微波毫米波波段单片集成功率放大器的制造方法
微波毫米波波段单片集成功率放大器的制造方法
【技术领域】
[0001] 本发明涉及电子技术领域，特别是涉及一种微波毫米波波段单片集成功率放大 器，可应用于各种微波毫米波波段的电子雷达、无线通信等系统。
【背景技术】
[0002] 在毫米波雷达、通信等技术领域，为了使毫米波接收机能检测小信号，一般是在前 级用功率放大器接收信号来克服后级的噪声问题。功率放大器位于发送机端，直接与天线 信号相连接，因此它的噪声特性将大大影响整个系统的噪声特性。同时，接收的天线信号强 度一般都较弱，功率放大器在满足功率的输出要求的同时也要满足一定的噪声系数要求。
[0003] 随着微波毫米波通信技术的迅速发展，人们对通信设备的要求也越来越高。微波 单片集成电路（MMIC)是用半导体工艺把有源器件、无源器件和微波传输线、互联线等全部 制作在一片半导体基片上而构成的集成电路。由于微波单片集成电路的体积小、重量轻、可 靠性高、稳定性好等，使得其在微波通信领域逐渐取代了波导系统和混合集成电路。
[0004] 目前普遍应用的功率放大器多为混合电路和模块电路，实现方式主要是通过单个 晶体管和外围匹配电路组成，该类功率放大器主要缺点有；体积大、输出功率小、增益小、一 致性不好等。
【发明内容】
[0005] 基于此，有必要针对上述问题，提供一种体积小、一致性好，输出功率大的微波毫 米波波段单片集成功率放大器。
[0006] -种微波毫米波波段单片集成功率放大器，包括输入朗格禪合器、输出朗格禪合 器、连接于所述输入朗格禪合器直通输出端和所述输出朗格禪合器直通输入端的第一放大 支路、连接于所述输入朗格禪合器禪合输出端和所述输出朗格禪合器禪合输入端的第二放 大支路；
[0007] 所述第一放大支路和所述第二放大支路包括相同的H级放大电路，所述H级放大 电路包括依次连接的第一级放大电路、第二级放大电路、第H级放大电路。
[0008] 本发明微波毫米波波段单片集成功率放大器，与现有技术中的功率放大器相互比 较时，有W下优点：
[0009] 1、本发明采用输入朗格禪合器、输出朗格禪合器与位于它们之间的两条相同的放 大支路实现功率放大器，输入朗格禪合器输入的射频信号经过两平衡放大支路放大后进入 输出朗格禪合器功率合成，该平衡结构，提高了功率放大器的稳定性和一致性，改善了驻波 比的性能和提高了放大器输出功率；
[0010] 2、本发明每条放大支路包括H级放大电路，对输入禪合器输出的射频信号进行逐 级放大，然后将放大后的信号通过输出朗格禪合器禪合输出，大大增加了功率放大器的输 出功率和带宽；
[0011]3、本发明的功率放大器电路可集成于单片半导体基片上，体积小。
【附图说明】
[0012] 图1为微波毫米波波段单片集成功率放大器实施例的示意图；
[0013] 图2为微波毫米波波段单片集成功率放大器其中一条放大支路实施例的电路图；
[0014] 图3为微波毫米波波段单片集成功率放大器增益及回波损耗性能图；
[0015] 图4为微波毫米波波段单片集成功率放大器33GHz工作输出功率；
[0016] 图5为微波毫米波波段单片集成功率放大器34GHz工作输出功率；
[0017] 图6为微波毫米波波段单片集成功率放大器35GHz工作输出功率；
[0018] 图7为微波毫米波波段单片集成功率放大器36GHz工作输出功率。
【具体实施方式】
[0019] 下面结合附图对本发明微波毫米波波段单片集成功率放大器的【具体实施方式】做 详细描述。
[0020] 如图1所示，一种微波毫米波波段单片集成功率放大器，包括输入朗格禪合器 100、输出朗格禪合器400、连接于所述输入朗格禪合器100直通输出端和所述输出朗格禪 合器400直通输入端的第一放大支路200、连接于所述输入朗格禪合器100禪合输出端和所 述输出朗格禪合器400禪合输入端的第二放大支路300;
[0021] 所述第一放大支路200和所述第二放大支路300包括相同的H级放大电路，所述 H级放大电路包括依次连接的第一级放大电路210 (310)、第二级放大电路220 (320)、第 H级放大电路230 (330)。
[0022] 所述第一级放大电路210(310)对所述输入朗格禪合器100输出的射频信号放大， 输出第一级放大信号；所述第二级放大电路220 (320)对所述第一级放大信号放大，输出第 二级放大信号；所述第H级放大电路230 (330)对所述第二级放大信号放大，并将输出的第 H级放大信号通过所述输出朗格禪合器400输出。
[0023] 所述H级放大电路的各级电路有多种实现方式，由于第一放大支路和第二放大支 路完全相同，所W下面仅W第一放大支路的各级电路构成示例。在一个实施例中，如图2所 示，所述第一级放大电路210包括与输入朗格禪合器100输出端依次相连的第一禪合电容 212、第一栅极匹配及偏置电路213、第一场效应管（FieldEffectTransistor)215、第一漏 极匹配及偏置电路216 ;第一场效应管215的栅极与第一栅极匹配及偏置电路213相连，漏 极与第一漏极匹配及偏置电路216相连，源极接地，其中本发明所用场效应管可W是神化 嫁（GaAs)场效应管，也可W是其它类型的场效应管，例如氮化娃场效应管等等。
[0024] 第一栅极匹配及偏置电路213采用的是十字型结构电路，栅极偏置电压通过其旁 路电容接地的同时通过微带传输线和偏置电阻接十字型微带传输线的垂直端；第一漏极匹 配及偏置电路216是十字型结构电路，漏极偏置电压通过其旁路电容接地的同时通过微带 传输线和偏置电路接十字型微带传输线的垂直端。
[00巧]栅极匹配及偏置电路、漏极匹配及偏置电路除了最基本的偏置作用外，同时也参 与到整体电路的匹配中去，同时使用十字型结构的栅极匹配及偏置电路、漏极匹配及偏置 电路有W下好处：
[0026] (1)栅极匹配及偏置电路和漏极匹配及偏置电路不必采用四分之一波长结构，节 约版图面积进而节约了电路尺寸；
[0027] (2)栅极匹配及偏置电路和漏极匹配及偏置电路参与各级匹配可W构造更宽的匹 配网络，同时使得整体电路性能进一步得W优化；
[0028] (3)十字型结构相比传统的T型结构来说，在电路平衡方面更加优异。该十字型平 衡结构设计可W有效地抑制共模噪声，提高了功率放大器的稳定性、改善驻波比性能最终 提高了输出功率。
[0029] 按照上述第一级放大电路210的电路结构，所述第一级放大电路210对输入朗格 禪合器100输出的射频信号的处理过程为：所述输入朗格禪合器100输出的射频信号经过 第一禪合电容212、第一栅极匹配及偏置电路213进入第一场效应管215的栅极，第一场效 应管215的漏极通过第一漏极匹配及偏置电路216输出第一级放大信号。
[0030] 由于半导体功率器件属于有源器件，在高频应用中容易引起共振。特别是将半导 体功率器件应用于一些大信号电路设计中时巧日本发明所述的功率放大器电路)，若设计考 虑不周，有很大的概率会导致场效应管在某个特定频率振荡并损坏电路。对于单片微波毫 米波电路设计来说，现有技术中往往都注重高频工作频段的稳定，从而忽视了低频段的稳 定系数，或者即使满足了低频段的稳定系数，通 常又是用牺牲高频端工作性能来获得的。因 此在一个实施例中，如图2所示，所述第一级放大电路210还可W包括位于所述第一栅极匹 配及偏置电路213与所述第一场效应215栅极之间的第一稳定电路214,所述第一稳定电路 214包括并联的电阻和电容，其中图2中电阻和电容的仅是实例，还可W是其它数量等。
