可精确控制占空比的振荡器电路的制作方法
可精确控制占空比的振荡器电路的制作方法
【技术领域】
[0001] 本发明设及振荡器电路技术领域，尤其设及一种可精确控制占空比的振荡器电 路。
【背景技术】
[0002] 目前市场上的同类技术是通过对电容充电的技术来实现0SC(oscillator振荡 器)，如图1所示，现有技术中控制占空比的振荡器电路是利用电压比较，产生脉冲信号，然 后经过占空比逻辑产生电路产生固定占空比的信号。
[0003] 其中，11为充电电流，其一端接电源电压，另一端接电容CAP1正端，比较器COMP的 正端接CAP1正端，负端接基准电压VREF，输出端接到占空比逻辑产生电路的输入端，占空 比逻辑产生电路的输出会产生所要的方波，占空比逻辑产生电路的作用是根据前面电路生 成的脉冲信号合成固定占空比的方波信号；NM0S在该里作为泄放通路，漏极接电容CAP1正 端，栅极接比较器COMP的输出端，衬底和源极接地，电容CAP1的负端接地。
[0004] 图1所示电路，假设初始状态电容上的电压为0,此时比较器COMP的输出为0,即 低电平，该时候充电电路11的电流开始对电容CAP1充电，充电时间由电流大小和电容大小 决定，当充电电压超过VREF后，比较器COMP输出电压变为1，即高电平，泄放通路NM0S打 开，此时电容CAP1通过泄放通路NM0S放电，比较器COMP输出一个占空比很小的方波，再将 此方波送入到占空比逻辑控制电路，输出我们想要的波形。
[0005] 但是，上述电路占空比逻辑电路设计复杂，采用RC电路产生延时模块形成占空 比，占用了大量的面积，成本高，精度差，无法实现高精度高频率的占空比可调振荡电路。
【发明内容】
[0006] 为此，本发明所要解决的技术问题是；提供一种可精确控制占空比的振荡器电路， W实现对高低电平脉冲宽度的精确控制，省去了占空比逻辑产生电路，精确控制占空比。
[0007] 于是，本发明提供了一种可精确控制占空比的振荡器电路，包括：充电电流II的 正端接电源正端，充电电流II的负端接开关SWITCH1的正端，充电电流12的正端接电源正 端，充电电流12的负端开关SWITC肥的正端，开关SWITC肥的负端接开关SWITCH1的正端， 开关SWITCH1的正端连接充电电容CAP1的正端，开关SWITCH1的负端连接充电电容CAP2 的正端，充电电容CAP1和充电电容CAP2的负端均接地，开关SW口CH1为由SW口CH1信号 高电平打开的开关，开关SW口C肥为由SW口C肥信号高电平打开的开关，比较器COMP的正 端接充电电容CAP1正端，比较器COMP的负端接基准电压VREF，比较器COMP的输出端接触 发器DFF的时钟信号端；泄放通路NM0S管的漏端接充电电容CAP1的正端，栅极接比较器 COMP的输出端，衬底和源极接地，触发器DFF的输入端接输出Q非端，触发器DFF的输出Q 非端产生用于控制开关SW口C肥的SW口C肥信号，触发器DFF的输出Q端产生用于控制开 关SWITCH1的SWITCH1信号，输出Q端同时还接到输出缓冲电路BUFF的正端，输出缓冲电 路BUFF的输出端接外部电路。
[0008] 其中，所述触发器DFF为具有锁存功能的D触发器。
[0009] 假设充电电流12为充电电流11的a倍，充电电容CAP2为充电电容CAP1的b倍， 输出缓冲电路BUFF的输出端CLK输出的占空比频率
[0010] 其中，所述基准电压VREF、充电电流II和充电电流12由带隙基准电压产生。
[001。 所述充电电流11和充电电流12由M0S管P0,M0S管P1，M0S管P2和M0S管P3组 成的电流镜构成，M0S管P0的栅极接偏置电压vbO,漏极接M0S管P1的源极，衬底和源极接 电源电压VDD，M0S管P1的栅极接偏置电压vbl，源极接M0S管P0的漏极，衬底接电源电压 V孤，漏极接M0S管N1的漏极，M0S管P2的栅极接偏置电压vbO,漏极接M0S管P3的源极， 衬底和源极接电源电压VDD，M0S管P3的栅极接偏置电压vbl，源极接M0S管P2的漏极，衬 底接电源电压V孤，漏极接M0S管N2的漏极，所述开关SWITCH1和开关SWITC肥的开关电流 由M0S管N0，M0S管N1，M0S管N2和M0S管N3组成的开关电流都成，M0S管NO的栅极接触 发器DFF的输出Q非端，漏极接M0S管N2的漏极，源极接M0S管N1的漏极，衬底接地，M0S 管N1的栅极接触发器DFF的输出Q端，源极和衬底接地，漏极接M0S管P1的漏极，M0S管 N2的栅极接触发器DFF的输出Q端，源极接M0S管N3的漏极，衬底接地，漏极接M0S管P3 的漏极，M0S管N3的栅极接触发器DFF的输出Q非端，源极和衬底接地，漏极接M0S管N2 的源极，M0S管N3的漏极接充电电容CAP1的正端，M0S管N2的漏极接充电电容CAP2的正 玉山 乂而。
