的切换正时。
[0205] 在此，同时切换判定部222对计算出的切换正时与其他相的切换正时进行比较， 从而判定出是否使s角波载波周期变化。当u相切换正时与其他相切换正时的时间差足够 大时，=角波载波周期指令TcarRef可W仍然为上一次的值Tcar-1。
[0206] 当同时切换判定部222判定为U相切换正时与其他相切换正时的时间差较小、会 发生浪涌电压的重叠时，通过数学式3和数学式4计算=角波载波周期指令TcarRef。
[0207] 例如，同时切换判定部222从通过数学式3求出的=角波载波周期指令TcarRef 和通过数学式4求出的=角波载波周期指令TcarRef中，选择出与事先存储的基本=角波 载波周期Tear'的值较为接近的=角波载波周期指令TcarRef，并将其输出至=角波载波 生成部223。
[0208] 由此，能够防止=角波载波生成部223生成的=角波载波的周期与基本波载波周 期相比相差过大，防止由于口信号的切换延迟而导致转矩/电流控制器10的电流控制、或 电压控制器70的电压控制出现控制能力丧失状态。
[0209] 另外，当S角波载波的周期变得比基本S角波载波周期Tear'还短时，能够防止 在S相逆变器INV或升压器BST的开关Sa、訊中发生的切换损耗增加，例如，能够防止由于 能量变换效率降低、或因发热而导致的开关的温度升高所造成的电机输出受限。
【主权项】
1. 一种逆变器控制装置，其特征在于，具备： 电流控制部，根据从外部提供的指令，计算并输出包括第一相以及第二相在内的多相 的PWM调制率指令，从而使逆变器输出规定的电流； 切换正时计算部，根据所述PWM调制率指令，计算各相的开关开闭的正时； 同时切换回避部，对切换所述第一相的开关的第一切换正时与切换所述第二相的开关 的第二切换正时是否相同进行判定，当判定为相同时，以使所述第一相和所述第二相的三 角波载波的波形不相同的方式生成所述第一相和所述第二相的三角波载波；以及 开关开闭正时生成部，根据所述三角波载波和所述PWM调制率指令，计算开闭各相的 所述开关的正时。2. 根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其特征在于， 所述同时切换回避部在判定为所述第一切换正时与所述第二切换正时相同时，改变所 述第一相的三角波载波的周期。3. 根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其特征在于， 所述同时切换回避部在判定为所述第一切换正时与所述第二切换正时相同时，使所述 第一相的三角波载波在规定期间内处于固定值。4. 根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其特征在于， 当所述第一切换正时与所述第二切换正时的时间差小于规定时间时，所述同时切换回 避部判定为所述第一切换正时与所述第二切换正时相同，并使所述第一相与所述第二相的 三角波载波的波形不相同，从而使所述第一切换正时与所述第二切换正时的时间差大于等 于规定时间。5. 根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其特征在于， 所述同时切换回避部接收与所述多个相的三角波载波的初始值相同的基本三角波载 波，并且，在以使所述第一相和所述第二相的三角波载波的波形不相同的方式生成所述第 一相和所述第二相的三角波载波后，使所述第一相和所述第二相的三角波载波的波形与所 述基本三角波载波相一致。6. 根据权利要求2所述的逆变器控制装置，其特征在于， 所述同时切换回避部根据所述第一相的输出电流值的符号，计算使所述第一相与所述 第二相的三角波载波周期的差异量。7.-种电力变换装置，其特征在于，具备： 逆变器，包含多个相，所述相具有与直流电流供给线连接的开关对；以及 权利要求1所述的逆变器控制装置，用于控制所述开关的切换正时。8. 根据权利要求7所述的电力变换装置，其特征在于， 所述相中的至少一相包含与所述开关对并联连接的电容器， 所述第一相和所述第二相是与包含所述电容器的相不同的相。9. 根据权利要求7所述的电力变换装置，其特征在于， 进一步具备升压器，该升压器包含与所述逆变器的开关对并联连接的第二开关对， 所述第一相的开关为所述升压器的开关，所述第二相为所述逆变器的多个相中的任意 一相。10. -种电动车辆，其特征在于，具备： 权利要求7所述的电力变换装置； 电机，基于从所述逆变器供给的交流电力而动作； 直流电源，向所述逆变器供给直流电力，并通过所述逆变器充入所述电机产生的电能； 以及 车轴，通过所述电机的动力驱动。
【专利摘要】本发明涉及逆变器控制装置、电力变换装置以及车辆，提供以低成本进行高可靠性的逆变器控制的逆变器控制装置、电力变换装置以及车辆。逆变器控制装置具备：电流控制部，计算并输出包括第一相以及第二相在内的多相的PWM调制率指令，从而使逆变器输出规定电流；切换正时计算部，根据多相的PWM调制率指令，计算各相的开关开闭的正时；同时切换回避部，对切换第一相的开关的第一切换正时与切换第二相的开关的第二切换正时是否相同进行判定，当判定为相同时，以使第一相和第二相的三角波载波的波形不相同的方式生成第一相和第二相的三角波载波；开关开闭正时生成部，根据三角波载波和PWM调制率指令，计算开闭各相的所述开关的正时。
【IPC分类】H02M7/5387, H02M7/5395, H02P27/08
【公开号】CN104901575
【申请号】CN201510085295
【发明人】鹿野将, 田中将一郎
【申请人】株式会社东芝
【公开日】2015年9月9日
【申请日】2015年2月16日
【公告号】EP2916443A1, US20150256105
【技术领域】
[0001] 本发明的实施方式设及一种逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆。
【背景技术】
[0002] 电力变换装置例如对逆变器的多个开关进行切换，从而将直流电力变换为交流电 力，并向负载供给交流电力。当逆变器的两个W上的开关大致同时进行切换时，开关上会被 瞬间施加较大的电压（浪涌电压），有时开关会损坏。为了避免发生该样的开关损坏，提出 了如下的电力变换装置；例如，采用高耐压的开关，或将电容器与开关并联连接从而使浪涌 电压降低，或降低开关的开闭速度。
【发明内容】
[0003]本发明的实施方式提供一种W低成本进行高可靠性的逆变器控制的逆变器控制 装置、电力变换装置W及车辆。
[0004]根据本发明的实施方式，提供一种逆变器控制装置，其特征在于，具备：电 流控制部，根据从外部提供的指令，计算并输出包括第一相W及第二相在内的多相的 PWM(Pulse-Wi化hMo化lation;脉冲宽度调制）调制率指令，从而使逆变器输出规定的电 流；切换正时计算部，根据多相的PWM调制率指令，计算各相的开关开闭的正时；同时切换 回避部，对切换所述第一相的开关的第一切换正时与切换所述第二相的开关的第二切换正 时是否相同进行判定，当判定为相同时，W使所述第一相和所述第二相的=角波载波的波 形不相同的方式生成所述第一相和所述第二相的=角波载波；W及开关开闭正时生成部， 根据=角波载波和PWM调制率指令，计算开闭各相的所述开关的正时。
[0005]根据本发明的实施方式，能够提供一种W低成本进行高可靠性的逆变器控制的逆 变器控制装置、电力变换装置W及车辆。
【附图说明】
[0006] 图1是用于对实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆的示例进行说 明的图。
[0007] 图2是用于对浪涌电压的一个示例进行说明的图。
[000引图3是表示图1中示出的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆的浪涌电压重 叠回避部的结构例的框图。
[0009] 图4A是用于说明图3中示出的浪涌电压重叠回避部的动作例的脉冲波形图。
[0010] 图4B是用于说明图3中示出的浪涌电压重叠回避部的其他动作例的脉冲波形图。