[0031] 在场效应管栅极前串联电阻，由于该电阻分压会使得场效应管栅极压降下降，从 而使场效应管放大性能下降，于是场效应管的电路稳定系数上升。上述第一稳定电路214 是一个电阻电容并联电路，在低频段，由于电容的阻抗较高，第一稳定电路214的主要电气 性能由电阻决定，因此该电路使得低频段的第一场效应215放大性能下降，于是第一场效 应管215电路稳定系数上升；在高频工作端，由于电容的阻抗随着频率升高而迅速降低，此 时第一稳定电路214的电气性能变成主要由电容决定，因此，此时的第一场效应管215可忽 略栅极前的电阻作用，电路的放大能力基本不受影响。第一稳定电路214具体的电容电阻 设计数值可W根据不同的电路设计标准巧日工作频率、额定增益，输出功率等）来具体确定。 所述第一稳定电路214既不影响场效应管的高频性能，又确保了电路在低频工作段的绝对 稳定；并且其不但可W在单片毫米波功率放大器电路设计中使用，还可W应用到各种半导 体有源电路设计中去。
[0032] 所述第二级放大电路220对所述第一级放大电路210输出的放大信号进行第二级 放大处理。在一个实施例中，如图2所示，第二级放大电路220包括第二禪合电容222、第一 T型微带功分电路223、第二栅极匹配及偏置电路224、第二场效应管226、第二漏极匹配及 偏置电路227、第H栅极匹配及偏置电路228、第H场效应管2210、第H漏极匹配及偏置电 路 2211 ;
[0033] 第二栅极匹配及偏置电路224和第H栅极匹配及偏置电路228采用的均是十字型 结构电路，各自的栅极偏置电压通过各自的旁路电容接地的同时通过微带传输线和偏置电 阻接十字型微带传输线的垂直端；第二漏极匹配及偏置电路227和第H漏极匹配及偏置电 路2211采用的均是十字型结构电路，各自的漏极偏置电压通过各自的旁路电容接地的同 时通过微带传输线和偏置电阻接十字型微带传输线的垂直端；其中十字形结构的益处与上 述第一级放大电路中描述相同，在此不予费述。
[0034]第一漏极匹配及偏置电路216通过第二禪合电容222与第一T型微带功分电路 223的输入端相连；第一T型微带功分电路223的一输出端通过第二栅极匹配及偏置电路 224与第二场效应管226的栅极相连，另一输出端通过第H栅极匹配及偏置电路228与第H 场效应管2210的栅极相连；第二场效应管226源极接地，漏极与第二漏极匹配及偏置电路 227相连；第H场效应管2210源极接地，漏极与第H漏极匹配及偏置电路2211相连；
[00巧]根据上述第二级放大电路220的电路结构，其处理信号的过程为；第一级放大信 号依次经过第二禪合电容222、第一T型微带功分电路223后被分成两路信号，一路信号经 第二栅极匹配及偏置电路224进入第二场效应管226的栅极，另一路信号经第H栅极匹配 及偏置电路228进入第H场效应管2210的栅极，第二场效应管226的漏极通过第二漏极匹 配及偏置电路227输出一路第二级放大信号，第H场效应管2210的漏极通过第H漏极匹配 及偏置电路2211输出另一路第二级放大信号。
[0036] 为了确保电路在低频工作段的绝对稳定，在一个实施例中，所述第二级放大电路 220还可W包括位于第二栅极匹配及偏置电路224与第二场效应管226栅极之间的第二稳 定电路225,位于第H栅极匹配及偏置电路228与第H场效应管2210栅极之间的第H稳定 电路229,第二稳定电路225、第H稳定电路229均包括并联的电阻和电容，其中第二稳定电 路225与第H稳定电路229的工作原理与上述第一级放大电路210描述相同，在此不予费 述。
[0037] 所述第H级放大电路230对所述第二级放大电路220输出的放大信号进行第H级 放大处理。在一个实施例中，如图2所示，第H级放大电路230可W包括第H禪合电容232、 第二T型微带功分电路233、第四栅极匹配及偏置电路234、第四场效应管236、第五栅极匹 配及偏置电路237、第五场效应管239、第四禪合电容2311、第HT型微带功分电路2312、 第六栅极匹配及偏置电路2313、第六场效应管2315、第走栅极匹配及偏置电路2316、第走 场效应管2318、第一一级功率合成电路2319、第二一级功率合成电路2320、二级功率合成 电路2321、第四漏极匹配及偏置电路2322、第五漏极匹配及偏置电路2323、第五禪合电容 2325。
[0038] 第四栅极匹配及偏置电路234、第五栅极匹配及偏置电路237、第六栅极匹配及偏 置电路2313、第走栅极匹配及偏置电路2316采用的均是十字型结构电路，各自的栅极偏置 电压通过各自的旁路电容接地的同时通过微带传输线和偏置电阻接十字型微带传输线的 垂直端；其中十字型结构益处与上述第一级放大电路210中描述相同，在此不予费述。
[0039] 第四漏极匹配及偏置电路2322和第五漏极匹配及偏置电路2323均是T字型结构 电路，各自的漏极偏置电压通过各自的旁路电容接地的同时通过微带传输线和偏置电阻接 T字型微带传输线的垂直端；
[0040] 第二漏极匹配及偏置电路227通过第H禪合电容232与第二T型微带功分电路 233的输入端相连；第二T型微带功分电路233 -输出端通过第四栅极匹配及偏置电路234 与第四场效应管236的栅极相连，另一输出端通过第五栅极匹配及偏置电路237与第五场 效应管239的栅极相连；所述第四场效应管236的源极接地，漏极与第一一级功率合成电 路2319的输入端相连；所述第五场效应管239的源极接地，漏极与第一一级功率合成电路 2319的另一输入端相连；
[0041] 第H漏极匹配及偏置电路2211通过第四禪合电容2311与第HT型微带功分电路 2312的输入端相连；第HT型微带功分电路2312 -输出端通过第六栅极匹配及偏置电路 2313与第六场效应管2315的栅极相连，另一输出端通过第走栅极匹配及偏置电路2316与 第走场效应管2318的栅极相连；第六场效应管2315的源极接地，漏极与第二一级功率合成 电路2320的输入端相连；第走场效应管2318的源极接地，漏极与第二一级功率合成电路 2320的另一输入端相连；
[0042] 第一一级功率合成电路2319的输出端通过第四漏极匹配及偏置电路2322与二 级功率合成电路2321的一输入端相连；第二一级功率合成电路2320的输出端通过第五漏 极匹配及偏置电路2323与二级功率合成电路2321的另一输入端相连；二级功率合成电路 2321通过第五禪合电容2325与输出朗格禪合器400的输入端相连。
[0043] 按照上述第H级放大电路230的电路结构，其处理两路第二级放大信号的过程 为；第二漏极匹配及偏置电路227输出的第二级放大信号依次经过第H禪合电容232、第二 T型微带功分电路233后被分成两路信号，一路信号经第四栅极匹配及偏置电路234进入第 四场效应管236的栅极，另一路信号经第五栅极匹配及偏置电路237进入第五场效应管239 的栅极；第四场效应管236漏极输出的第H级放大信号和第五场效应管239输出的第H级 放大信号进入第一一级功率合成电路 2319 ;