[0012] 本发明所述可精确控制占空比的振荡器电路，通过采用充电电流切换和充电电容 切换的方式，实现了对CLK高低电平的脉冲宽度的精确控制，省去了占空比逻辑产生电路， 可精确控制占空比。
[0013] 由于在升压巧片中，最大占空比的大小直接决定着输出电压的最大值，精确可控 的占空比可控振荡电路可W有效的稳定输出电压的幅值，同时减小了巧片的面积，降低了 巧片成本。
【附图说明】
[0014] 图1为现有技术中控制占空比的振荡器电路； 图2为本发明实施例所述可精确控制占空比的振荡器电路结构示意图； 图3为CLKf目号与VCAP之间的图形关系不意图； 图4为图2所示电路的一个具体实施例； 图5为图2所示电路的又一个具体实施例。
【具体实施方式】
[0015] 下面，结合附图对本发明进行详细描述。
[0016] 如图2所示，本实施例提供了一种可精确控制占空比的振荡器电路，其中，充电电 流II的正端接电源正端，充电电流II的负端接开关SWITCH1的正端，充电电流12的正端 接电源正端，充电电流12的负端开关SW口C肥的正端，开关SW口C肥的负端接开关SW口CH1 的正端，开关SW口CH1的正端连接充电电容CAP1的正端，开关SW口CH1的负端连接充电电 容CAP2的正端，充电电容CAP1和充电电容CAP2的负端均接地，开关SWITCH1为由SWITCH1 信号高电平打开的开关，开关SW口C肥为由SW口C肥信号高电平打开的开关，比较器COMP的正端接充电电容CAP1正端，比较器COMP的负端接基准电压VREF，比较器COMP的输出端 接触发器DFF的时钟信号端；泄放通路NM0S管的漏端接充电电容CAP1的正端，栅极接比较 器COMP的输出端，衬底和源极接地，触发器DFF的输入端接输出Q非端，触发器DFF的输出 Q非端产生用于控制开关SW口C肥的SW口C肥信号，触发器DFF的输出Q端产生用于控制开 关SWITCH1的SWITCH1信号，输出Q端同时还接到输出缓冲电路BUFF的正端，输出缓冲电 路BUFF的输出端接外部电路。
[0017] 本实施例中触发器DFF为具有锁存功能的D触发器。
[0018] 上述电路的工作原理是；假设初始充电电容CAP1上的电压为0,开关SW口CH1为 高电平打开状态，开关SW口C肥为低电平关闭状态，此时比较器COMP的输出为0,触发器 DFF锁存原始状态SW口CH1，输出缓冲电路输出端化K为1，充电电流11对充电电容CAP1和 充电电容CAP2充电，此为小电流对大电容充电，充电时间较长，当充电电容CAP1上的电压 充到大于基准电压VREF的时候，比较器输出高电平，使得NM0S打开，CAP1和CAP2电容放 电到0,比较器COMP的输出重新变为0,在该过程中触发器DFF收到高电平脉冲，输出翻转， 开关SW口CH1变为0,开关SW口C肥变为1，开关SW口CH1关闭，开关SW口C肥打开，此时充 电电流II和充电电流12同时对充电电容CAP1充电，此为大电流对小电容充电，充电时间 较快，当充电电容上的电压达到基础电压VREF时候，比较器COMP的输出变为1，此时比较器 DFF的输出再次翻转，此为输出缓冲电路输出端产生的CLK信号的一个产生周期，也就是所 述可精确控制占空比的振荡器电路的一个占空比产生周期。
[0019] 可见，利用充电电流切换和充电电容切换的方式，实现了对CLK信号高低电平的 脉冲宽度的精确控制，省去了【背景技术】中所述的占空比逻辑产生电路，可精确控制占空比。
[0020] 具体的，图2所示电路将一个CLK周期分为两个小周期，即高电平产生周期和低电 平产生周期，利用D触发器来实现高低电平所占用的时间。假设充电电流12为充电电流 II的a倍，充电电容CAP2为充电电容CAP1的b倍，当开关SWITCH1打开，SWITC肥关闭时， 利用充电电流11对（1+b)倍的充电电容CAP1充电，该时候缓慢充电形成CLK信号的T1阶 段，当充电电容CAP1上的电压充到基准电压VREF的时候形 成一个高电平脉冲，使得触发器 DFF翻转，开关SWICT化关闭，开关SW口C肥打开，进入（l+a)Il电流对充电电容CAP1的电 容充电过程，形成快速充电，形成CLK信号的T2阶段，如图3所示的CLK信号与VCAP之间 的图形关系，其中VCAP为充电电容CAP1上的电压值。