[0011] 图5是用于说明图3中示出的浪涌电压重叠回避部的动作例的脉冲波形图。
[0012] 图6是在图1中示出的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆的S相逆变器中 U相和V相开关的切换正时一致时的、各自的口信号的脉冲波形图。
[0013] 图7是用于对实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆的其他例进行 说明的图。
[0014] 图8是表示图7中示出的逆变器控制装置、电力变换装置化及车辆的浪涌电压重 叠回避部的结构例的框图。
[0015] 图9是示出第二实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆中的开关开 闭信号生成电路的结构例的框图。
[0016] 图10是用于说明图9中示出的浪涌电压重叠回避部的动作例的脉冲波形图。
[0017] 图11是示出采用数学式15时相对于PWM调制率指令的、停止时间Tstop2与停止 时间Tstopl的比率的一个示例的图。
[0018] 图12示出了将S相逆变器的U相和W相的S角波载波设为5000Hz、将V相的S角 波载波设为4800化时的=相电流的一个示例。
[0019] 图13是示出第=实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆中的开关 开闭信号生成电路的结构例的框图。
[0020] 图14是用于说明图13中示出的浪涌电压重叠回避部的动作例的脉冲波形图。
[0021] 图15是示出第四实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆中的开关 开闭信号生成电路的结构例的框图。
[0022] 图16是示出当S角波载波处于上升过程中并且U相电流符号为正之时，使S角波 载波周期变化后的S角波载波、n信号W及U相电流的示例的图。
[0023] 图17是用于对第五实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆的示例 进行说明的图。
[0024] 图18是表示图17中示出的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆的浪涌电压 重叠回避部的结构例的框图。
[0025] 图19是用于对第六实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆的示例 进行说明的图。
[0026] 图20是表示图19中示出的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆的浪涌电压 重叠回避部的结构例的框图。
【具体实施方式】
[0027] W下，参照附图，对实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆进行说 明。
[002引图1是用于对实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆的示例进行说 明的图。
[0029] 本实施方式的车辆具备电力变换装置、电机M、车轮WL、W及用于将电机M的旋转 动力传递至车轮WL的车轴。电力变换装置具备逆变器W及逆变器控制装置。电力变换装 置具备直流电源BT、逆变器INV、平滑电容器C、直流电压检测器40、电流检测器42、44、电 机M、电机磁极位置检测器50W及逆变器控制装置CT化。逆变器INV为S相逆变器，其具 备多个开关Su、Sx、Sv、Sy、Sw、Sz、W及开关驱动电路30。
[0030] 直流电源BT例如是裡离子电池、镶氨电池等蓄电池。从直流电源BT输出的直流 电力被供给至逆变器INV，并且，通过逆变器INV将所连接的负载例如电机M产生的电能充 入直流电源BT。
[003U 逆变器INV是用于将从直流电源BT供给的直流电力变换为S相交流电力的S相 逆变器。逆变器1^具备多个开关511、5义、5乂、57、5巧、52。根据来自开关驱动电路30的口 信号SW1~SW6,逆变器INV开闭多个开关Su、Sx、Sv、Sy、Sw、Sz，从而向电机M供给S相交 流电流。
[003引 多个开关Su、Sx、Sv、Sy、Sw、Sz例如是阳T(场效应晶体管；Field-Effect Transistor)或IGBT(绝缘栅双极晶体管；InsulatedGateBipolarTransistor)等半导 体开关。U相的开关Su、Sx、V相的开关Sv、SyW及W相的开关Sw、Sz相互并联连接。在各 相中，一对开关串联连接，且一对开关的串联连接点连接在电机M上。例如，在U相中，一对 开关Su、Sx串联连接，且一对开关Su、Sx的串联连接点连接在电机M上。
[003引电机M基于从逆变器INV供给的电流而产生转矩。电机M的输出轴上连接着车 轴，产生的转矩通过车轴传递至车轮WL。另外，电机M将通过车轴传递的车轮WL的动能变 换为电力，并进行再生运转。基于电机M的再生运转产生的电力由逆变器INV变换为直流 电力，并对直流电源BT充电。
[0034] 直流电压检测器40用于检测逆变器INV所连接的直流连接部（直流电流供给线） LINK的电压，并输出至逆变器控制装置CT化。直流连接部LINK用于在直流电源BT与逆变 器INV之间相互供给直流电流。
[003引 电流检测器42、44用于检测供给至电机M的电流，并输出至控制装置CT化。电流 检测器42检测供给至电机M的U相电流，电流检测器44检测供给至电机M的V相电流。
[0036] 电机磁极位置检测器50例如是旋转变压器（resolver)，用于检测电机M的转子的 角度位置，并输出至逆变器控制装置CT化。
[0037] 逆变器控制装置CT化具备：电流控制部10,包含例如CPU等的处理器，根据从外 部提供的指令，计算并输出各相的PWM调制指令，从而使所述逆变器输出规定的电流；W及 浪涌电压重叠回避部20。
[003引转矩/电流控制器（电流控制部）10接收由直流电压检测器40检测出的直流电 压信息、由电流检测器42检测出的电流信息、由电机磁极位置检测器50检测出的电机磁极 位置信息、W及例如来自外部装置的转矩指令，并输出立相的PWM调制率指令，从而使电机 M输出该转矩。作为一般的方法，使转矩/电流控制器10预先存储用于实现期望的转矩的 电流指令值，并根据该电流指令值与电流信息的差分，使用PI(比例积分）控制并计算出= 相电压指令。转矩/电流控制器10利用计算出的=相电压指令与直流电压值，计算出=相 的PWM调制率指令。此处所计算的PWM调制率指令为占空比（％ )。
[0039] 在直流电源BT与逆变器INV之间，平滑电容器C与多个开关Su、Sx、Sv、Sy、Sw、 SzW及直流电源BT并联连接。平滑电容器C抑制由于逆变器INV的运转而导致的逆变器 INV所连接的直流连接部LINK的电压变动。
[0040] 图2是用于对浪涌电压的一个示例进行说明的图。
[0041] 例如，当开关Su从导通（on)状态变为关断（off)时，流向开关Su的电流将变化至 0A，并且直流连接部LINK上将被施加关断（turn-off)浪涌电压。另外，当开关Su从关断 状态变为导通时，流向开关Su的电流将从0A开始增加，并且直流连接部LINK上将被施加 导通（turn-on)浪涌电压。平滑电容器C通过吸收如上所述那样在逆变器INV的开关Su、 Sx、Sv、Sy、Sw、Sz开闭时产生的浪涌电压，抑制开关Su、Sx、Sv、Sy、Sw、Sz由于被施加高电 压而造成的损坏。
[004引如上所述，如果将平滑电容器C与多个开关Su、Sx、Sv、Sy、Sw、Sz并联连接，则能 够抑制施加到直流连接部LINK上的浪涌电压。但是，当多个开关同时动作时，浪涌电压将 重叠。在该种情况下，通过增大平滑电容器C的电容量、或增加连接的电容器的数量，能够 避免开关Su、Sx、Sv、Sy、Sw、Sz上被施加高电压，但是，部件的成本和尺寸会增加，而且电力 变换装置的结构会变得复杂。另外，虽然通过降低多个开关Su、Sx、Sv、Sy、Sw、Sz的切换速 度也能够抑制浪涌电压，但是会增加开关中的损耗。