[0044] 第H级漏极匹配及偏置电路2211输出的第二级放大信号依次经过第四禪合电容 2311、第HT型微带功分电路2312后被分成两路信号，一路信号经第六栅极匹配及偏置电 路2313进入第六场效应管2315的栅极，另一路信号经第走栅极匹配及偏置电路2316进入 第走场效应管2318的栅极；第六场效应管2315漏极输出的第H级放大信号和第走场效应 管2318输出的第H级放大信号进入第二一级功率合成电路2320 ;
[0045] 第一一级功率合成电路2319输出的信号与第二一级功率合成电路2320输出的信 号输入二级功率合成电路2321，二级功率合成电路2321输出的信号依次通过第五禪合电 容2325、输出朗格禪合器400输出。
[0046]为了确保电路在低频工作段的绝对稳定，在一个实施例中，如图2所示，所述第H 级放大电路230还可W包括位于第四栅极匹配及偏置电路234与第四场效应管栅极236之 间的第四稳定电路235,位于第五栅极匹配及偏置电路237与第五场效应管239栅极之间的 第五稳定电路238,位于第六栅极匹配及偏置电路2313与第六场效应管2315栅极之间的 第六稳定电路2314,位于第走栅极匹配及偏置电路2316与第走场效应管2318栅极之间的 第走稳定电路2317,第四稳定电路235、第五稳定电路238、第六稳定电路2314、第走稳定电 路2317均包括并联的电阻和电容，其中第四稳定电路235、第五稳定电路238、第六稳定电 路2314、第走稳定电路2317的工作原理与上述第一级放大电路中描述的相同，在此不予费 述。
[0047] 本发明在信号输入各级放大电路之前，还可W对信号进行简单滤波。在一个实施 例中，如图2所示，本发明功率放大器还可W包括位于输入朗格禪合器100输出端与第一禪 合电容212之间的第一滤波电路211，位于第一漏极匹配及偏置电路216与第二禪合电容 222之间的第二滤波电路221，位于第二漏极匹配及偏置电路227与第H禪合电容232之间 的第H滤波电路231，位于第H漏极匹配及偏置电路2211与第四禪合电容2311之间的第 四滤波电路2310,位于二级功率合成电路2321与第五禪合电容2325之间的第五滤波电路 2324 ;第一滤波电路211、第二滤波电路221、第H滤波电路231、第四滤波电路2310、第五滤 波电路2324均包括微带线及旁路接地电容等。
[0048] 本发明在场效应管的器件选择或工艺设计上，为了使功率放大器输出较高功 率等，选用栅长更短、载流子迁移率高的器件。场效应管具体类型(栅宽和叉指数）及其 最佳工作直流偏置点可W根据多种方式确定。例如，在一个实施例中，可W采用公式： PDut=AXPm"XN0FXGWXN确定H级放大电路中所用各场效应管的栅宽和叉指数，其中P"t 是期望射频输出功率，A是考虑场效应管损耗及电路损耗后的经验系数(氮化嫁工艺推荐为 0.8)，是场效应管最大功率输出密度，N0F(numberoffingers)是单个场效应管叉指 数，GW(gatewi化h)是单个场效应管栅宽，N是最后一级场效应管总数目；
[004引采用公式；P"ut=0. 5 ?Id, ?Vds?n确定S级放大电路中各场效应管直流偏置的静 态工作电流和静态工作电压，其中P"ut是期望射频输出功率，Ids是场效应管静态工作电流， Vd,是场效应管静态工作电压，n是功率放大器的期望效率(A类推荐设置小于25%，AB类推 荐设置小于40%)。
[0050] 上述确定场效应管的栅宽和叉指数的公式、确定场效应管直流偏置点的公式W功 率放大器最终期望输出功率为基准，结合不同场效应管自身性质及电路设计期望效率来选 择确定场效应管的具体类型及其最佳工作偏置点，本发明实施例中的H级放大电路的场效 应管均不相同，具体可参阅图1。此方法简单直观，在保证了精确度的前提下又利于后期修 正，适合应用于各种先进半导体单片功率放大器集成电路设计中。
[0051] 为了提高了功率放大器的稳定性、改善输入输出回波反射性能，在一个实施例中， 所述输入朗格禪合器100、所述输出朗格禪合器400的带宽均为90度。采用两个宽带90度 朗格禪合器构成平衡结构，在保证了功率放大器一致性和体积小的同时，大大提高功率放 大器的输出功率及增益。
[0052] 图2是本发明实施例的其中一条放大支路，当采用所述两路放大支路实现本发明 功率放大器时，其微波毫米波波段单片集成功率放大器的增益及回波损耗性能如图3所 示。图3中曲线a是微波毫米波波段单片集成功率放大器增益曲线图，ml、m2、m3是本发 明功率放大器带宽上任意H点，其中ml的频率为33. 30GHz，增益为19. 553 ;m2的频率为 34.lOGHz，增益为19. 299 ;m3的频率为36. 20GHz，增益为20. 146,可W看出本发明的增益大 于19地，高于现有技术中功率放大器的增益。曲线b是功率放大器输入回波损耗性能曲线 图，曲线C是功率放大器输出回波损耗性能曲线图，从曲线b和曲线C可W看出本发明功率 放大器回波损耗比较低。
[0053] 图4-图7为采用图2示例电路时测得的不同工作频率时微波毫米波波段单片集 成功率放大器的曲线图，其中曲线d为本发明功率放大器输出功率曲线图，曲线e是本发明 功率放大器增益曲线图；图4是频率是33GHz的曲线图，图5是频率是34GHz的曲线图，图 6是35GHz的曲线图，图7是36GHz的曲线图。表一为图4-图7对应的具体指标：
[0054] 表一微波毫米波波段单片集成功率放大器具体指标
[0055]
[0056] 从表一可W看出，本发明微波毫米波波段单片集成功率放大器具有高增益（> 19地）、高输出功率（〉36地m)。
[0057] 本发明微波毫米波波段单片集成功率放大器工作于微波毫米波波段，采用两个朗 格禪合器连接两条完全相同的放大支路，每条放大支路采用H级放大结构，每级采用不同 的神化嫁晶体管结合高稳定电路。相较于现有技术，本发明有W下优点：
[0058] 1、整个电路具有宽带匹配电路，实现功率放大器芯片的宽带特性，在保证微波毫 米波波段单片功率放大器输出功率的同时，提高微波毫米波波段单片功率放大器的工作带 宽。
[0059] 2、采用H级放大电路和功分合成技术，大大增加了微波毫米波波段单片功率放大 器的输出功率和带宽，同时仿真结果表明，本发明具有高输出功率（>36地m)。
[0060] 3、采用两个90度朗格禪合器构成的平衡结构，提高了微波毫米波波段单片功率 放大器的稳定性、改善了输入输出回波反射性能、提高增益(> 19地)、提高了输出功率；
[0061] 4、提出了合理选择神化嫁场效应管及管芯工作点的经验公式，在实现高输出功率 的同时兼顾了高效率。该经验公式W微波毫米波波段单片功率放大器最终期望输出功率为 基准，结合不同场效应管自身性质及电路设计期望效率来选择确定场效应管具体类型及其 最佳工作偏置点。此方法简单直观，在保证了精确度的前提下又利于后期修正，非常适合各 种先进半导体单片功率放大器集成电路设计。
[0062] 5、采用稳定电路保持场效应管器件的稳定，其既不牺牲场效应管器件的高频性 能，又确保了电路在低频工作段的绝对稳定。所述稳定电路不但可W在毫米波单片功率放 大器电路设计中使用，还可W应用到各种半导体有源电路设计中去，简单易行。< br>[0063] W上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并 不能因此而理解为对本发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员 来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可W做出若干变形和改进，该些都属于本发明的保 护范围。因此，本发明专利的保护范围应W所附权利要求为准。