[002。 上述的来回充电过程，可W形成占空比由a,b控制的可控占空比电路。占空比频 率另
W3=4,b=3为例，初始状态假设开关SWITCH1为高电平，开关SW口C肥为低电平，此时 充电电流II对4CAP1充电，如图3所示，VCAP电压缓慢上升，当达到基准电压VREF电压值 时，比较器COMP输出高电平脉冲，对电容快速放电，慢充时间为T1，触发器DFF翻转，此时开 关SWITCH1为低电平，开关SWITC肥为高电平，5II对充电电容CAP1充电，VCAP电压快速 上升，当达到基准电压VREF电压值时，比较器COMP再次输出高电平脉冲，电容快速放电，触 发器DFF翻转。
[0022] 图4所示电路为本实施例一实际应用电路，它利用带隙基准电压产生基准电压 VREF电压、充电电路II偏置电流和充电电路12偏置电流，既保证了充电电流和比较电压， 又减小了温度对振荡器的干扰。
[0023] 图5所示电路为本实施例又一实际应用电路，图2中所示充电电流II和充电电流 12由M0S管P0,M0S管P1，M0S管P2和M0S管P3组成的电流镜构成，M0S管P0的栅极接 偏置电压vbO,漏极接M0S管P1的源极，衬底和源极接电源电压V孤，M0S管P1的栅极接偏 置电压vbl，源极接M0S管P0的漏极，衬底接电源电压V孤，漏极接M0S管N1的漏极，M0S管 P2的栅极接偏置电压vbO,漏极接M0S管P3的源极，衬底和源极接电源电压VDD，M0S管P3 的栅极接偏置电压vbl，源极接M0S管P2的漏极，衬底接电源电压VDD，漏极接M0S管N2的 漏极，图2中所示开关SWITCH1和开关SWITC肥的开关电流由M0S管N0,M0S管N1，M0S管 N2和M0S管N3组成的开关电流都成，M0S管NO的栅极接触发器DFF的输出Q非端，漏极接 M0S管N2的漏极，源极接M0S管N1的漏极，衬底接地，M0S管N1的栅极接触发器DFF的输 出Q端，源极和衬底接地，漏极接M0S管P1的漏极，M0S管N2的栅极接触发器DFF的输出 Q端，源极接M0S管N3的漏极，衬底接地，漏极接M0S管P3的漏极，M0S管N3的栅极接触发 器DFF的输出Q非端，源极和衬底接地，漏极接M0S管N2的源极，M0S管N3的漏极接充电 电容CAP1的正端，M0S管N2的漏极接充电电容CAP2的正端。
[0024] 比较器COMP正端接M0S管N2的漏极，负端接基准电压VREF，输出端接触发器DFF 的时钟输入端；触发器DFF时钟输入端接比较器COMP的输出端，触发器DFF输入D端接到 输出Q非端形成SW口C肥信号，触发器DFF输出Q端接输出缓冲电路BUFF的输入端，触发 器DFF输出Q非端接M0S管N3的栅极；输出缓冲电路BUFF输出端接外部电路。
[00巧]假设初始充电电容CAP1上的VCAP电压值为0,开关SWITCH1为高电平，M0S管N1 和M0S管N2打开，开关SWITC肥为低电平，M0S管NO和M0S管N3关闭，此时比较器COMP输 出为0,触发器DFF锁存原始状态SWITCH1，化K为1，M0S管P2和M0S管P3组成的电流源 对充电电容CAP1和充电电容CAP2充电，此为小电流对大电容充电，充电时间较长，当充电 电容CAP1电压充到大于基准电压VREF的时候，比较器COMP输出高电平1，使得M0S管M 打开，充电电容CAP1和充电电容CAP2电容迅速放电到0,比较器COMP输出重新变为低电 平0,在该过程中触发器DFF收到高电平脉冲，输出翻转，开关SW口CH1变为0,开关SW口C肥 变为1，M0S管N1和M0S管N2关闭，M0S管NO和M0S管N3打开，开始M0S管P0和M0S管 P1、M0S管P2和M0S管P3两路电流同时对充电电容CAP1充电，此时是大电流对小电容充 电，充电时间较快，当充电电压达到基准电压VREF时候，比较器COMP输出变为1，使得触发 器DFF输出再次翻转，此为一个CLK产生周期。此时T二，其中T为充访义）电时间，C 为充电电容值大小，V为电容两端电压变化值，I为充访义）电电流大小。
[0026] 本发明实施例所述电路采用充电电流切换和充电电容切换的方式，实现了对CLK 高低电平的脉冲宽度的精确控制，省去了占空比逻辑产生电路，可精确控制占空比。