[0043] 因此，在本实施方式中，对多个开关Su、Sx、Sv、Sy、Sw、Sz切换的正时进行调整，W 使浪涌电压不会重叠。
[0044] 浪涌电压重叠回避部20根据从转矩/电流控制器10输出的PWM调制率指令，对 开关开闭正时进行调整，从而避免U相、V相W及W相的开关同时进行切换。关于浪涌电压 重叠回避部20的动作将在后面进行详细说明。
[0045] 开关驱动电路30接收来自浪涌电压重叠回避部20的开关开闭正时，并向逆变器 INV输出口信号，从而使逆变器INV的开关在该正时开闭。当在逆变器INV的各相中串联连 接着两个开关时，开关驱动电路30会输出各相的两个口信号。此外，对各相生成两个口信 号时，可W将开关开闭正时生成部输出的开关开闭正时用于其中一个开关的口信号，并将 该口信号反转后的信号作为另一个开关的开闭信号使用。将在下文中对开关开闭正时生成 部进行说明。另外，为了防止两个开关的开放短路，优选为设置使两个开关均关断的死区时 间（dea化ime)期间。另外，为了降低各个开关的切换损耗，可W将两个开关中的某一个开 关维持在导通或关断状态。
[0046] 图3是表示图1中示出的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆的浪涌电压重 叠回避部的结构例的框图。
[0047] 图4A化及图5是用于说明图3中示出的浪涌电压重叠回避部的动作例的脉冲波 形图。
[0048] 浪涌电压重叠回避部20具备各相的开关开闭信号生成电路22U、22V、22W。此外 ， 开关开闭信号生成电路22U、22V、22W为相同的结构，并对各相执行相同的动作，因此，W下 对U相的开关开闭信号生成电路22U的结构W及动作进行说明，而省略对V相、W相的开关 开闭信号生成电路22V、22W的说明。
[0049] 开关开闭信号生成电路22U具备切换正时计算部221、同时切换回避部220W及开 关开闭正时生成部224。同时切换回避部220具备同时切换判定部222W及S角波载波生 成部223。
[0化0] 切换正时计算部221接收PWM调制率指令、W及从S角波载波生成部223输出的 上一次的=角波载波信息，并计算切换正时。将在下文中对=角波载波生成部223进行说 明。切换正时计算部221将计算出的切换正时输出至同时切换判定部222W及其他相的开 关开闭信号生成电路22V、22W。
[0051] W下，对切换正时tsw的计算例进行说明。如图4A的脉冲波形图所示，相对于U 相的PWM调制率指令的占空比（=化ty)，使口信号关断的正时tsw(=从时间A经过期间toff后的正时）能够W从S角波载波的下降（countdown)切换到上升（countup)的时间 A为基准，利用期间toff求出。期间toff能够通过数学式1求出。
[0052] (数学式1)
[005引同样地，如图4A的脉冲波形图所示，与U相的PWM调制率指令的占空比（=化ty)相对应地，使口信号导通的正时tsw(=从时间B经过期间ton后的正时）能够W从S角波 载波的上升切换到下降的时间B为基准，利用期间ton求出。期间ton能够通过数学式2 求出。
[0054]
(数学式2)
[0055] 同时切换回避部220对切换第一相的开关的第一切换正时和切换第二相的开关 的第二切换正时是否相同进行判定，当判定为相同时，W使第一相和第二相的=角波载波 的波形不相同的方式生成第一相和第二相的=角波载波。
[0化6] 同时切换判定部222从开关开闭信号生成电路22U、22V、22W的切换正时计算部 221接收切换正时。同时切换判定部222对U相的切换正时tsw和其他相的切换正时tsw进行比较，当其差值的绝对值小于规定时间时，判定切换正时为相同。此时，例如在知道两 相的切换正时tsw的时间差小于时间Tmove时会产生浪涌电压的重叠的情况下，也可W对 U相的切换正时tsw与其他相的切换正时的差值是否小于时间Tmove进行判定。
[0057] 此外，在其他相中，当=角波载波生成部223改变了 =角波载波的周期时，优选 为；使用变化后的=角波载波信息，再次由切换正时计算部221重新计算其他相的切换正 时tsw。将在下文中对=角波载波生成部223进行说明。
[005引图4B是用于说明图3中示出的浪涌电压重叠回避部的其他动作例的脉冲波形图。[0化9] 当=角波载波已经偏离时，需要修正在上述计算中进行比较的切换正时。在此，对 如下情况进行说明；为了避免A-B期间的切换正时重叠而增大了U相的S角波载波的周期 之后，对U相和V相的切换正时进行比较的情况。
[0060] C-D期间的V相切换正时通过数学式1计算toff(V)。C-D期间的U相切换正时通 过数学式1计算toff扣)。为了进行该U相切换的同时切换判定，对U相和V相的S角波载 波的基准偏离时间Tgap的部分进行修正。目P，当toff(U)与toff(V)-Tgap之差的绝对值 小于Tmove时，同时切换判定部222判定为浪涌会重叠。
[0061] 当判定为切换正时与其他相相同时，同时切换判定部222输出S角波载波指令， 从而使U相的S角波载波的波形产生变化。在图5中，示出了当U相的切换正时与V相的 切换正时一致时，使U相的载波周期向增长方向变化时的例子。
[0062] 例如，W使切换正时偏移时间Tmove时间长度的方式调整U相口信号，从而避免 由于U相与V相同时切换而产生浪涌电压的重叠。在使U相切换正时比V相口信号的切 换正时tv延迟Tmove时间长度的情况下，U相的=角波载波周期指令角波载波指令） TcarRef( =Tear)为通过数学式3求出的值。
[0063]
(数学式3)
[0064] 此外，在使=角波载波的周期缩短的情况下，将U相的=角波载波周期指令 TcarRef设为通过数学式4求出的值即可，不论在哪种情况下都能够避免浪涌电压的重叠。
[0065]
(数学式4)
[0066]另外，=角波载波周期的变化量的计算方法无需限定于数学式3或数学式4,只要 W与其他相的切换正时之间设定大于等于规定时间Tmove的差值的方式加W确定即可。
[0067] =角波载波生成部223接收如上所述计算出的=角波载波周期指令TcarRef，并 例如如下所述那样计算=角波载波。
[0068] 例如，图4A的S角波载波从上升的时间A到时间B之间的S角波载波的值Carht 能够通过数学式5求出。此时，Tear'为重叠回避之前的S角波载波周期的值。
[0069]
(数学式W
[0070] 在上述数学式5中，在S角波载波的周期从Tear'变为Tcar( =TcarRef)时，S 角波载波能够通过W下数学式6求出。
[0071]
(数学式6)
[0072] 在此，S角波载波的值Carht为0%W上100%W下的值。数学式5W及数学式 6中的t是角波载波从下降切换到上升的动作点时间A为基准（0秒）的经过时间。
[0073] 在使S角波载波的周期变化的情况下，例如在S角波载波的值Carht为0%(图 4的A、C点）时实施将=角波载波的计算式从数学式5变更为数学式6的变更。
[0074] 图4A的S角波载波从将要下降的时间B到时间C之间的S角波载波的值Carht 能够通过数学式7求出。此时，Tear'为重叠回避之前的S角波载波周期的值。
[007引
（数学式7)
[0076] 在上述数学式7中，在将=角波载波的周期从Tear'变更为Tcar( =TcarRef) 时，=角波载波能够通过W下数学式8求出。
[0077]
(数学式8)
[007引在此，S角波载波的值Carht为0%W上100%^下的值。数学式7W及数学式8中的t'是角波载波从上升切换到下降的动作点时间B为基准（0秒）的经过时间。
[0079] 在使=角波载波的周期变化的情况下，例如在=角波载波的值Carht为100% (图4A的B点）时实施将S角波载波的计算式从数学式7变更为（数学式8)的变更。
[0080] =角波载波生成部223将如上所述计算出的=角波载波的值Carht输出至开关 开闭正时生成部224。