【主权项】
1. 一种微波毫米波波段单片集成功率放大器，其特征在于，包括输入朗格耦合器、输出 朗格耦合器、连接于所述输入朗格耦合器直通输出端和所述输出朗格耦合器直通输入端的 第一放大支路、连接于所述输入朗格I禹合器I禹合输出端和所述输出朗格I禹合器I禹合输入端 的第二放大支路； 所述第一放大支路和所述第二放大支路包括相同的三级放大电路，所述三级放大电路 包括依次连接的第一级放大电路、第二级放大电路、第三级放大电路。2. 根据权利要求1所述的微波毫米波波段单片集成功率放大器，其特征在于，所述第 一级放大电路包括与输入朗格耦合器输出端依次相连的第一耦合电容、十字型结构的第一 栅极匹配及偏置电路、第一场效应管、十字型结构的第一漏极匹配及偏置电路；第一场效应 管的栅极与第一栅极匹配及偏置电路相连，漏极与第一漏极匹配及偏置电路相连，源极接 地。3. 根据权利要求2所述的微波毫米波波段单片集成功率放大器，其特征在于，还包括 位于所述第一栅极匹配及偏置电路与所述第一场效应管栅极之间的第一稳定电路，所述第 一稳定电路包括并联的电阻和电容。4. 根据权利要求2所述的微波毫米波波段单片集成功率放大器，其特征在于，第二级 放大电路包括第二耦合电容、第一T型微带功分电路、十字型结构的第二栅极匹配及偏置 电路、第二场效应管、十字型结构的第二漏极匹配及偏置电路、十字型结构的第三栅极匹配 及偏置电路、第三场效应管、十字型结构的第三漏极匹配及偏置电路； 第一漏极匹配及偏置电路通过第二耦合电容与第一T型微带功分电路的输入端相连； 第一T型微带功分电路的一输出端通过第二栅极匹配及偏置电路与第二场效应管的栅极 相连，另一输出端通过第三栅极匹配及偏置电路与第三场效应管的栅极相连；第二场效应 管源极接地，漏极与第二漏极匹配及偏置电路相连；第三场效应管源极接地，漏极与第三漏 极匹配及偏置电路相连。5. 根据权利要求4所述的微波毫米波波段单片集成功率放大器，其特征在于，还包括 位于第二栅极匹配及偏置电路与第二场效应管栅极之间的第二稳定电路，位于第三栅极匹 配及偏置电路与第三场效应管栅极之间的第三稳定电路，第二稳定电路、第三稳定电路均 包括并联的电阻和电容。6. 根据权利要求4所述的微波毫米波波段单片集成功率放大器，其特征在于，第三级 放大电路包括第三耦合电容、第二T型微带功分电路、第四栅极匹配及偏置电路、第四场效 应管、第五栅极匹配及偏置电路、第五场效应管、第四耦合电容、第三T型微带功分电路、第 六栅极匹配及偏置电路、第六场效应管、第七栅极匹配及偏置电路、第七场效应管、第一一 级功率合成电路、第二一级功率合成电路、二级功率合成电路、第四漏极匹配及偏置电路、 第五漏极匹配及偏置电路、第五耦合电容； 第四栅极匹配及偏置电路、第五栅极匹配及偏置电路、第六栅极匹配及偏置电路、第七 栅极匹配及偏置电路均是十字型结构电路；第四漏极匹配及偏置电路和第五漏极匹配及偏 置电路均是T字型结构电路； 第二漏极匹配及偏置电路通过第三耦合电容与第二T型微带功分电路的输入端相连； 第二T型微带功分电路一输出端通过第四栅极匹配及偏置电路与第四场效应管的栅极相 连，另一输出端通过第五栅极匹配及偏置电路与第五场效应管的栅极相连；所述第四场效 应管的源极接地，漏极与第一一级功率合成电路的输入端相连；所述第五场效应管的源极 接地，漏极与第一一级功率合成电路的另一输入端相连； 第三漏极匹配及偏置电路通过第四耦合电容与第三T型微带功分电路的输入端相连； 第三T型微带功分电路一输出端通过第六栅极匹配及偏置电路与第六场效应管的栅极相 连，另一输出端通过第七栅极匹配及偏置电路与第七场效应管的栅极相连；第六场效应管 的源极接地，漏极与第二一级功率合成电路的输入端相连；第七场效应管的源极接地，漏极 与第二一级功率合成电路的另一输入端相连； 第一一级功率合成电路的输出端通过第四漏极匹配及偏置电路与二级功率合成电路 的一输入端相连；第二一级功率合成电路的输出端通过第五漏极匹配及偏置电路与二级功 率合成电路的另一输入端相连；二级功率合成电路通过第五耦合电容与输出朗格耦合器的 输入端相连。7. 根据权利要求6所述的微波毫米波波段单片集成功率放大器，其特征在于，还包括 位于第四栅极匹配及偏置电路与第四场效应管栅极之间的第四稳定电路，位于第五栅极匹 配及偏置电路与第五场效应管栅极之间的第五稳定电路，位于第六栅极匹配及偏置电路与 第六场效应管栅极之间的第六稳定电路，位于第七栅极匹配及偏置电路与第七场效应管栅 极之间的第七稳定电路，第四稳定电路、第五稳定电路、第六稳定电路、第七稳定电路均包 括并联的电阻和电容。8. 根据权利要求6所述的微波毫米波波段单片集成功率放大器，其特征在于，还包括 位于输入朗格稱合器输出端与第一稱合电容之间的第一滤波电路，位于第一漏极匹配及偏 置电路与第二耦合电容之间的第二滤波电路，位于第二漏极匹配及偏置电路与第三耦合电 容之间的第三滤波电路，位于第三漏极匹配及偏置电路与第四耦合电容之间的第四滤波电 路，位于二级功率合成电路与第五耦合电容之间的第五滤波电路；第一滤波电路、第二滤波 电路、第三滤波电路、第四滤波电路、第五滤波电路均包括微带线及旁路接地电容。9. 根据权利要求6所述的微波毫米波波段单片集成功率放大器，其特征在于，采用公 式：Ptjut =AX PmaxXNOFXGWXN确定三级放大电路中所用各场效应管的栅宽和叉指数，其中 Pwt是期望射频输出功率，A是考虑场效应管损耗及电路损耗后的经验系数，P_是场效应 管最大功率输出密度，NOF是单个场效应管叉指数，GW是单个场效应管栅宽，N是最后一级 场效应管总数目； 采用公式：Ptjut=O. 5 ?Ids ?Vds ?n确定三级放大电路中各场效应管直流偏置的静态工 作电流和静态工作电压，其中Pwt是期望射频输出功率，Ids是场效应管静态工作电流，Vds是 场效应管静态工作电压，n是功率放大器的期望效率。10. 根据权利要求1至9任意一项所述的微波毫米波波段单片集成功率放大器，其特征 在于，所述输入朗格稱合器、所述输出朗格稱合器的带宽均为90度。
【专利摘要】一种微波毫米波波段单片集成功率放大器，包括输入朗格耦合器、输出朗格耦合器、连接于所述输入朗格耦合器直通输出端和所述输出朗格耦合器直通输入端的第一放大支路、连接于所述输入朗格耦合器耦合输出端和所述输出朗格耦合器耦合输入端的第二放大支路；所述第一放大支路和所述第二放大支路包括相同的三级放大电路，所述三级放大电路包括依次连接的第一级放大电路、第二级放大电路、第三级放大电路。本发明的微波毫米波波段单片集成功率放大器具有高增益（＞19dB)、高输出功率（>36dBm），在额定工作条件下稳定，可广泛应用于各种电子领域、雷达及无线通信系统中。
【IPC分类】H03F1/42, H03F3/20
【公开号】CN104901639
【申请号】CN201410081282
【发明人】郭永新, 仲正
【申请人】苏州工业园区新国大研究院, 新加坡国立大学
【公开日】2015年9月9日