[0027] 由于在升压巧片中，最大占空比的大小直接决定着输出电压的最大值，精确可控 的占空比可控振荡电路可W有效的稳定输出电压的幅值，同时减小了巧片的面积，降低了 巧片成本。
[0028] W上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用W限制本发明，凡在本发明的精 神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
【主权项】
1. 一种可精确控制占空比的振荡器电路，其特征在于，包括：充电电流Il的正端接电 源正端，充电电流Il的负端接开关SWITCH1的正端，充电电流12的正端接电源正端，充电 电流12的负端开关SWITCH2的正端，开关SWITCH2的负端接开关SWITCH1的正端，开关 SWITCH1的正端连接充电电容CAPl的正端，开关SWITCH1的负端连接充电电容CAP2的正 端，充电电容CAPl和充电电容CAP2的负端均接地，开关SWITCH1为由SWITCH1信号高电平 打开的开关，开关SWITCH2为由SWITCH2信号高电平打开的开关，比较器COMP的正端接充 电电容CAPl正端，比较器COMP的负端接基准电压VREF，比较器COMP的输出端接触发器DFF 的时钟信号端；泄放通路NMOS管的漏端接充电电容CAPl的正端，栅极接比较器COMP的输 出端，衬底和源极接地，触发器DFF的输入端接输出Q非端，触发器DFF的输出Q非端产生 用于控制开关SWITCH2的SWITCH2信号，触发器DFF的输出Q端产生用于控制开关SWITCH1 的SWITCH1信号，输出Q端同时还接到输出缓冲电路BUFF的正端，输出缓冲电路BUFF的输 出端接外部电路。2. 根据权利要求1所述的振荡器电路，其特征在于，所述触发器DFF为具有锁存功能 的D触发器。3. 根据权利要求1所述的振荡器电路，其特征在于，充电电流12为充电电流Il的a 倍，充电电容CAP2为充电电容CAPl的b倍，输出缓冲电路BUFF的输出端CLK输出的占空 比频率4. 根据权利要求1至3任意一项所述的振荡器电路，其特征在于，所述基准电压VREF、 充电电流Il和充电电流12由带隙基准电压产生。5. 根据权利要求1所述的振荡器电路，其特征在于，所述充电电流Il和充电电流12 由MOS管P0,MOS管Pl，MOS管P2和MOS管P3组成的电流镜构成，MOS管PO的栅极接偏置 电压vbO,漏极接MOS管Pl的源极，衬底和源极接电源电压VDD，M0S管Pl的栅极接偏置电 压vbl，源极接MOS管PO的漏极，衬底接电源电压VDD，漏极接MOS管Nl的漏极，MOS管P2 的栅极接偏置电压vbO,漏极接MOS管P3的源极，衬底和源极接电源电压VDD，M0S管P3的 栅极接偏置电压vbl，源极接MOS管P2的漏极，衬底接电源电压VDD，漏极接MOS管N2的漏 极，所述开关SWITCH1和开关SWITCH2的开关电流由MOS管N0，M0S管N1，M0S管N2和MOS 管N3组成的开关电流都成，MOS管NO的栅极接触发器DFF的输出Q非端，漏极接MOS管N2 的漏极，源极接MOS管Nl的漏极，衬底接地，MOS管Nl的栅极接触发器DFF的输出Q端，源 极和衬底接地，漏极接MOS管Pl的漏极，MOS管N2的栅极接触发器DFF的输出Q端，源极 接MOS管N3的漏极，衬底接地，漏极接MOS管P3的漏极，MOS管N3的栅极接触发器DFF的 输出Q非端，源极和衬底接地，漏极接MOS管N2的源极，MOS管N3的漏极接充电电容CAPl 的正端，MOS管N2的漏极接充电电容CAP2的正端。
【专利摘要】本发明提供了一种可精确控制占空比的振荡器电路，通过采用充电电流切换和充电电容切换的方式，实现了对CLK高低电平的脉冲宽度的精确控制，省去了占空比逻辑产生电路，可精确控制占空比。由于在升压芯片中，最大占空比的大小直接决定着输出电压的最大值，精确可控的占空比可控振荡电路可以有效的稳定输出电压的幅值，同时减小了芯片的面积，降低了芯片成本。
【IPC分类】H03B5/24, H03K3/017
【公开号】CN104901652
【申请号】CN201510351455
【发明人】秦鹏举, 杨敏, 林剑辉
【申请人】深圳市富满电子集团股份有限公司
【公开日】2015年9月9日
【申请日】2015年6月24日
【技术领域】