[0081] 开关开闭正时生成部224对S角波载波的值Carht和PWM调制率指令进行比较， 生成并输出开关开闭正时。开关开闭正时生成部224例如不断对接收到的U相的PWM调制 率指令值扣）和=角波载波的值进行比较，当PWM调制率指令值扣）大于=角波载波值时， 作为开关开闭正时信号而输出1(上段开关关断），当PWM调制率指令值扣）小于S角波载 波值时，作为开关开闭正时信号而输出0(上段开关导通）。此外，在该种情况下，开关驱动 电路30根据接收到的开关开闭正时信号，W使上下的开关Su、Sx的口信号SW2、SW5成为相 互反转的值的方式生成并输出口信号SW2、SW5。
[0082] 接下来，在下面说明如下内容：即使在将S角波载波的周期如上所述那样进行调 整的情况下输出电压也不发生变化。
[0083] 图6是在图1中示出的逆变器控制装置、电力变换装置化及车辆的S相逆变器中， U相和V相开关的切换正时一致时的、各自的口信号的脉冲波形图。
[0084] 例如，如图6所示，在未进行浪涌电压的重叠回避的情况下，当U相和V相的切换 正时一致时，能够通过数学式9求出未实施浪涌电压的重叠回避的情况下的、由U相口信号 W及直流连接电压值Vdc决定的S相逆变器的U相输出电压化。该化为一个S角波载波 周期1的U相平均电压。
[00化]
(数学式9)
[0086] 在此，tonl'W及ton2'是在S角波载波周期1中U相口信号为高电平的期间， toff'是在S角波载波周期1中U相口信号为低电平的期间。
[0087] 另外，能够通过数学式10求出图6的实施了浪涌电压的重叠回避的情况下的、由 U相口信号W及直流连接电压值Vdc决定的S相逆变器的U相输出电压化。
[0088]
(数学式10)
[0089] 在此，tonlW及ton2是在S角波载波周期2扣相）中U相口信号为高电平的期 间，toff是在S角波载波周期2扣相）中U相口信号为低电平的期间。
[0090] 如数学式9W及数学式10所示，U相的输出电压由U相的PWM调制率指令和直流 连接电压Vdc决定。
[0091] 如上所述，在本实施方式中，与是否实施浪涌电压的重叠回避动作无关，各相的输 出电压能够保持固定。目P，在=相电压逆变器中，能够控制施加在电机M等负载上的电压， 而不受浪涌电压重叠回避动作的影响。
[0092] 图7是用于对实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆的其他示例进 行说明的图。
[0093] 上述实施方式能够适用于共享直流连接部LINK、并存在浪涌电压会发生重叠的开 关组合的结构中，例如能够适用于如图7所示的具备升压器BST的结构中。
[0094] 在该例中，电力变换装置进一步具备用于将直流电源BT的电压升压并供给至逆 变器INV的升压器BST、W及开关驱动电路60,逆变器控制装置CT化进一步具备电压控制 器70。
[0095] 升压器BST具备开关Sa、Sb、线圈LW及电容器C2。开关Sa、訊例如是阳T(场 效应晶体管；Field-EffectTransistor)或IGBT(绝缘栅双极晶体管；InsulatedGate BipolarTransistor)等半导体开关。
[0096] 开关Sa和开关訊相互串联连接，并且与逆变器INV的多个开关Su~Sz并联连 接。开关Sa和开关訊的串联连接点经由线圈L电连接在直流电源BT的正极上。电容器 C2与直流电源BTW及开关訊并联连接。
[0097]电压控制器70接收来自直流电压检测器40的直流电压信息、W及来自外部装置 的电压指令值，并设定PWM调制率指令值W使来自直流电压检测器40的直流电压信息与来 自外部装置的电压指令值一致。电压指令值可W是由外部用于控制逆变器控制装置CTRL 的计算机计算出来的。
[009引开关驱动电路60接收来自浪涌电压重叠回避部的开关开闭正时，并向升压器BST输出口信号，从而使升压器BST的开关Sa、Sb在该正时开闭。将在下文中对浪涌电压重叠 回避部进行说明。
[0099] 图8是表示图7中示出的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆的浪涌电压重 叠回避部20的结构例的框图。
[0100] 浪涌电压重叠回避部20进一步具有用于输出升压器BST的开关开闭正时的开关 开闭信号生成电路22A。开关开闭信号生成电路22A的结构W及动作与上述开关开闭信号 生成电路22U~22W相同，因此省略说明。
[0101] 如上所述，在共享直流连接部LINK、并存在浪涌电压会发生重叠的开关组合的结 构中，通过设置用于对开关的开闭正时进行调整的浪涌电压重叠回避部，能够避免浪涌电 压重叠，从而能够避免由于施加高电压而导 致的开关损坏。同样，在将多个升压器和多个逆 变器连接于共同的直流连接上的结构中，也能够应用本实施方式。
[0102] 此外，即使在具备升压器BST的情况下，也能够控制升压后的电压，而不受重叠回 避动作的影响。
[0103]目P，根据本实施方式，能够提供一种W低成本进行高可靠性的逆变器控制的逆变 器控制装置、电力变换装置W及车辆。
[0104]接下来，参照附图，对第二实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆进 行说明。此外，在W下说明中，对与上述实施方式相同的结构赋予相同的符号，并省略说明。
[0105] 图9是示出第二实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置化及车辆中的开关开 闭信号生成电路的结构例的框图。
[0106] 在本实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆中，开关开闭信号生成 电路22U~22W的结构不同于上述实施方式。此外，由于各相的开关开闭信号生成电路 22U~22W为相同的结构，因此，在此对开关开闭信号生成电路22U的结构W及动作进行说 明，而省略对开关开闭信号生成电路22V、22W的说明。另外，在W下说明中，为了使说明简 单，将=角波载波周期设为固定值。
[0107]开关开闭信号生成电路22U具备切换正时计算部221、同时切换判定部222、S角 波载波生成部223W及开关开闭正时生成部224。
[010引在本实施方式中，在开关开闭信号生成电路22U的上述结构中，同时切换判定部 222和=角波载波生成部223的动作不同于上述实施方式。
[0109] 图10是用于说明图9中示出的浪涌电压重叠回避部的动作例的脉冲波形图。
[0110] 在该例中，在S角波载波为0%和100%中的至少一个时间点，将S角波载波值的 加法运算或减法运算停止规定时间长度。
[0111] 同时切换判定部222从切换正时计算部221接收U相的切换正时化'，并从其他相 接收V相的切换正时tv'，例如在它们的差值的绝对值大于等于规定时间Tmove的情况下， 判定为浪涌电压不会重叠，并且，将=角波载波停止时间Tstopl和下一次=角波载波停止 时间Tstop2设为0秒并输出。
[0112] 同时切换判定部222从切换正时计算部221接收U相的切换正时化'，并从其他相 接收V相的切换正时tv'，例如在它们的差值的绝对值小于规定时间Tmove的情况下，判定 为浪涌电压会重叠，并且，计算并作为=角波载波指令输出=角波载波停止时间Tstopl和 下一次=角波载波停止时间Tstop2。
[0113] 由于与V相切换正时tv'相比，需要将用于避免浪涌电压重叠的U相切换正时化' 延迟所述Tmove时间长度，因此，设定通过数学式11求出的=角波载波停止时间Tstopl。
[0114] Tstopl= (tv'-tu')+Tmove (数学式 11)
[0115] 进一步，同时切换判定部222设定下一次S角波载波停止时间Tstop2。与上述实 施方式相同，设定该值使得在避免了浪涌电压重叠的情况下U相的输出电压化也固定不 变。
[0116]U相口信号的载波一个周期内的导通时间Ton能够由数学式12表达，关断时间 Toff能够由数学式13表达。