【申请日】2014年3月6日
【技术领域】
[0001] 本发明涉及电子技术领域，特别是涉及一种微波毫米波波段单片集成功率放大 器，可应用于各种微波毫米波波段的电子雷达、无线通信等系统。
【背景技术】
[0002] 在毫米波雷达、通信等技术领域，为了使毫米波接收机能检测小信号，一般是在前 级用功率放大器接收信号来克服后级的噪声问题。功率放大器位于发送机端，直接与天线 信号相连接，因此它的噪声特性将大大影响整个系统的噪声特性。同时，接收的天线信号强 度一般都较弱，功率放大器在满足功率的输出要求的同时也要满足一定的噪声系数要求。
[0003] 随着微波毫米波通信技术的迅速发展，人们对通信设备的要求也越来越高。微波 单片集成电路（MMIC)是用半导体工艺把有源器件、无源器件和微波传输线、互联线等全部 制作在一片半导体基片上而构成的集成电路。由于微波单片集成电路的体积小、重量轻、可 靠性高、稳定性好等，使得其在微波通信领域逐渐取代了波导系统和混合集成电路。
[0004] 目前普遍应用的功率放大器多为混合电路和模块电路，实现方式主要是通过单个 晶体管和外围匹配电路组成，该类功率放大器主要缺点有；体积大、输出功率小、增益小、一 致性不好等。
【发明内容】
[0005] 基于此，有必要针对上述问题，提供一种体积小、一致性好，输出功率大的微波毫 米波波段单片集成功率放大器。
[0006] -种微波毫米波波段单片集成功率放大器，包括输入朗格禪合器、输出朗格禪合 器、连接于所述输入朗格禪合器直通输出端和所述输出朗格禪合器直通输入端的第一放大 支路、连接于所述输入朗格禪合器禪合输出端和所述输出朗格禪合器禪合输入端的第二放 大支路；
[0007] 所述第一放大支路和所述第二放大支路包括相同的H级放大电路，所述H级放大 电路包括依次连接的第一级放大电路、第二级放大电路、第H级放大电路。
[0008] 本发明微波毫米波波段单片集成功率放大器，与现有技术中的功率放大器相互比 较时，有W下优点：
[0009] 1、本发明采用输入朗格禪合器、输出朗格禪合器与位于它们之间的两条相同的放 大支路实现功率放大器，输入朗格禪合器输入的射频信号经过两平衡放大支路放大后进入 输出朗格禪合器功率合成，该平衡结构，提高了功率放大器的稳定性和一致性，改善了驻波 比的性能和提高了放大器输出功率；
[0010] 2、本发明每条放大支路包括H级放大电路，对输入禪合器输出的射频信号进行逐 级放大，然后将放大后的信号通过输出朗格禪合器禪合输出，大大增加了功率放大器的输 出功率和带宽；
[0011]3、本发明的功率放大器电路可集成于单片半导体基片上，体积小。
【附图说明】
[0012] 图1为微波毫米波波段单片集成功率放大器实施例的示意图；
[0013] 图2为微波毫米波波段单片集成功率放大器其中一条放大支路实施例的电路图；
[0014] 图3为微波毫米波波段单片集成功率放大器增益及回波损耗性能图；
[0015] 图4为微波毫米波波段单片集成功率放大器33GHz工作输出功率；
[0016] 图5为微波毫米波波段单片集成功率放大器34GHz工作输出功率；
[0017] 图6为微波毫米波波段单片集成功率放大器35GHz工作输出功率；
[0018] 图7为微波毫米波波段单片集成功率放大器36GHz工作输出功率。
【具体实施方式】
[0019] 下面结合附图对本发明微波毫米波波段单片集成功率放大器的【具体实施方式】做 详细描述。
[0020] 如图1所示，一种微波毫米波波段单片集成功率放大器，包括输入朗格禪合器 100、输出朗格禪合器400、连接于所述输入朗格禪合器100直通输出端和所述输出朗格禪 合器400直通输入端的第一放大支路200、连接于所述输入朗格禪合器100禪合输出端和所 述输出朗格禪合器400禪合输入端的第二放大支路300;
[0021] 所述第一放大支路200和所述第二放大支路300包括相同的H级放大电路，所述 H级放大电路包括依次连接的第一级放大电路210 (310)、第二级放大电路220 (320)、第 H级放大电路230 (330)。
[0022] 所述第一级放大电路210(310)对所述输入朗格禪合器100输出的射频信号放大， 输出第一级放大信号；所述第二级放大电路220 (320)对所述第一级放大信号放大，输出第 二级放大信号；所述第H级放大电路230 (330)对所述第二级放大信号放大，并将输出的第 H级放大信号通过所述输出朗格禪合器400输出。
[0023] 所述H级放大电路的各级电路有多种实现方式，由于第一放大支路和第二放大支 路完全相同，所W下面仅W第一放大支路的各级电路构成示例。在一个实施例中，如图2所 示，所述第一级放大电路210包括与输入朗格禪合器100输出端依次相连的第一禪合电容 212、第一栅极匹配及偏置电路213、第一场效应管（FieldEffectTransistor)215、第一漏 极匹配及偏置电路216 ;第一场效应管215的栅极与第一栅极匹配及偏置电路213相连，漏 极与第一漏极匹配及偏置电路216相连，源极接地，其中本发明所用场效应管可W是神化 嫁（GaAs)场效应管，也可W是其它类型的场效应管，例如氮化娃场效应管等等。
[0024] 第一栅极匹配及偏置电路213采用的是十字型结构电路，栅极偏置电压通过其旁 路电容接地的同时通过微带传输线和偏置电阻接十字型微带传输线的垂直端；第一漏极匹 配及偏置电路216是十字型结构电路，漏极偏置电压通过其旁路电容接地的同时通过微带 传输线和偏置电路接十字型微带传输线的垂直端。
[00巧]栅极匹配及偏置电路、漏极匹配及偏置电路除了最基本的偏置作用外，同时也参 与到整体电路的匹配中去，同时使用十字型结构的栅极匹配及偏置电路、漏极匹配及偏置 电路有W下好处：
[0026] (1)栅极匹配及偏置电路和漏极匹配及偏置电路不必采用四分之一波长结构，节 约版图面积进而节约了电路尺寸；
[0027] (2)栅极匹配及偏置电路和漏极匹配及偏置电路参与各级匹配可W构造更宽的匹 配网络，同时使得整体电路性能进一步得W优化；
[0028] (3)十字型结构相比传统的T型结构来说，在电路平衡方面更加优异。该十字型平 衡结构设计可W有效地抑制共模噪声，提高了功率放大器的稳定性、改善驻波比性能最终 提高了输出功率。
[0029] 按照上述第一级放大电路210的电路结构，所述第一级放大电路210对输入朗格 禪合器100输出的射频信号的处理过程为：所述输入朗格禪合器100输出的射频信号经过 第一禪合电容212、第一栅极匹配及偏置电路213进入第一场效应管215的栅极，第一场效 应管215的漏极通过第一漏极匹配及偏置电路216输出第一级放大信号。
[0030] 由于半导体功率器件属于有源器件，在高频应用中容易引起共振。特别是将半导 体功率器件应用于一些大信号电路设计中时巧日本发明所述的功率放大器电路)，若设计考 虑不周，有很大的概率会导致场效应管在某个特定频率振荡并损坏电路。对于单片微波毫 米波电路设计来说，现有技术中往往都注重高频工作频段的稳定，从而忽视了低频段的稳 定系数，或者即使满足了低频段的稳定系数，通 常又是用牺牲高频端工作性能来获得的。因 此在一个实施例中，如图2所示，所述第一级放大电路210还可W包括位于所述第一栅极匹 配及偏置电路213与所述第一场效应215栅极之间的第一稳定电路214,所述第一稳定电路 214包括并联的电阻和电容，其中图2中电阻和电容的仅是实例，还可W是其它数量等。
