一种下行定时同步方法及装置的制造方法
一种下行定时同步方法及装置的制造方法
【技术领域】
[0001] 本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种下行定时同步方法及装置。
【背景技术】
[0002] 长期演进（LTE)系统中采用正交频分复用（OFDM)作为下行链路传输方案，OFDM作 为多载波传输技术，在正交子载波上并行传输消息数据，只有保证子载波的正交性，0抑M才 能够发挥其优势，在正交性得不到充分保证的情况下，系统性能会因符号间干扰（ISI)和载 波间干扰（ICI)而下降。
[0003]LTE系统的峽结构中设置有主同步信号（PSS)，PSS信号不仅用于时间和频率同 步，而且为用户设备（肥）提供物理层小区组内序号。肥下行同步的第一步工作就是通过 PSS序列检测获取定时同步点。
[0004] 频分双工（抑D)小区中，PSS位于无线帧的第1个和第11个时隙的最后一个OFDM 符号；TDD小区中，PSS位于无线峽的第3个和第13个时隙上。可见，每半个无线峽（W下简 称半峽）就有一个PSS序列。
[0005] 下面W加性高斯白噪声（AWGN)信道环境为例对利用PSS进行定时估计的过程进 行说明。
[0006]假设接收信号表示为；r(t)=s(t)+w(t)，其中，s(t)表示发射信号，:r(t)表示接收 信号，w(t)表示加性高斯白噪声。
[0007] 首先，在k时刻对接收信号采样，得到；Hk)=s(k)+w(k);
[0008] 然后，对采样后的接收信号进行滤波和下采样得到X(k);
[0009] 其次，通过与本地保存的3个时域PSS信号进行互相关运算得到定时同步位置，互 相关运算的具体公式为
[0010] 其中，/化、'；：从）表示肥接收机预先保存的第U(11=0, 1，2)个PSS信号的时域波形， X表示接收信号的偏移量，K表示PSS信号的序列长度（即参与相关运算的数据长度)。通 过从)与接收信号序列x(k+X)的互相关运算，找到每个U的取值对应的峰值位置化Su， 表示为化Sul、P〇Su2和化Su3。然后比较该H个峰值的大小，最大值对应的PSS信号序列即为 接收信号携带的PSS信号序列，根据最大值对应的PSS信号序列的U的取值可W确定小区 组内序号。同时，最大值对应的偏移量T即为检测到的初始定时同步位置。
[0011] 从互相关运算公式中可W看出，对于某个U值，每个偏移位置都要对应一次长度 为K的相关运算。在小区初始搜索阶段，必须在半峽的时间长度（5毫砂）内进行互相关运 算才能确保找到PSS序列，即偏移位置的长度长达半峽的数据长度。尽管通过下采样可W 降低半峽内的数据长度，计算量仍然非常巨大，该就使得实际硬件系统复杂度高、检测时间 长。
[0012] 例如，假设采用16倍的下采样率，PSS数据长度K=128,采样后半峽数据长度 H=9600,即需要进行9600次互相关运算。对应128蝴600=1，228, 800次复数乘法运算，计算 量非常巨大。
[0013] 针对此问题，已有改进算法中，将下采样后的半峽时域接收信号通过H点离散傅 里叶变换（DFT)变换到频域，然后与本地预存的频域PSS序列共辆点乘，再通过H点离散傅 里叶逆变换（IDFT)将共辆点乘结果变换回时域，完成互相关计算。但是仍然需要进行大点 数的DFT/IDFT运算，对硬件实现开销很大。例如，假设采用16倍的下采样率后的接收信号 进行PSS检测，仍需要9600点的DFT/IDFT运算单元。
[0014] 由此可见，现有的PSS序列检测的计算复杂度高，硬件实现复杂、成本高。
【发明内容】
[0015] 本发明提供一种下行定时同步方法及装置，用于降低下行定时同步过程中PSS检 测的计算复杂度，降低硬件实现复杂度W及节约成本。