[0119] 此时的S角波载波一个周期的U相平均电压化如数学式14所示。
[0120]
(数学式14)
[0121] 同时切换判定部222W使数学式15成立的方式输出停止时间Tstop2。
[0122]
(数学式15)
[0123] 通过如数学式15那样设定停止时间Tstop2,数学式14右边括号内始终为1。
[0124] 在=角波载波生成部223中，接收=角波载波停止时间Tstopl和下一次=角波载 波停止时间Tstop2,并输出S角波载波的值。
[01巧]在本实施方式中，通过如数学式11W及数学式15那样设定S角波载波停止时间TstoplW及下一次S角波载波停止时间Tstop2,能够使各相的PWM调制率保持固定，而与 是否实施浪涌电压的重叠回避动作无关。该意味着，在=相电压逆变器中，能够控制施加在 电机等逆变器负载上的电压，而不受浪涌电压重叠回避动作的影响。另外，即使在具备升压 器的情况下，也能够控制升压电压，而不受浪涌电压重叠回避动作的影响。
[01%] 此外，虽然在上述说明中使载波停止的位置设定在S角波载波为0%W及100% 的位置，但是，即使设定在50%等中间值的位置，也能够获得同样的效果。
[0127] 图11是示出当采用数学式15时相对于PWM调制率指令的、停止时间Tstop2与停 止时间Tstopl的比率的一个示例的图。
[0128] 可知，当PWM调制率指令较小时，停止时间Tstop2相对于停止时间Tstopl变大。 当停止时间Tstop2变大时，U相开关持续开闭的时间会变长，因此，将无法实现基于转矩/ 电流控制器10的电流控制。在该种情况下，优先使基于转矩/电流控制器10的电流控制 成立，可W对停止时间Tstop2设定上限值。在该情况下，虽然停止时间Tstop2和U相的输 出电压化变得与PWM调制率指令不成比例，但是能够避免无法实现电流控制。
[0129] 另外，在此方式中，还将确定下一次的S角波载波的动作。当下一次的U相切换正 时与下一次的V相切换正时之差小于浪涌电压会发生重叠的切换间隔时间Tmove时，可W W优先使U相的输出电压Vu固定不变的方式，在图10的时间B'使S角波载波停止由数学 式15求出的时间Tstop2时间长度，也可优先避免浪涌电压的重叠的方式，在图10的 时间B'使=角波载波停止由数学式11再次计算出的=角波载波停止时间Tstopl时间长 度。不论在哪种情况下，都能够获得与上述实施方式相同的效果。
[0130] 目P，根据本实施方式，能够提供一种W低成本进行高可靠性的逆变器控制的逆变 器控制装置、电力变换装置W及车辆。
[0131] 接下来，参照附图，对第=实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆进 行说明。
[0132] 在避免同时切换的时候改变=角波载波的情况下，存在使=角波载波的周期缩短 和使=角波载波的周期延长该两种方法。不论选择哪一种方法都能够防止浪涌电压的重 叠。另一方面，使=角波载波周期缩短时，电流控制的精度得到提高，但是开关中的损耗会 增加。相反，使=角波载波周期延长时，开关中的损耗会降低，但是电流控制的精度会恶化。 因此，使=角波载波的周期变化分别具有优点和缺点，=角波载波的周期优选为与其他相 同步，进一步优选为在初始设定的基本周期下运转。
[0133] 图12示出了将S相逆变器的U相和W相的S角波载波设为5000Hz、将V相的S角 波载波设为4800化时的=相电流的一个示例。
[0134] 例如，当将S角波载波的频率变更为其他相的频率W执行浪涌电压重叠回避时， 例如U相的输出电压的正时会发生偏移。基于该偏移，例如在作为=相逆变器负载的电机M 的电感成分较小时，有时=相电机电流会发生振荡。例如，在与载波周期接近的成分中，= 相电流会发生振荡。
[01巧]当电流如上述那样发生振荡时，有时能量转换效率会降低。因此，在本实施方式 中，浪涌电压重叠回避部20W使=角波载波频率与其他相同步的方式进行调整。
[0136] 图13是示出本实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆中的开关开 闭信号生成电路的结构例的框图。
[0137] 在本实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆中，开关开闭信号生成 电路22U~22W的结构不同于上述实施方式。此外，由于各相的开关开闭信号生成电路 22U~22W为相同的结构，因此，在此对开关开闭信号生成电路22U的结构W及动作进行说 明，而省略对开关开闭信号生成电路22V、22W的说明。
[0138]开关开闭信号生成电路22U具备切换正时计算部221、同时切换回避部220W及开 关开闭正时生成部224。同时切换回避部220具备同时切换判定部222、S角波载波同步部 225W及=角波载波生成部223。目P，在本实施方式中，开关开闭信号生成电路22U进一步 具备=角波载波同步部225。
[0139] 图14是用于说明图13中示出的浪涌电压重叠回避部的动作例的脉冲波形图。
[0140] 此外，W如下为前提进行说明：在图14中，对于V相的=角波载波来说，未对其实 施用于避免浪涌电压的重叠而进行的使=角波载波周期变化的动作，而是使其与被输入到 =角波载波同步部225中的基本波载波保持一致。
[0141]在S角波载波周期1的区间中，U相口信号是与V相口信号同时切换的PWM调制 率指令，并采用第一实施方式，使U相的=角波载波周期延长规定时间Tch。由此，如在上述 第一实施方式中说明的那样，能够避免浪涌电压的重叠，而不使U相的输出电压的平均值 发生变化。
[0142] 此时，在图14的S角波载波周期2的区间中，将载波周期设定为Tear'-Tch。由 此，在S角波载波周期2已结束的时间E时，U相S角波载波和V相S角波载波均为0%。 通过该样调整载波周期，使=角波载波周期2之后的U相=角波载波的周期与基本波载波 的周期一致。由此，能够抑制图12所示的电流中的、与S角波载波周期接近的电流的振荡 成分。
[0143] 在图14的脉冲波形图中，仅在S角波载波周期1的区间中使U相载波周期变化， 但是，在周期2的区间中，当如上所述的那样将U相=角波载波周期设定为Tear' -Teh时， 在同时切换判定部222判定为U相的切换正时与其他相的切换正时的差值较小、浪涌电压 会重叠的情况下，优选为=角波载波同步部225不使U相=角波载波与基本波载波同步，而 是根据载波周期指令TcarRef的值设定载波周期指令TcarRef2。
[0144] 在同时切换判定部222不判定同时切换的情况下，设定为例如载波周期指令0等 的、表示不判定同时切换的值，进而S角波载波同步部225在接收到表示不判定同时切换 的值的情况下，例如，立角波载波同步部225W使U相的=角波载波与基本=角波载波的波 形一致的方式进行同步，并输出载波周期指令TcarRef2。
[0145] 根据本实施方式，能够提供一种W低成本进行高可靠性的逆变器控制的逆变器控 制装置、电力变换装置W及车辆。进一步，根据本实施方式，既能够避免浪涌电压的重叠，还 能够避免增加大幅的开关损耗W及避免电流控制的精度恶化。
[0146] 接下来，参照附图，对第四实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆进 行说明。
[0147] 图15是示出本实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆中的开关开 闭信号生成电路的结构例的框图。
[0148]在本实施方式中，在计算S角波载波周期的指令值时，根据流向将要设定开关开 闭正时的相的电流值的符号，采用数学式3和数学式4中的某一个数学式。
[0149]目P，同时切换判定部222除了接收U相的切换正时和其他相的切换正时外，还接收 用于表示=角波载波是处于上升过程中还是处于下降过程中的信号、W及由电流传感器检 测出的U相的电流值的信息。