[0001] 本发明设及振荡器电路技术领域，尤其设及一种可精确控制占空比的振荡器电 路。
【背景技术】
[0002] 目前市场上的同类技术是通过对电容充电的技术来实现0SC(oscillator振荡 器)，如图1所示，现有技术中控制占空比的振荡器电路是利用电压比较，产生脉冲信号，然 后经过占空比逻辑产生电路产生固定占空比的信号。
[0003] 其中，11为充电电流，其一端接电源电压，另一端接电容CAP1正端，比较器COMP的 正端接CAP1正端，负端接基准电压VREF，输出端接到占空比逻辑产生电路的输入端，占空 比逻辑产生电路的输出会产生所要的方波，占空比逻辑产生电路的作用是根据前面电路生 成的脉冲信号合成固定占空比的方波信号；NM0S在该里作为泄放通路，漏极接电容CAP1正 端，栅极接比较器COMP的输出端，衬底和源极接地，电容CAP1的负端接地。
[0004] 图1所示电路，假设初始状态电容上的电压为0,此时比较器COMP的输出为0,即 低电平，该时候充电电路11的电流开始对电容CAP1充电，充电时间由电流大小和电容大小 决定，当充电电压超过VREF后，比较器COMP输出电压变为1，即高电平，泄放通路NM0S打 开，此时电容CAP1通过泄放通路NM0S放电，比较器COMP输出一个占空比很小的方波，再将 此方波送入到占空比逻辑控制电路，输出我们想要的波形。
[0005] 但是，上述电路占空比逻辑电路设计复杂，采用RC电路产生延时模块形成占空 比，占用了大量的面积，成本高，精度差，无法实现高精度高频率的占空比可调振荡电路。
【发明内容】
[0006] 为此，本发明所要解决的技术问题是；提供一种可精确控制占空比的振荡器电路， W实现对高低电平脉冲宽度的精确控制，省去了占空比逻辑产生电路，精确控制占空比。
[0007] 于是，本发明提供了一种可精确控制占空比的振荡器电路，包括：充电电流II的 正端接电源正端，充电电流II的负端接开关SWITCH1的正端，充电电流12的正端接电源正 端，充电电流12的负端开关SWITC肥的正端，开关SWITC肥的负端接开关SWITCH1的正端， 开关SWITCH1的正端连接充电电容CAP1的正端，开关SWITCH1的负端连接充电电容CAP2 的正端，充电电容CAP1和充电电容CAP2的负端均接地，开关SW口CH1为由SW口CH1信号 高电平打开的开关，开关SW口C肥为由SW口C肥信号高电平打开的开关，比较器COMP的正 端接充电电容CAP1正端，比较器COMP的负端接基准电压VREF，比较器COMP的输出端接触 发器DFF的时钟信号端；泄放通路NM0S管的漏端接充电电容CAP1的正端，栅极接比较器 COMP的输出端，衬底和源极接地，触发器DFF的输入端接输出Q非端，触发器DFF的输出Q 非端产生用于控制开关SW口C肥的SW口C肥信号，触发器DFF的输出Q端产生用于控制开 关SWITCH1的SWITCH1信号，输出Q端同时还接到输出缓冲电路BUFF的正端，输出缓冲电 路BUFF的输出端接外部电路。
[0008] 其中，所述触发器DFF为具有锁存功能的D触发器。
[0009] 假设充电电流12为充电电流11的a倍，充电电容CAP2为充电电容CAP1的b倍， 输出缓冲电路BUFF的输出端CLK输出的占空比频率
[0010] 其中，所述基准电压VREF、充电电流II和充电电流12由带隙基准电压产生。
[001。 所述充电电流11和充电电流12由M0S管P0,M0S管P1，M0S管P2和M0S管P3组 成的电流镜构成，M0S管P0的栅极接偏置电压vbO,漏极接M0S管P1的源极，衬底和源极接 电源电压VDD，M0S管P1的栅极接偏置电压vbl，源极接M0S管P0的漏极，衬底接电源电压 V孤，漏极接M0S管N1的漏极，M0S管P2的栅极接偏置电压vbO,漏极接M0S管P3的源极， 衬底和源极接电源电压VDD，M0S管P3的栅极接偏置电压vbl，源极接M0S管P2的漏极，衬 底接电源电压V孤，漏极接M0S管N2的漏极，所述开关SWITCH1和开关SWITC肥的开关电流 由M0S管N0，M0S管N1，M0S管N2和M0S管N3组成的开关电流都成，M0S管NO的栅极接触 发器DFF的输出Q非端，漏极接M0S管N2的漏极，源极接M0S管N1的漏极，衬底接地，M0S 管N1的栅极接触发器DFF的输出Q端，源极和衬底接地，漏极接M0S管P1的漏极，M0S管 N2的栅极接触发器DFF的输出Q端，源极接M0S管N3的漏极，衬底接地，漏极接M0S管P3 的漏极，M0S管N3的栅极接触发器DFF的输出Q非端，源极和衬底接地，漏极接M0S管N2 的源极，M0S管N3的漏极接充电电容CAP1的正端，M0S管N2的漏极接充电电容CAP2的正 玉山 乂而。