[0016] 本发明实施例提供的具体技术方案如下：
[0017] 一种下行定时同步方法，包括：
[0018] 将下行信号划分为多个子信号，所述子信号的长度不小于每半峽所述下行信号中 包含的主同步信号PSS序列长度的两倍，且每相邻两个子信号相互重叠，重叠部分信号长 度等于每半峽所述下行信号中包含的所述PSS序列长度；
[0019] 将每个所述子信号转换到频域后，分别与预设的频域PSS序列共辆点乘，将点乘 后获得的各结果序列转换到时域并重组为时域序列；
[0020] 确定各所述时域序列的相关峰值位置，根据所述相关峰值位置确定定时同步位置 并进行定时同步。
[0021] 一种下行定时同步装置，包括：
[0022] 分段处理模块，用于将下行信号划分为多个子信号，所述子信号的长度不小于每 半峽所述下行信号中包含的主同步信号PSS序列长度的两倍，且每相邻两个子信号相互重 叠，重叠部分信号长度等于每半峽所述下行信号中包含的所述PSS序列长度；
[0023] 时频域转换模块，用于将所述分段处理模块得到的每个所述子信号转换到频域 后，分别与所述预设的频域PSS序列共辆点乘，将点乘后获得的各结果序列转换到时域并 重组为时域序列；
[0024] 确定模块，用于确定各所述时域序列的相关峰值位置，根据所述相关峰值位置确 定定时同步位置并进行定时同步。
[0025] 基于上述技术方案，本发明实施例中，通过将下行信号划分为多个子信号，将每个 子信号转换到频域后，分别与预设的频域PSS序列共辆点乘，将点乘后获得的各结果序列 转换到时域并重组为时域序列，计算每个所述时域序列的相关峰值位置，根据相关峰值位 置确定定时同步位置并进行定时同步，降低了PSS序列检测过程中时频域转换过程中运算 的点数，降低了计算复杂度，降低了硬件实现复杂度，有利于硬件实现，节约了硬件实现成 本。
【附图说明】
[0026] 图1为本发明实施例中下行定时同步的方法流程示意图；
[0027] 图2为本发明具体实施例中下行定时同步的方法流程图；
[0028] 图3为本发明实施例中下行信号分段处理过程示意图；
[0029] 图4为本发明实施例中下行定时同步装置的结构示意图；
[0030] 图5为本发明实施例中下行定时同步装置复用OFDM解调用的FFT/IFFT模块的结 构示意图。
【具体实施方式】
[0031] 为了降低下行定时同步过程中PSS检测的计算复杂度，降低硬件实现复杂度W及 节约成本，本发明实施例提供了一种下行定时同步方法及装置。
[0032] 下面结合附图对本发明优选的实施方式进行详细说明。
[0033]W下实施例中，W用于LTE系统中的下行定时同步过程为例，实际应用中并不W 此为限，对于其它通过在下行信号中携带PSS序列进行定时同步的系统，也可W采用本发 明实施例提供的方法。
[0034] 如图1所示，本发明实施例中，进行下行定时同步的详细方法流程如下：
[0035] 步骤101;将下行信号划分为多个子信号，子信号的长度不小于每半峽下行信号 中包含的主同步信号PSS序列长度的两倍，且每相邻两个子信号相互重叠，重叠部分信号 长度等于每半峽下行信号中包含的所述PSS序列长度。
[0036] 优选地，按照预先保存的频域主同步信号PSS的序列长度，将下行信号划分为多 个子信号，子信号的序列长度等于频域主同步信号PSS的序列长度。
[0037] 优选地，若最后一个子信号序列长度小于频域主同步信号PSS的序列长度，通过 补零使最后一个子信号的序列长度等于频域主同步信号PSS的序列长度。
[0038 ] 较佳地，将下行信号划分为各子信号之前，对接收信号进行滤波和下采样得到下 行信号。
[0039] 具体地，PSS位于频域中也的6个资源块（RB)位置，通过对接收信号进行滤波去除 带外噪声。