[0150] 当同时切换判定部222判定U相与其他相的切换正时是否相同、并计算S角波 载波的周期指令TcarRef时，在=角波载波处于上升过程中、且U相的电流值的符号为正 的情况下，或者在S角波载波处于下降过程中、且U相的电流值的符号为负的情况下，采用 数学式4计算周期指令TcarRef。在上述条 件W外的情况下，采用数学式3计算周期指令 TcarRef。
[0151] 通过如上所述那样选择用于计算周期指令TcarRef的数学式，能够在改变U相的 s角波载波周期时，防止短时间内的u相电流的绝对值增加。
[0152] 图16是示出当S角波载波处于上升过程中、且U相电流符号为正之时，使S角波 载波周期变化后的S角波载波、n信号W及U相电流的示例的图。
[0153] 在图16中，在时间A时，例如通过与第一实施方式相同的方法改变S角波载波周 期。
[0154] 相对于不使S角波载波周期变化时的U相电流II，由数学式4计算出S角波载波 周期时的U相电流12使切换正时提前到时间B1，由此，在U相电流较小时口信号就从导通 切换至关断。由数学式3计算出S角波载波周期时的U相电流13使切换正时推迟到时间 B2,可W看出U相电流大幅增加。
[0巧5] 该样，在S角波载波处于上升过程中、且U相电流的符号为正的情况下，采用数学 式4能够减小位于使U相的切换正时发生变化的附近处的U相电流。通过将U相电流控制 得较小，能够抑制S相逆变器INV的开关Su~SzW及电机M等由于电流而产生的热量。
[0156] 此外，如在第一实施方式中说明的那样，即使改变=角波载波周期，U相的输出电 压的平均值也是固定不变的，因此，如图16的时间E处所示可知，使=角波载波周期变化 后，随着时间的推移，U相电流将收敛至相同的值，而与载波周期无关。
[0157] 根据本实施方式，能够提供一种W低成本进行高可靠性的逆变器控制的逆变器控 制装置、电力变换装置W及车辆。
[0158] 接下来，参照附图，对第五实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆进 行说明。
[0159] 对于上述的第一实施方式至第四实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及 车辆，只要制作出用于生成开关Su~Sz、Sa、Sb的口信号的逆变器控制装置CT化的软件即 可实现。该具有不会因追加部件而造成费用增加的优点。而另一方面，用于对负载电机的 速度或转矩及电流进行控制、实施对负载电机和电力变换装置本身的保护动作、W及与其 他的机器进行通信等的电力变换装置的附加功能所必需的微型计算机的处理运算时间中 的一部分，将被用来实现本实施方式的功能。
[0160] 因此，在搭载于电力变换装置的逆变器控制装置CT化中的处理器是高性能处理 器，并且在逆变器控制装置CT化的处理性能具有充分余量的情况下，可毫无问题地实施上 述第一至第四实施方式中说明的技术。然而，在使用价格便宜且性能较低的处理器的电力 变换装置中，由于逆变器控制装置CTRL的处理性能不具有余量，因此有时难W实施上述第 一至第四实施方式。
[0161] 因此，在本实施方式中，对即使是在逆变器控制装置CT化的处理性能没有充分余 量的电力变换器中也能够实施的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆进行说明。
[0162] 图17是用于对本实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆的示例进 行说明的图。
[0163] 设及本实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆可防止由于重叠浪涌 电压该种高浪涌电压施加到开关Su~Sz上而造成的损坏，在结合本实施方式的技术与其 他技术W避免发生高浪涌电压的情况下，能够停止基于本实施方式的技术来实施的重叠回 避动作，W及对应用重叠回避动作的开关作出限定。
[0164] 例如，在电力变换装置包含用于驱动立相电机的逆变器INV的情况下，由于各相、 即U、V、W相各自的开关Su~Sz中的两个开关同时切换而产生重叠浪涌。
[0165] 因此，在本实施方式中，在逆变器INV的V相与W相之间连接着用于抑制浪涌电压 的电容器CW。在该种情况下，即使U相和V相的开关Su、Sx、Sv、Sy中的某一个开关与W相 的开关Sw、Sz同时切换时，也不会产生重叠浪涌电压。该是因为W相的切换浪涌电压被电 容器CW吸收，而不会被施加到U相W及V相的开关Su、Sx、Sv、Sy上。基于同样的原因，U 相W及V相的开关Su、Sx、Sv、Sy的切换浪涌电压不会被施加到W相的开关Sw、Sz上。因 此，即使不对W相的开关Sw、Sz应用切换正时的重叠判定W及回避，也能够防止产生重叠浪 涌。
[0166] 此外，通过使上述电容器CW吸收U相W及V相的浪涌电压，而将电容器C省略，由 此能够控制由于添加电容器CW而造成的成本增加。
[0167] 图18是表示图17中示出的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆的浪涌电压 重叠回避部的结构例的框图。在本实施方式的浪涌电压重叠回避部20的结构中，只有开关 开闭信号生成电路22W与图3中示出的结构不同。
[0168] 开关开闭信号生成电路22W具备开关开闭正时生成部224、W及用于输出基本S 角波载波的=角波载波生成部223。
[0169] 开关开闭正时生成部224利用从S角波载波生成部223输出的基本载波和PWM调 制率指令（W)生成开关开闭正时，并输出至开关驱动电路30。
[0170] 如上所述，在本实施方式中，仅对U相和V相的开关Su、Sx、Sv、Sy应用切换正时 的调整W避免重叠，由此能够将逆变器控制装置CT化的处理量控制得较低。
[0171] 即，当对U相、V相、W相S相的切换正时执行重叠回避时，由于与各相的切换正时 进行比较的对象为其他的两相，因此，为了确定S相的切换，必须进行6次（3X2)切换正时 重叠的判定W及回避。与此相对地，例如，在本实施方式中，在可W不实施W相的切换正时 重叠的判定W及回避时，仅实施U相和V相两相的切换正时重叠判定W及回避。在该种情 况下，与各相的切换正时进行比较的切换对象为另外一相，因此，为了确定S相的切换而进 行2次（2X1)切换正时重叠的判定W及回避。因此，与执行S相的重叠回避的情况相比， 本实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆的处理器只需进行约1/3的处理量 即可完成处理。
[0172] 适用本实施方式的例子并不限定于在图1的V相的开关Sv、Sy与W相的开关Sw、 Sz之间W与开关并联的方式连接电容器的情况，例如，可W在U相的开关Su、Sx与V相的 开关Sv、Sy之间W与开关并联的方式连接电容器，即使在图7的逆变器INV与升压器BST 之间W与开关Sa、訊并联的方式连接电容器，也能够获得同样的效果。另外，除了与开关 Su~Sz、Sa、訊并联插入电容器之外，使用其他的方法也能够获得同样的效果。在本实施 方式中，切换正时重叠的判定W及回避能够应用上述的第一至第四实施方式中的任意一种 实施方式、或它们的组合。
[0173] 接下来，对除了采用电容器W外也能够应用于本实施方式的逆变器控制装置、电 力变换装置W及车辆的结构例进行说明。
[0174] 在该例中，有时会降低某一相的开关Su~Sz的开闭速度。浪涌电压是由于开关 Su~Sz高速开闭从而使流向开关Su~Sz的电流急剧变化而产生的。因此，通过较缓地进 行开闭，也就是通过W稍耗时的方式来切换开关Su~Sz的导通状态和关断状态，能够减小 浪涌电压的大小。
[0175] 例如延长W相的开关Sw、Sz的开闭时间（从导通状态切换到关断状态、或从关断 状态切换到导通状态时所需的时间），即使W相与U相的开关Su、Sx、Sw、Sz、或者W相与V 相的开关Sv、Sy、Sw、Sz同时进行切换时，由于W相的浪涌电压较小，因此重叠浪涌也较小， 从而能够防止开关Su~Sz损坏。由此，即使不对W相的开关Sw、Sz实施切换正时重叠的 判定W及回避，也能够防止产生可导致开关Su~Sz损坏程度的较大的重叠浪涌。