[0031] 在场效应管栅极前串联电阻，由于该电阻分压会使得场效应管栅极压降下降，从 而使场效应管放大性能下降，于是场效应管的电路稳定系数上升。上述第一稳定电路214 是一个电阻电容并联电路，在低频段，由于电容的阻抗较高，第一稳定电路214的主要电气 性能由电阻决定，因此该电路使得低频段的第一场效应215放大性能下降，于是第一场效 应管215电路稳定系数上升；在高频工作端，由于电容的阻抗随着频率升高而迅速降低，此 时第一稳定电路214的电气性能变成主要由电容决定，因此，此时的第一场效应管215可忽 略栅极前的电阻作用，电路的放大能力基本不受影响。第一稳定电路214具体的电容电阻 设计数值可W根据不同的电路设计标准巧日工作频率、额定增益，输出功率等）来具体确定。 所述第一稳定电路214既不影响场效应管的高频性能，又确保了电路在低频工作段的绝对 稳定；并且其不但可W在单片毫米波功率放大器电路设计中使用，还可W应用到各种半导 体有源电路设计中去。
[0032] 所述第二级放大电路220对所述第一级放大电路210输出的放大信号进行第二级 放大处理。在一个实施例中，如图2所示，第二级放大电路220包括第二禪合电容222、第一 T型微带功分电路223、第二栅极匹配及偏置电路224、第二场效应管226、第二漏极匹配及 偏置电路227、第H栅极匹配及偏置电路228、第H场效应管2210、第H漏极匹配及偏置电 路 2211 ;
[0033] 第二栅极匹配及偏置电路224和第H栅极匹配及偏置电路228采用的均是十字型 结构电路，各自的栅极偏置电压通过各自的旁路电容接地的同时通过微带传输线和偏置电 阻接十字型微带传输线的垂直端；第二漏极匹配及偏置电路227和第H漏极匹配及偏置电 路2211采用的均是十字型结构电路，各自的漏极偏置电压通过各自的旁路电容接地的同 时通过微带传输线和偏置电阻接十字型微带传输线的垂直端；其中十字形结构的益处与上 述第一级放大电路中描述相同，在此不予费述。
[0034]第一漏极匹配及偏置电路216通过第二禪合电容222与第一T型微带功分电路 223的输入端相连；第一T型微带功分电路223的一输出端通过第二栅极匹配及偏置电路 224与第二场效应管226的栅极相连，另一输出端通过第H栅极匹配及偏置电路228与第H 场效应管2210的栅极相连；第二场效应管226源极接地，漏极与第二漏极匹配及偏置电路 227相连；第H场效应管2210源极接地，漏极与第H漏极匹配及偏置电路2211相连；
[00巧]根据上述第二级放大电路220的电路结构，其处理信号的过程为；第一级放大信 号依次经过第二禪合电容222、第一T型微带功分电路223后被分成两路信号，一路信号经 第二栅极匹配及偏置电路224进入第二场效应管226的栅极，另一路信号经第H栅极匹配 及偏置电路228进入第H场效应管2210的栅极，第二场效应管226的漏极通过第二漏极匹 配及偏置电路227输出一路第二级放大信号，第H场效应管2210的漏极通过第H漏极匹配 及偏置电路2211输出另一路第二级放大信号。
[0036] 为了确保电路在低频工作段的绝对稳定，在一个实施例中，所述第二级放大电路 220还可W包括位于第二栅极匹配及偏置电路224与第二场效应管226栅极之间的第二稳 定电路225,位于第H栅极匹配及偏置电路228与第H场效应管2210栅极之间的第H稳定 电路229,第二稳定电路225、第H稳定电路229均包括并联的电阻和电容，其中第二稳定电 路225与第H稳定电路229的工作原理与上述第一级放大电路210描述相同，在此不予费 述。
[0037] 所述第H级放大电路230对所述第二级放大电路220输出的放大信号进行第H级 放大处理。在一个实施例中，如图2所示，第H级放大电路230可W包括第H禪合电容232、 第二T型微带功分电路233、第四栅极匹配及偏置电路234、第四场效应管236、第五栅极匹 配及偏置电路237、第五场效应管239、第四禪合电容2311、第HT型微带功分电路2312、 第六栅极匹配及偏置电路2313、第六场效应管2315、第走栅极匹配及偏置电路2316、第走 场效应管2318、第一一级功率合成电路2319、第二一级功率合成电路2320、二级功率合成 电路2321、第四漏极匹配及偏置电路2322、第五漏极匹配及偏置电路2323、第五禪合电容 2325。
[0038] 第四栅极匹配及偏置电路234、第五栅极匹配及偏置电路237、第六栅极匹配及偏 置电路2313、第走栅极匹配及偏置电路2316采用的均是十字型结构电路，各自的栅极偏置 电压通过各自的旁路电容接地的同时通过微带传输线和偏置电阻接十字型微带传输线的 垂直端；其中十字型结构益处与上述第一级放大电路210中描述相同，在此不予费述。
[0039] 第四漏极匹配及偏置电路2322和第五漏极匹配及偏置电路2323均是T字型结构 电路，各自的漏极偏置电压通过各自的旁路电容接地的同时通过微带传输线和偏置电阻接 T字型微带传输线的垂直端；
[0040] 第二漏极匹配及偏置电路227通过第H禪合电容232与第二T型微带功分电路 233的输入端相连；第二T型微带功分电路233 -输出端通过第四栅极匹配及偏置电路234 与第四场效应管236的栅极相连，另一输出端通过第五栅极匹配及偏置电路237与第五场 效应管239的栅极相连；所述第四场效应管236的源极接地，漏极与第一一级功率合成电 路2319的输入端相连；所述第五场效应管239的源极接地，漏极与第一一级功率合成电路 2319的另一输入端相连；
[0041] 第H漏极匹配及偏置电路2211通过第四禪合电容2311与第HT型微带功分电路 2312的输入端相连；第HT型微带功分电路2312 -输出端通过第六栅极匹配及偏置电路 2313与第六场效应管2315的栅极相连，另一输出端通过第走栅极匹配及偏置电路2316与 第走场效应管2318的栅极相连；第六场效应管2315的源极接地，漏极与第二一级功率合成 电路2320的输入端相连；第走场效应管2318的源极接地，漏极与第二一级功率合成电路 2320的另一输入端相连；
[0042] 第一一级功率合成电路2319的输出端通过第四漏极匹配及偏置电路2322与二 级功率合成电路2321的一输入端相连；第二一级功率合成电路2320的输出端通过第五漏 极匹配及偏置电路2323与二级功率合成电路2321的另一输入端相连；二级功率合成电路 2321通过第五禪合电容2325与输出朗格禪合器400的输入端相连。
[0043] 按照上述第H级放大电路230的电路结构，其处理两路第二级放大信号的过程 为；第二漏极匹配及偏置电路227输出的第二级放大信号依次经过第H禪合电容232、第二 T型微带功分电路233后被分成两路信号，一路信号经第四栅极匹配及偏置电路234进入第 四场效应管236的栅极，另一路信号经第五栅极匹配及偏置电路237进入第五场效应管239 的栅极；第四场效应管236漏极输出的第H级放大信号和第五场效应管239输出的第H级 放大信号进入第一一级功率合成电路 2319 ;