[0040] 其中，对滤波后的信号进行下采样处理，降低峽内数据长度，W达到降低整体运算 量的目的，本发明实施例中，下采样处理后的信号表示为X化)。
[0041] 本发明实施例中，进行下采样处理后得到步骤101中的下行信号，该下行信号包 括除PSS外的信号部分和PSS部分，其中假设信号部分的序列长度为H，PSS部分的序列长 度为P，在将下行信号划分为子信号时，子信号的序列长度不小于2P，相邻两个子信号的重 叠部分的序列长度等于P。
[0042] 步骤102;将每个子信号转换到频域后，分别与预设的频域PSS序列共辆点乘，将 点乘后获得的各结果序列转换到时域并重组为时域序列。
[0043] 具体地，针对任意预设的频域PSS序列，将点乘后获得各结果序列转换到时域后， 按照各子信号在下行信号中出现的先后顺序重组为时域序列。
[0044] 优选地，采用快速傅里叶变换FFT将子信号转换到频域；W及采用快速傅里叶逆 变换IFFT，将转换到频域后的信号与预设的频域PSS序列共辆点乘后获得的结果序列转换 到时域。本发明实施例中，时域频域转换算法并不仅限于FFT/IFFT，对于其它时域频域转换 算法也可W用于本发明的，本发明也将其包括在内。
[0045] 步骤103 ;确定各时域序列的相关峰值位置，根据该相关峰值位置确定定时同步 位置并进行定时同步。
[0046] -个具体实现中，计算并比较时域序列中各元素的模的平方确定该时域序列的相 关峰值位置，选择使所对应的元素的模的平方在各时域序列中最大的相关峰值位置所对应 的、时域序列中包含的PSS的序号作为小区组内序号，选择的该相关峰值位置即为定时同 步位置。
[0047] W下结合图2所示，通过一个具体实施例对本发明实施例提供的下行定时同步的 过程进行完整详细的说明。
[0048] 步骤201;对接收信号进行滤波。
[0049] 具体地，PSS位于频域中也的6个资源块（RB)的位置，通过滤波去除带外噪声。
[0050] 步骤202 ;对滤波后的接收信号进行下采样处理得到下行信号。
[0051] 其中，假设下采样后得到的下行信号为X化)，通过下采样降低峽内数据长度，达到 降低整体运算量的目的，假设降采样后每半峽下行信号中包含的除PSS外的信号部分的长 度为H，PSS部分的序列长度为P。
[0052] 步骤203;对下行信号进行分段处理后进行时频域变换处理。
[0053]S2031;对下行信号进行分段处理为多个子信号。
[0054] 在一个具体实现中，将每半峽长度为（H+P)的下行信号分段处理为多个子信号，女口 图3所示，假设每段子信号的序列长度为以则L大于等于2P，其中L的取值W适于时域频域 转换为原则，假设采用快速傅里叶变换FFT和快速傅里叶逆变换IFFT进行时域频域转换， 则L的取值W适于FFT/IFFT实现为原则。每相邻两段子信号之间存在交叠部分，则交叠部 分的序列长度等于P，对应最后一段子信号，如果该段子信号的序列长度不足以则通过在 该段信号后补零使该子信号的序列长度达到长度L。假设分段后的子信号表示为X,化)，其 中s=l，2,…S，S为每半峽下行信号分段得到的子信号的个数。
[00巧]S2032;通过L点FFT分别将分段后的子信号x,(k)变换到频域。
[0056] 用公式表示为；x,,ft。。(i)=fft(x,(k))，其中，fft(x,化)）表示对子信号x,(k)进行 FFT运算，x,,fuqa)表示变换到频域后的子信号。
[0057]S2033;分别与本地预存的第U个长度为L的频域PSS序列共辆点乘获得各结果序 列。
[005引用公式表示为
其中pM：；,w(0表示第U个长度 为L的频域PSS序列。