[0176] 延长开关Su~Sz的开闭时间的方法能够通过如下方式实现：即，使生成开关 Su~Sz的开闭信号的口极驱动电路向开关Su~Sz的口极端子供给口信号的时间变化延 迟。使口信号延迟的方法能够使用例如使位于口极驱动电路与开关Su~Sz之间的口极电 阻增大的方法。该是由于作为开关Su~Sz的FET或IGBT等半导体开关具有静电容量（电 容）特性，因而利用了口极电阻和口信号的时间变化存在比例关系的特性。例如，可W在口 极驱动电路的输出端子的前段插入电阻来增大口极电阻，也可W在口极驱动电路的输出端 子与开关Su~Sz的口极端子之间插入电阻来增大口极电阻。
[0177] 另外，延长开关Su~Sz的开闭时间也可W在W相W外的相实施，只要对至少一相 延长开关Su~Sz的开闭时间即可。在该例中，切换正时重叠的判定W及回避能够应用上 述的第一至第四实施方式中的任意一种实施方式、或它们的组合。
[0178] 即使在上述情况下，也仅对U相和V相的开关Su、Sx、Sv、Sy应用切换正时重叠的 判定W及回避，逆变器控制装置CT化只进行与U相和V相相关的计算即可。因此，根据上 述逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆，能够W较少的计算处理量获得与上述实施方 式相同的效果。
[0179] 但是，使某一相的开关减缓开闭时间，会增加电力变换装置中的切换损耗。因此， 开关Su~Sz的开闭时间应该根据处理器的处理性能余量、和电力变换装置可容许的损耗 及发热量等使用环境调整为合理的时间。
[0180] 例如，图1所示的电力变换装置具备被供给水或空气等制冷剂的散热器，并通过 该散热器冷却开关Su~Sz，在该种情况下，根据制冷剂流通的路径的不同，开关Su~Sz 各自的冷却性能不同。该是因为与制冷剂被供给至电力变换装置时的温度相比，从电力变 换装置排出的制冷剂温度将升高，升高的温度与已吸收的开关Su~Sz的发热量相对应。 因此，配置在制冷剂供给口附近位置的开关总是处于比配置在制冷剂出口附近位置的开关 的温度更低的状态。因此，通过减缓配置在制冷剂供给口附近位置的开关的开闭时间来防 止由于过大的重叠浪涌电压而导致的该开关的损坏，即便由此而引起该开关的发热量增加 时，也由于该开关的冷却性能比其他开关更高，因此能够避免电力变换装置的输出降低。
[0181] 如上所述，通过考虑电力变换装置的使用环境，能够使维持电力变换装置的运转 性能、防止产生过大的重叠浪涌电压、W及减少CPU处理量均得W实现。
[0182] 在上述示例中，虽然通过不对逆变器INV的某一相实施与上述实施方式同样的切 换正时重叠的判定W及回避，从而减少了逆变器控制装置CT化的处理器的处理量，但是， 可W在某一相中仅在开关导通或关断的任意一方延长开关的开闭时间。该样，虽然开关 Su~Sz在导通和关断时均会产生浪涌电压，但是能够分别独立地使开闭时间变化。通过在 导通或关断的任意一方延长开闭时间，能够防止在其切换时产生过大的重叠浪涌电压。通 过利用此方法，能够与上述示例同样地减少逆变器控制装置CT化的处理器的处理量。
[0183] 例如，在对S相所有的开关Su~Sz实施导通切换正时和关断切换正时双方的 重叠回避的情况下，与各相的切换正时进行比较的切换对象为其他的两相，由于对开关 Su~Sz分别实施共计两次的导通和关断，因此，为了确定S相的切换正时需要执行12次 (3X2X2)重叠回避的判定化及回避。
[0184] 与此相对地，仅在导通切换正时和关断切换正时的某一方实施重叠回避时，由于 对开关Su~Sz的导通或关断中的一方不执行切换正时的重叠回避，因此，需要执行6次 (3X2X1)重叠回避的判定化及回避。
[0185] 因此，与对S相所有的开关Su~Sz均实施导通切换正时和关断切换正时双方的 重叠回避的情况相比，仅对一方实施重叠回避时，在逆变器控制装置、电力变换装置W及车 辆中，逆变器控制装置CT化的处理器的处理量变为大约1/2。[0186] 目P，根据本实施方式，与上述的多个实施方式同样地，能够提供一种W低成本进行 高可靠性的逆变器控制的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆。
[0187] 接下来，参照附图，对第六实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆进 行说明。
[0188] 与上述的第五实施方式相同，本实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及 车辆既可降低逆变器控制装置的处理器的处理量，还可防止产生过大的重叠浪涌电压。本 实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆通过处理器W外的结构来实现切换正 时的重叠回避，由此，能够防止产生过大的重叠浪涌电压，而不会增加控制电力变换装置的 处理器的处理量。
[0189] 图19是用于对本实施方式的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆的示例进 行说明的图。
[0190] 本实施方式的电力变换装置在开关驱动电路30与逆变器INV之间设有FPGA(现 场可编程口阵列；field-programm油legatearray)、CPLD(复杂可编程逻辑器件；complex programm油lelogicdevice)或口信号专用处理电路等高性能的逻辑电路80,W及用于检 测开关Su~Sz的温度的温度传感器SS。口信号通过逻辑电路80被施加到开关Su~Sz 的口极。
[01川逻辑电路80具有如下功能港收口信号，并设置逆变器INV的上段和下段的开关 同时为关断状态的死区时间，从而防止电源出现短路连接状态的功能；W及监视开关的电 流（电流检测器42、44的检测值）和温度状态（温度传感器SS的检测值）从而停止向开 关Su~Sz的口极端子供给口信号，由此防止由于过热或过电流导致开关Su~Sz损坏的 功能。如上所述，为了不与其他开关同时进行切换，逻辑电路80对口信号进行处理，从而能 够防止产生过大的重叠浪涌电压。
[0192] 例如，如图19的升压器BST的开关驱动电路60那样，对于未共享逻辑电路80的 相的开关Sa、Sb来说，仅依靠逻辑电路80无法避免同时切换，因此，需要通过逆变器控制装 置CT化的处理器对由于逆变器INV的口信号与升压器BST的口信号之间的同时切换而引 起的、过大的重叠浪涌电压的产生进行判定。
[0193] 图20是表示图19中示出的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆的浪涌电压 重叠回避部的结构例的框图。
[0194] 开关开闭信号生成电路22U~22W分别具有开关开闭正时生成部224、W及用于输 出基本=角波载波的=角波载波生成部223。在图20中，虽然开关开闭信号生成电路22U~ 22W分别具备S角波载波生成部223,但是开关开闭信号生成电路22U~22W也可W共享一 个=角波载波生成部223。
[01巧]开关开闭正时生成部224利用从S角波载波生成部223输出的基本S角波载波、W及PWM调制率指令，向开关驱动电路30输出开关开闭正时。
[0196] 与上述第一至第四实施方式相同，开关开闭信号生成电路22A对半导体开关Sa、 訊的切换正时进行调整，从而避免与逆变器INV的U、V、W相的切换正时发生重叠。在本实 施方式中，切换正时重叠的判定W及回避能够应用上述的第一至第四实施方式中的任意一 种实施方式、或它们的组合。
[0197] 在上述结构中，逆变器控制装置CT化无需对逆变器INV中的S相之间的同时切换 进行监视，在进行逆变器INV的口信号的处理时，对是否会由于与升压器BST的口信号进行 同时切换而产生过大的重叠浪涌电压进行监视即可。因此，无需对逆变器INV中的S相之 间的同时切换进行监视，与此相应地能够减少逆变器控制装置CT化的处理器的处理量。