[0044] 第H级漏极匹配及偏置电路2211输出的第二级放大信号依次经过第四禪合电容 2311、第HT型微带功分电路2312后被分成两路信号，一路信号经第六栅极匹配及偏置电 路2313进入第六场效应管2315的栅极，另一路信号经第走栅极匹配及偏置电路2316进入 第走场效应管2318的栅极；第六场效应管2315漏极输出的第H级放大信号和第走场效应 管2318输出的第H级放大信号进入第二一级功率合成电路2320 ;
[0045] 第一一级功率合成电路2319输出的信号与第二一级功率合成电路2320输出的信 号输入二级功率合成电路2321，二级功率合成电路2321输出的信号依次通过第五禪合电 容2325、输出朗格禪合器400输出。
[0046]为了确保电路在低频工作段的绝对稳定，在一个实施例中，如图2所示，所述第H 级放大电路230还可W包括位于第四栅极匹配及偏置电路234与第四场效应管栅极236之 间的第四稳定电路235,位于第五栅极匹配及偏置电路237与第五场效应管239栅极之间的 第五稳定电路238,位于第六栅极匹配及偏置电路2313与第六场效应管2315栅极之间的 第六稳定电路2314,位于第走栅极匹配及偏置电路2316与第走场效应管2318栅极之间的 第走稳定电路2317,第四稳定电路235、第五稳定电路238、第六稳定电路2314、第走稳定电 路2317均包括并联的电阻和电容，其中第四稳定电路235、第五稳定电路238、第六稳定电 路2314、第走稳定电路2317的工作原理与上述第一级放大电路中描述的相同，在此不予费 述。
[0047] 本发明在信号输入各级放大电路之前，还可W对信号进行简单滤波。在一个实施 例中，如图2所示，本发明功率放大器还可W包括位于输入朗格禪合器100输出端与第一禪 合电容212之间的第一滤波电路211，位于第一漏极匹配及偏置电路216与第二禪合电容 222之间的第二滤波电路221，位于第二漏极匹配及偏置电路227与第H禪合电容232之间 的第H滤波电路231，位于第H漏极匹配及偏置电路2211与第四禪合电容2311之间的第 四滤波电路2310,位于二级功率合成电路2321与第五禪合电容2325之间的第五滤波电路 2324 ;第一滤波电路211、第二滤波电路221、第H滤波电路231、第四滤波电路2310、第五滤 波电路2324均包括微带线及旁路接地电容等。
[0048] 本发明在场效应管的器件选择或工艺设计上，为了使功率放大器输出较高功 率等，选用栅长更短、载流子迁移率高的器件。场效应管具体类型(栅宽和叉指数）及其 最佳工作直流偏置点可W根据多种方式确定。例如，在一个实施例中，可W采用公式： PDut=AXPm"XN0FXGWXN确定H级放大电路中所用各场效应管的栅宽和叉指数，其中P"t 是期望射频输出功率，A是考虑场效应管损耗及电路损耗后的经验系数(氮化嫁工艺推荐为 0.8)，是场效应管最大功率输出密度，N0F(numberoffingers)是单个场效应管叉指 数，GW(gatewi化h)是单个场效应管栅宽，N是最后一级场效应管总数目；
[004引采用公式；P"ut=0. 5 ?Id, ?Vds?n确定S级放大电路中各场效应管直流偏置的静 态工作电流和静态工作电压，其中P"ut是期望射频输出功率，Ids是场效应管静态工作电流， Vd,是场效应管静态工作电压，n是功率放大器的期望效率(A类推荐设置小于25%，AB类推 荐设置小于40%)。
[0050] 上述确定场效应管的栅宽和叉指数的公式、确定场效应管直流偏置点的公式W功 率放大器最终期望输出功率为基准，结合不同场效应管自身性质及电路设计期望效率来选 择确定场效应管的具体类型及其最佳工作偏置点，本发明实施例中的H级放大电路的场效 应管均不相同，具体可参阅图1。此方法简单直观，在保证了精确度的前提下又利于后期修 正，适合应用于各种先进半导体单片功率放大器集成电路设计中。
[0051] 为了提高了功率放大器的稳定性、改善输入输出回波反射性能，在一个实施例中， 所述输入朗格禪合器100、所述输出朗格禪合器400的带宽均为90度。采用两个宽带90度 朗格禪合器构成平衡结构，在保证了功率放大器一致性和体积小的同时，大大提高功率放 大器的输出功率及增益。
[0052] 图2是本发明实施例的其中一条放大支路，当采用所述两路放大支路实现本发明 功率放大器时，其微波毫米波波段单片集成功率放大器的增益及回波损耗性能如图3所 示。图3中曲线a是微波毫米波波段单片集成功率放大器增益曲线图，ml、m2、m3是本发 明功率放大器带宽上任意H点，其中ml的频率为33. 30GHz，增益为19. 553 ;m2的频率为 34.lOGHz，增益为19. 299 ;m3的频率为36. 20GHz，增益为20. 146,可W看出本发明的增益大 于19地，高于现有技术中功率放大器的增益。曲线b是功率放大器输入回波损耗性能曲线 图，曲线C是功率放大器输出回波损耗性能曲线图，从曲线b和曲线C可W看出本发明功率 放大器回波损耗比较低。
[0053] 图4-图7为采用图2示例电路时测得的不同工作频率时微波毫米波波段单片集 成功率放大器的曲线图，其中曲线d为本发明功率放大器输出功率曲线图，曲线e是本发明 功率放大器增益曲线图；图4是频率是33GHz的曲线图，图5是频率是34GHz的曲线图，图 6是35GHz的曲线图，图7是36GHz的曲线图。表一为图4-图7对应的具体指标：
[0054] 表一微波毫米波波段单片集成功率放大器具体指标
[0055]
[0056] 从表一可W看出，本发明微波毫米波波段单片集成功率放大器具有高增益（> 19地）、高输出功率（〉36地m)。
[0057] 本发明微波毫米波波段单片集成功率放大器工作于微波毫米波波段，采用两个朗 格禪合器连接两条完全相同的放大支路，每条放大支路采用H级放大结构，每级采用不同 的神化嫁晶体管结合高稳定电路。相较于现有技术，本发明有W下优点：
[0058] 1、整个电路具有宽带匹配电路，实现功率放大器芯片的宽带特性，在保证微波毫 米波波段单片功率放大器输出功率的同时，提高微波毫米波波段单片功率放大器的工作带 宽。
[0059] 2、采用H级放大电路和功分合成技术，大大增加了微波毫米波波段单片功率放大 器的输出功率和带宽，同时仿真结果表明，本发明具有高输出功率（>36地m)。
[0060] 3、采用两个90度朗格禪合器构成的平衡结构，提高了微波毫米波波段单片功率 放大器的稳定性、改善了输入输出回波反射性能、提高增益(> 19地)、提高了输出功率；
[0061] 4、提出了合理选择神化嫁场效应管及管芯工作点的经验公式，在实现高输出功率 的同时兼顾了高效率。该经验公式W微波毫米波波段单片功率放大器最终期望输出功率为 基准，结合不同场效应管自身性质及电路设计期望效率来选择确定场效应管具体类型及其 最佳工作偏置点。此方法简单直观，在保证了精确度的前提下又利于后期修正，非常适合各 种先进半导体单片功率放大器集成电路设计。
[0062] 5、采用稳定电路保持场效应管器件的稳定，其既不牺牲场效应管器件的高频性 能，又确保了电路在低频工作段的绝对稳定。所述稳定电路不但可W在毫米波单片功率放 大器电路设计中使用，还可W应用到各种半导体有源电路设计中去，简单易行。< br>[0063] W上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并 不能因此而理解为对本发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员 来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可W做出若干变形和改进，该些都属于本发明的保 护范围。因此，本发明专利的保护范围应W所附权利要求为准。