[0012] 本发明所述可精确控制占空比的振荡器电路，通过采用充电电流切换和充电电容 切换的方式，实现了对CLK高低电平的脉冲宽度的精确控制，省去了占空比逻辑产生电路， 可精确控制占空比。
[0013] 由于在升压巧片中，最大占空比的大小直接决定着输出电压的最大值，精确可控 的占空比可控振荡电路可W有效的稳定输出电压的幅值，同时减小了巧片的面积，降低了 巧片成本。
【附图说明】
[0014] 图1为现有技术中控制占空比的振荡器电路； 图2为本发明实施例所述可精确控制占空比的振荡器电路结构示意图； 图3为CLKf目号与VCAP之间的图形关系不意图； 图4为图2所示电路的一个具体实施例； 图5为图2所示电路的又一个具体实施例。
【具体实施方式】
[0015] 下面，结合附图对本发明进行详细描述。
[0016] 如图2所示，本实施例提供了一种可精确控制占空比的振荡器电路，其中，充电电 流II的正端接电源正端，充电电流II的负端接开关SWITCH1的正端，充电电流12的正端 接电源正端，充电电流12的负端开关SW口C肥的正端，开关SW口C肥的负端接开关SW口CH1 的正端，开关SW口CH1的正端连接充电电容CAP1的正端，开关SW口CH1的负端连接充电电 容CAP2的正端，充电电容CAP1和充电电容CAP2的负端均接地，开关SWITCH1为由SWITCH1 信号高电平打开的开关，开关SW口C肥为由SW口C肥信号高电平打开的开关，比较器COMP的正端接充电电容CAP1正端，比较器COMP的负端接基准电压VREF，比较器COMP的输出端 接触发器DFF的时钟信号端；泄放通路NM0S管的漏端接充电电容CAP1的正端，栅极接比较 器COMP的输出端，衬底和源极接地，触发器DFF的输入端接输出Q非端，触发器DFF的输出 Q非端产生用于控制开关SW口C肥的SW口C肥信号，触发器DFF的输出Q端产生用于控制开 关SWITCH1的SWITCH1信号，输出Q端同时还接到输出缓冲电路BUFF的正端，输出缓冲电 路BUFF的输出端接外部电路。
[0017] 本实施例中触发器DFF为具有锁存功能的D触发器。
[0018] 上述电路的工作原理是；假设初始充电电容CAP1上的电压为0,开关SW口CH1为 高电平打开状态，开关SW口C肥为低电平关闭状态，此时比较器COMP的输出为0,触发器 DFF锁存原始状态SW口CH1，输出缓冲电路输出端化K为1，充电电流11对充电电容CAP1和 充电电容CAP2充电，此为小电流对大电容充电，充电时间较长，当充电电容CAP1上的电压 充到大于基准电压VREF的时候，比较器输出高电平，使得NM0S打开，CAP1和CAP2电容放 电到0,比较器COMP的输出重新变为0,在该过程中触发器DFF收到高电平脉冲，输出翻转， 开关SW口CH1变为0,开关SW口C肥变为1，开关SW口CH1关闭，开关SW口C肥打开，此时充 电电流II和充电电流12同时对充电电容CAP1充电，此为大电流对小电容充电，充电时间 较快，当充电电容上的电压达到基础电压VREF时候，比较器COMP的输出变为1，此时比较器 DFF的输出再次翻转，此为输出缓冲电路输出端产生的CLK信号的一个产生周期，也就是所 述可精确控制占空比的振荡器电路的一个占空比产生周期。
[0019] 可见，利用充电电流切换和充电电容切换的方式，实现了对CLK信号高低电平的 脉冲宽度的精确控制，省去了【背景技术】中所述的占空比逻辑产生电路，可精确控制占空比。
[0020] 具体的，图2所示电路将一个CLK周期分为两个小周期，即高电平产生周期和低电 平产生周期，利用D触发器来实现高低电平所占用的时间。假设充电电流12为充电电流 II的a倍，充电电容CAP2为充电电容CAP1的b倍，当开关SWITCH1打开，SWITC肥关闭时， 利用充电电流11对（1+b)倍的充电电容CAP1充电，该时候缓慢充电形成CLK信号的T1阶 段，当充电电容CAP1上的电压充到基准电压VREF的时候形 成一个高电平脉冲，使得触发器 DFF翻转，开关SWICT化关闭，开关SW口C肥打开，进入（l+a)Il电流对充电电容CAP1的电 容充电过程，形成快速充电，形成CLK信号的T2阶段，如图3所示的CLK信号与VCAP之间 的图形关系，其中VCAP为充电电容CAP1上的电压值。