[0198] 另外，在逻辑电路80对用于生成口信号的S角波载波实施处理的情况下，通过在 逻辑电路80上实施切换正时的重叠判定W及回避从而减少处理器的处理量，在该种情况 下也能够防止产生过大的重叠浪涌电压。
[0199]目P，根据本实施方式，与上述的多个实施方式同样地，能够提供一种W低成本进行 高可靠性的逆变器控制的逆变器控制装置、电力变换装置W及车辆。
[0200] 虽然对本发明的几个实施方式进行了说明，但是该些实施方式是作为例子提出 的，并不意味着在限定发明的保护范围。该些新颖的实施方式能够W其他各种方式实施，在 不偏离发明宗旨的范围内，可W进行各种省略、替换、变更。该些实施方式或其变形包含在 发明的保护范围或主旨中，并且，包含在权利要求书所记载的发明和其等同的保护范围内。
[0201] 例如，可W将上述第一实施方式和第二实施方式进行组合。通过进行组合，虽然 必须考虑数学式3W及数学式4的=角波载波周期指令、数学式11的=角波载波停止时 间、和数学式15的下一次=角波载波停止时间，但是，例如在使用第二实施方式的方法使 U相=角波载波停止的情况下，下一次W后的U相=角波载波将变为比其他的=角波载 波延迟Tstopl+Tstop2时间长度的=角波载波。对此，通过将数学式4中的Tmove设为 Tstopl+Tstop2的值从而求出=角波载波周期指令TcarRef，由此能够使U相=角波载波与 其他相的=角波载波同步。
[0202] 该样，如上所述，通过将第一实施方式和第二实施方式进行组合，能够与其他相的 载波进行同步，并能够自由地设定用于避免浪涌电压的重叠的切换正时。
[0203] 另外，在使U相的切换正时从V相切换正时偏移规定时间Tmove时间长度时，有W 下两种方法；增大U相的S角波载波周期，从而使U相的切换正时比V相的切换正时延迟规 定时间Tmove时间长度拟及减小U相的S角波载波周期，从而使U相的切换正时比V相的 切换正时提前规定时间Tmove时间长度。
[0204] 为了确定选择上述两种方法中的哪一种，同时切换判定部222可W存储基本=角 波载波周期Tear'。例如，切换正时计算部221接收U相的PWM调制率指令和由S角波载 波生成部223上一次确定的S角波载波周期Tcar-1，并计算U相的切换正时。
[0205] 在此，同时切换判定部222对计算出的切换正时与其他相的切换正时进行比较， 从而判定出是否使s角波载波周期变化。当u相切换正时与其他相切换正时的时间差足够 大时，=角波载波周期指令TcarRef可W仍然为上一次的值Tcar-1。
[0206] 当同时切换判定部222判定为U相切换正时与其他相切换正时的时间差较小、会 发生浪涌电压的重叠时，通过数学式3和数学式4计算=角波载波周期指令TcarRef。
[0207] 例如，同时切换判定部222从通过数学式3求出的=角波载波周期指令TcarRef 和通过数学式4求出的=角波载波周期指令TcarRef中，选择出与事先存储的基本=角波 载波周期Tear'的值较为接近的=角波载波周期指令TcarRef，并将其输出至=角波载波 生成部223。
[0208] 由此，能够防止=角波载波生成部223生成的=角波载波的周期与基本波载波周 期相比相差过大，防止由于口信号的切换延迟而导致转矩/电流控制器10的电流控制、或 电压控制器70的电压控制出现控制能力丧失状态。
[0209] 另外，当S角波载波的周期变得比基本S角波载波周期Tear'还短时，能够防止 在S相逆变器INV或升压器BST的开关Sa、訊中发生的切换损耗增加，例如，能够防止由于 能量变换效率降低、或因发热而导致的开关的温度升高所造成的电机输出受限。
【主权项】
1. 一种逆变器控制装置，其特征在于，具备： 电流控制部，根据从外部提供的指令，计算并输出包括第一相以及第二相在内的多相 的PWM调制率指令，从而使逆变器输出规定的电流； 切换正时计算部，根据所述PWM调制率指令，计算各相的开关开闭的正时； 同时切换回避部，对切换所述第一相的开关的第一切换正时与切换所述第二相的开关 的第二切换正时是否相同进行判定，当判定为相同时，以使所述第一相和所述第二相的三 角波载波的波形不相同的方式生成所述第一相和所述第二相的三角波载波；以及 开关开闭正时生成部，根据所述三角波载波和所述PWM调制率指令，计算开闭各相的 所述开关的正时。2. 根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其特征在于， 所述同时切换回避部在判定为所述第一切换正时与所述第二切换正时相同时，改变所 述第一相的三角波载波的周期。3. 根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其特征在于， 所述同时切换回避部在判定为所述第一切换正时与所述第二切换正时相同时，使所述 第一相的三角波载波在规定期间内处于固定值。4. 根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其特征在于， 当所述第一切换正时与所述第二切换正时的时间差小于规定时间时，所述同时切换回 避部判定为所述第一切换正时与所述第二切换正时相同，并使所述第一相与所述第二相的 三角波载波的波形不相同，从而使所述第一切换正时与所述第二切换正时的时间差大于等 于规定时间。5. 根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其特征在于， 所述同时切换回避部接收与所述多个相的三角波载波的初始值相同的基本三角波载 波，并且，在以使所述第一相和所述第二相的三角波载波的波形不相同的方式生成所述第 一相和所述第二相的三角波载波后，使所述第一相和所述第二相的三角波载波的波形与所 述基本三角波载波相一致。6. 根据权利要求2所述的逆变器控制装置，其特征在于， 所述同时切换回避部根据所述第一相的输出电流值的符号，计算使所述第一相与所述 第二相的三角波载波周期的差异量。7.-种电力变换装置，其特征在于，具备： 逆变器，包含多个相，所述相具有与直流电流供给线连接的开关对；以及 权利要求1所述的逆变器控制装置，用于控制所述开关的切换正时。8. 根据权利要求7所述的电力变换装置，其特征在于， 所述相中的至少一相包含与所述开关对并联连接的电容器， 所述第一相和所述第二相是与包含所述电容器的相不同的相。9. 根据权利要求7所述的电力变换装置，其特征在于， 进一步具备升压器，该升压器包含与所述逆变器的开关对并联连接的第二开关对， 所述第一相的开关为所述升压器的开关，所述第二相为所述逆变器的多个相中的任意 一相。10. -种电动车辆，其特征在于，具备： 权利要求7所述的电力变换装置； 电机，基于从所述逆变器供给的交流电力而动作； 直流电源，向所述逆变器供给直流电力，并通过所述逆变器充入所述电机产生的电能； 以及 车轴，通过所述电机的动力驱动。
【专利摘要】本发明涉及逆变器控制装置、电力变换装置以及车辆，提供以低成本进行高可靠性的逆变器控制的逆变器控制装置、电力变换装置以及车辆。逆变器控制装置具备：电流控制部，计算并输出包括第一相以及第二相在内的多相的PWM调制率指令，从而使逆变器输出规定电流；切换正时计算部，根据多相的PWM调制率指令，计算各相的开关开闭的正时；同时切换回避部，对切换第一相的开关的第一切换正时与切换第二相的开关的第二切换正时是否相同进行判定，当判定为相同时，以使第一相和第二相的三角波载波的波形不相同的方式生成第一相和第二相的三角波载波；开关开闭正时生成部，根据三角波载波和PWM调制率指令，计算开闭各相的所述开关的正时。
【IPC分类】H02M7/5387, H02M7/5395, H02P27/08
【公开号】CN104901575
【申请号】CN201510085295
【发明人】鹿野将, 田中将一郎
【申请人】株式会社东芝
【公开日】2015年9月9日
【申请日】2015年2月16日
【公告号】EP2916443A1, US20150256105
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