【主权项】
1. 一种微波毫米波波段单片集成功率放大器，其特征在于，包括输入朗格耦合器、输出 朗格耦合器、连接于所述输入朗格耦合器直通输出端和所述输出朗格耦合器直通输入端的 第一放大支路、连接于所述输入朗格I禹合器I禹合输出端和所述输出朗格I禹合器I禹合输入端 的第二放大支路； 所述第一放大支路和所述第二放大支路包括相同的三级放大电路，所述三级放大电路 包括依次连接的第一级放大电路、第二级放大电路、第三级放大电路。2. 根据权利要求1所述的微波毫米波波段单片集成功率放大器，其特征在于，所述第 一级放大电路包括与输入朗格耦合器输出端依次相连的第一耦合电容、十字型结构的第一 栅极匹配及偏置电路、第一场效应管、十字型结构的第一漏极匹配及偏置电路；第一场效应 管的栅极与第一栅极匹配及偏置电路相连，漏极与第一漏极匹配及偏置电路相连，源极接 地。3. 根据权利要求2所述的微波毫米波波段单片集成功率放大器，其特征在于，还包括 位于所述第一栅极匹配及偏置电路与所述第一场效应管栅极之间的第一稳定电路，所述第 一稳定电路包括并联的电阻和电容。4. 根据权利要求2所述的微波毫米波波段单片集成功率放大器，其特征在于，第二级 放大电路包括第二耦合电容、第一T型微带功分电路、十字型结构的第二栅极匹配及偏置 电路、第二场效应管、十字型结构的第二漏极匹配及偏置电路、十字型结构的第三栅极匹配 及偏置电路、第三场效应管、十字型结构的第三漏极匹配及偏置电路； 第一漏极匹配及偏置电路通过第二耦合电容与第一T型微带功分电路的输入端相连； 第一T型微带功分电路的一输出端通过第二栅极匹配及偏置电路与第二场效应管的栅极 相连，另一输出端通过第三栅极匹配及偏置电路与第三场效应管的栅极相连；第二场效应 管源极接地，漏极与第二漏极匹配及偏置电路相连；第三场效应管源极接地，漏极与第三漏 极匹配及偏置电路相连。5. 根据权利要求4所述的微波毫米波波段单片集成功率放大器，其特征在于，还包括 位于第二栅极匹配及偏置电路与第二场效应管栅极之间的第二稳定电路，位于第三栅极匹 配及偏置电路与第三场效应管栅极之间的第三稳定电路，第二稳定电路、第三稳定电路均 包括并联的电阻和电容。6. 根据权利要求4所述的微波毫米波波段单片集成功率放大器，其特征在于，第三级 放大电路包括第三耦合电容、第二T型微带功分电路、第四栅极匹配及偏置电路、第四场效 应管、第五栅极匹配及偏置电路、第五场效应管、第四耦合电容、第三T型微带功分电路、第 六栅极匹配及偏置电路、第六场效应管、第七栅极匹配及偏置电路、第七场效应管、第一一 级功率合成电路、第二一级功率合成电路、二级功率合成电路、第四漏极匹配及偏置电路、 第五漏极匹配及偏置电路、第五耦合电容； 第四栅极匹配及偏置电路、第五栅极匹配及偏置电路、第六栅极匹配及偏置电路、第七 栅极匹配及偏置电路均是十字型结构电路；第四漏极匹配及偏置电路和第五漏极匹配及偏 置电路均是T字型结构电路； 第二漏极匹配及偏置电路通过第三耦合电容与第二T型微带功分电路的输入端相连； 第二T型微带功分电路一输出端通过第四栅极匹配及偏置电路与第四场效应管的栅极相 连，另一输出端通过第五栅极匹配及偏置电路与第五场效应管的栅极相连；所述第四场效 应管的源极接地，漏极与第一一级功率合成电路的输入端相连；所述第五场效应管的源极 接地，漏极与第一一级功率合成电路的另一输入端相连； 第三漏极匹配及偏置电路通过第四耦合电容与第三T型微带功分电路的输入端相连； 第三T型微带功分电路一输出端通过第六栅极匹配及偏置电路与第六场效应管的栅极相 连，另一输出端通过第七栅极匹配及偏置电路与第七场效应管的栅极相连；第六场效应管 的源极接地，漏极与第二一级功率合成电路的输入端相连；第七场效应管的源极接地，漏极 与第二一级功率合成电路的另一输入端相连； 第一一级功率合成电路的输出端通过第四漏极匹配及偏置电路与二级功率合成电路 的一输入端相连；第二一级功率合成电路的输出端通过第五漏极匹配及偏置电路与二级功 率合成电路的另一输入端相连；二级功率合成电路通过第五耦合电容与输出朗格耦合器的 输入端相连。7. 根据权利要求6所述的微波毫米波波段单片集成功率放大器，其特征在于，还包括 位于第四栅极匹配及偏置电路与第四场效应管栅极之间的第四稳定电路，位于第五栅极匹 配及偏置电路与第五场效应管栅极之间的第五稳定电路，位于第六栅极匹配及偏置电路与 第六场效应管栅极之间的第六稳定电路，位于第七栅极匹配及偏置电路与第七场效应管栅 极之间的第七稳定电路，第四稳定电路、第五稳定电路、第六稳定电路、第七稳定电路均包 括并联的电阻和电容。8. 根据权利要求6所述的微波毫米波波段单片集成功率放大器，其特征在于，还包括 位于输入朗格稱合器输出端与第一稱合电容之间的第一滤波电路，位于第一漏极匹配及偏 置电路与第二耦合电容之间的第二滤波电路，位于第二漏极匹配及偏置电路与第三耦合电 容之间的第三滤波电路，位于第三漏极匹配及偏置电路与第四耦合电容之间的第四滤波电 路，位于二级功率合成电路与第五耦合电容之间的第五滤波电路；第一滤波电路、第二滤波 电路、第三滤波电路、第四滤波电路、第五滤波电路均包括微带线及旁路接地电容。9. 根据权利要求6所述的微波毫米波波段单片集成功率放大器，其特征在于，采用公 式：Ptjut =AX PmaxXNOFXGWXN确定三级放大电路中所用各场效应管的栅宽和叉指数，其中 Pwt是期望射频输出功率，A是考虑场效应管损耗及电路损耗后的经验系数，P_是场效应 管最大功率输出密度，NOF是单个场效应管叉指数，GW是单个场效应管栅宽，N是最后一级 场效应管总数目； 采用公式：Ptjut=O. 5 ?Ids ?Vds ?n确定三级放大电路中各场效应管直流偏置的静态工 作电流和静态工作电压，其中Pwt是期望射频输出功率，Ids是场效应管静态工作电流，Vds是 场效应管静态工作电压，n是功率放大器的期望效率。10. 根据权利要求1至9任意一项所述的微波毫米波波段单片集成功率放大器，其特征 在于，所述输入朗格稱合器、所述输出朗格稱合器的带宽均为90度。
【专利摘要】一种微波毫米波波段单片集成功率放大器，包括输入朗格耦合器、输出朗格耦合器、连接于所述输入朗格耦合器直通输出端和所述输出朗格耦合器直通输入端的第一放大支路、连接于所述输入朗格耦合器耦合输出端和所述输出朗格耦合器耦合输入端的第二放大支路；所述第一放大支路和所述第二放大支路包括相同的三级放大电路，所述三级放大电路包括依次连接的第一级放大电路、第二级放大电路、第三级放大电路。本发明的微波毫米波波段单片集成功率放大器具有高增益（＞19dB)、高输出功率（>36dBm），在额定工作条件下稳定，可广泛应用于各种电子领域、雷达及无线通信系统中。
【IPC分类】H03F1/42, H03F3/20
【公开号】CN104901639
【申请号】CN201410081282
【发明人】郭永新, 仲正
【申请人】苏州工业园区新国大研究院, 新加坡国立大学
【公开日】2015年9月9日
【申请日】2014年3月6日
最新回复(0)