[002。 上述的来回充电过程，可W形成占空比由a,b控制的可控占空比电路。占空比频 率另
W3=4,b=3为例，初始状态假设开关SWITCH1为高电平，开关SW口C肥为低电平，此时 充电电流II对4CAP1充电，如图3所示，VCAP电压缓慢上升，当达到基准电压VREF电压值 时，比较器COMP输出高电平脉冲，对电容快速放电，慢充时间为T1，触发器DFF翻转，此时开 关SWITCH1为低电平，开关SWITC肥为高电平，5II对充电电容CAP1充电，VCAP电压快速 上升，当达到基准电压VREF电压值时，比较器COMP再次输出高电平脉冲，电容快速放电，触 发器DFF翻转。
[0022] 图4所示电路为本实施例一实际应用电路，它利用带隙基准电压产生基准电压 VREF电压、充电电路II偏置电流和充电电路12偏置电流，既保证了充电电流和比较电压， 又减小了温度对振荡器的干扰。
[0023] 图5所示电路为本实施例又一实际应用电路，图2中所示充电电流II和充电电流 12由M0S管P0,M0S管P1，M0S管P2和M0S管P3组成的电流镜构成，M0S管P0的栅极接 偏置电压vbO,漏极接M0S管P1的源极，衬底和源极接电源电压V孤，M0S管P1的栅极接偏 置电压vbl，源极接M0S管P0的漏极，衬底接电源电压V孤，漏极接M0S管N1的漏极，M0S管 P2的栅极接偏置电压vbO,漏极接M0S管P3的源极，衬底和源极接电源电压VDD，M0S管P3 的栅极接偏置电压vbl，源极接M0S管P2的漏极，衬底接电源电压VDD，漏极接M0S管N2的 漏极，图2中所示开关SWITCH1和开关SWITC肥的开关电流由M0S管N0,M0S管N1，M0S管 N2和M0S管N3组成的开关电流都成，M0S管NO的栅极接触发器DFF的输出Q非端，漏极接 M0S管N2的漏极，源极接M0S管N1的漏极，衬底接地，M0S管N1的栅极接触发器DFF的输 出Q端，源极和衬底接地，漏极接M0S管P1的漏极，M0S管N2的栅极接触发器DFF的输出 Q端，源极接M0S管N3的漏极，衬底接地，漏极接M0S管P3的漏极，M0S管N3的栅极接触发 器DFF的输出Q非端，源极和衬底接地，漏极接M0S管N2的源极，M0S管N3的漏极接充电 电容CAP1的正端，M0S管N2的漏极接充电电容CAP2的正端。
[0024] 比较器COMP正端接M0S管N2的漏极，负端接基准电压VREF，输出端接触发器DFF 的时钟输入端；触发器DFF时钟输入端接比较器COMP的输出端，触发器DFF输入D端接到 输出Q非端形成SW口C肥信号，触发器DFF输出Q端接输出缓冲电路BUFF的输入端，触发 器DFF输出Q非端接M0S管N3的栅极；输出缓冲电路BUFF输出端接外部电路。
[00巧]假设初始充电电容CAP1上的VCAP电压值为0,开关SWITCH1为高电平，M0S管N1 和M0S管N2打开，开关SWITC肥为低电平，M0S管NO和M0S管N3关闭，此时比较器COMP输 出为0,触发器DFF锁存原始状态SWITCH1，化K为1，M0S管P2和M0S管P3组成的电流源 对充电电容CAP1和充电电容CAP2充电，此为小电流对大电容充电，充电时间较长，当充电 电容CAP1电压充到大于基准电压VREF的时候，比较器COMP输出高电平1，使得M0S管M 打开，充电电容CAP1和充电电容CAP2电容迅速放电到0,比较器COMP输出重新变为低电 平0,在该过程中触发器DFF收到高电平脉冲，输出翻转，开关SW口CH1变为0,开关SW口C肥 变为1，M0S管N1和M0S管N2关闭，M0S管NO和M0S管N3打开，开始M0S管P0和M0S管 P1、M0S管P2和M0S管P3两路电流同时对充电电容CAP1充电，此时是大电流对小电容充 电，充电时间较快，当充电电压达到基准电压VREF时候，比较器COMP输出变为1，使得触发 器DFF输出再次翻转，此为一个CLK产生周期。此时T二，其中T为充访义）电时间，C 为充电电容值大小，V为电容两端电压变化值，I为充访义）电电流大小。
[0026] 本发明实施例所述电路采用充电电流切换和充电电容切换的方式，实现了对CLK 高低电平的脉冲宽度的精确控制，省去了占空比逻辑产生电路，可精确控制占空比。
[0027] 由于在升压巧片中，最大占空比的大小直接决定着输出电压的最大值，精确可控 的占空比可控振荡电路可W有效的稳定输出电压的幅值，同时减小了巧片的面积，降低了 巧片成本。
[0028] W上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用W限制本发明，凡在本发明的精 神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
【主权项】
1. 一种可精确控制占空比的振荡器电路，其特征在于，包括：充电电流Il的正端接电 源正端，充电电流Il的负端接开关SWITCH1的正端，充电电流12的正端接电源正端，充电 电流12的负端开关SWITCH2的正端，开关SWITCH2的负端接开关SWITCH1的正端，开关 SWITCH1的正端连接充电电容CAPl的正端，开关SWITCH1的负端连接充电电容CAP2的正 端，充电电容CAPl和充电电容CAP2的负端均接地，开关SWITCH1为由SWITCH1信号高电平 打开的开关，开关SWITCH2为由SWITCH2信号高电平打开的开关，比较器COMP的正端接充 电电容CAPl正端，比较器COMP的负端接基准电压VREF，比较器COMP的输出端接触发器DFF 的时钟信号端；泄放通路NMOS管的漏端接充电电容CAPl的正端，栅极接比较器COMP的输 出端，衬底和源极接地，触发器DFF的输入端接输出Q非端，触发器DFF的输出Q非端产生 用于控制开关SWITCH2的SWITCH2信号，触发器DFF的输出Q端产生用于控制开关SWITCH1 的SWITCH1信号，输出Q端同时还接到输出缓冲电路BUFF的正端，输出缓冲电路BUFF的输 出端接外部电路。2. 根据权利要求1所述的振荡器电路，其特征在于，所述触发器DFF为具有锁存功能 的D触发器。3. 根据权利要求1所述的振荡器电路，其特征在于，充电电流12为充电电流Il的a 倍，充电电容CAP2为充电电容CAPl的b倍，输出缓冲电路BUFF的输出端CLK输出的占空 比频率4. 根据权利要求1至3任意一项所述的振荡器电路，其特征在于，所述基准电压VREF、 充电电流Il和充电电流12由带隙基准电压产生。5. 根据权利要求1所述的振荡器电路，其特征在于，所述充电电流Il和充电电流12 由MOS管P0,MOS管Pl，MOS管P2和MOS管P3组成的电流镜构成，MOS管PO的栅极接偏置 电压vbO,漏极接MOS管Pl的源极，衬底和源极接电源电压VDD，M0S管Pl的栅极接偏置电 压vbl，源极接MOS管PO的漏极，衬底接电源电压VDD，漏极接MOS管Nl的漏极，MOS管P2 的栅极接偏置电压vbO,漏极接MOS管P3的源极，衬底和源极接电源电压VDD，M0S管P3的 栅极接偏置电压vbl，源极接MOS管P2的漏极，衬底接电源电压VDD，漏极接MOS管N2的漏 极，所述开关SWITCH1和开关SWITCH2的开关电流由MOS管N0，M0S管N1，M0S管N2和MOS 管N3组成的开关电流都成，MOS管NO的栅极接触发器DFF的输出Q非端，漏极接MOS管N2 的漏极，源极接MOS管Nl的漏极，衬底接地，MOS管Nl的栅极接触发器DFF的输出Q端，源 极和衬底接地，漏极接MOS管Pl的漏极，MOS管N2的栅极接触发器DFF的输出Q端，源极 接MOS管N3的漏极，衬底接地，漏极接MOS管P3的漏极，MOS管N3的栅极接触发器DFF的 输出Q非端，源极和衬底接地，漏极接MOS管N2的源极，MOS管N3的漏极接充电电容CAPl 的正端，MOS管N2的漏极接充电电容CAP2的正端。
【专利摘要】本发明提供了一种可精确控制占空比的振荡器电路，通过采用充电电流切换和充电电容切换的方式，实现了对CLK高低电平的脉冲宽度的精确控制，省去了占空比逻辑产生电路，可精确控制占空比。由于在升压芯片中，最大占空比的大小直接决定着输出电压的最大值，精确可控的占空比可控振荡电路可以有效的稳定输出电压的幅值，同时减小了芯片的面积，降低了芯片成本。
【IPC分类】H03B5/24, H03K3/017
【公开号】CN104901652
【申请号】CN201510351455
【发明人】秦鹏举, 杨敏, 林剑辉
【申请人】深圳市富满电子集团股份有限公司
【公开日】2015年9月9日
【申请日】2015年6月24日
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