[0059]S2034;分别通过L点IFFT变换，将点乘获得的结果序列变换回时域。
[0060] 用公式表示为：
I其中，汾啦〇>嘴.。,(0)表示对结果序 列进行IFFT运算。
[0061] S2035 ;将S段时域con;",,-,"e传)数据重组为每半峽长度为（H+P)的时域序列。
[00的]表巧为
[006引步骤204;计算重组获得的各时域序列的模的平方。
[0064] 公式表示为：
[0065] 步骤205 ;确定相关峰值位置，获取定时同步位置W及小区组内序号。
[006引具体地，分别计算11=0, 1，2时的相关峰值位置化Su，计算公式为：
[0067] 其中，3个(心、）中的最大值对应的U即为小区组内序号，该最大值所 对应的化Su即为定时同步点位置。
[0068] 基于同一发明构思，本发明实施例还提供了一种下行定时同步装置，如图4所示， 该装置的具体实施可参见上述方法部分的描述，该装置主要包括：
[0069] 分段处理模块401，用于将下行信号划分为多个子信号，子信号的长度不小于每半 峽下行信号中包含的主同步信号PSS序列长度的两倍，且每相邻两个子信号相互重叠，重 叠部分信号长度等于每半峽下行信号中包含的PSS序列长度；
[0070] 时频域转换模块402,用于将分段处理模块得到的每个所述子信号转换到频域后， 分别与预设的频域PSS序列共辆点乘，将点乘后获得的各结果序列转换到时域并重组为时 域序列；
[0071] 确定模块403,用于确定各所述时域序列的相关峰值位置，根据相关峰值位置确定 定时同步位置并进行定时同步。
[0072] 优选地，分段处理模块401具体用于：
[0073] 按照预先保存的频域主同步信号PSS的序列长度，将下行信号划分为多个子信 号，所述子信号的序列长度等于所述频域主同步信号PSS的序列长度。
[0074] 优选地，分段处理模块401具体用于：
[00巧]若最后一个子信号序列长度小于所述频域主同步信号PSS的序列长度，通过补零 使所述最后一个子信号的序列长度等于所述频域主同步信号PSS的序列长度。
[0076] 优选地，还包括相互连接的滤波模块404和下采样模块405,所述下采样模块与所 述分段处理模块相连接；
[0077]所述滤波模块，用于对接收信号进行滤波；
[0078] 所述下采样模块，用于对所述滤波模块滤波后的信号进行下采样获得所述下行信 号。
[0079] 优选地，时频域转换模块402具体用于：
[0080] 将点乘后获得各结果序列转换到时域后，按照对应的所述子信号在所述下行信号 中出现的先后顺序重组为时域序列。
[008。 优选地，时频域转换模块402包括快速傅里叶变换FFT/快速傅里叶逆变换IFFT 子模块4021和乘法子模块4022;
[0082]FFT/IFFT子模块4021，用于采用FFT算法将所述分段处理模块划分得到的每个所 述子信号转换到频域；W及采用IFFT算法将所述乘法子模块获得的所述结果序列转换到 时域；
[0083] 乘法子模块4022,用于将所述FFT/IFFT子模块输出的转换到频域后的子信号与 所述预设的频域PSS序列共辆点乘，获得所述结果序列并输出给所述FFT/IFFT子模块。
[0084] 优选地，确定模块403 包括模值平方计算子模块4031、定时同步获取子模块4032 和小区组内序号获取子模块4033 ;
[0085]其中，模值平方计算子模块4031，用于计算时频域转换模块402输出的各时域序 列中各元素的模的平方，确定各时域序列的相关峰值位置；
[0086] 定时同步获取子模块4032,用于选择使所对应的元素的模的平方在各时域序列中 最大的相关峰值位置作为定时同步位置；
[0087] 小区组内序号获取子模块4033,用于选择使所对应的元素的模的平方在各时域序 列中最大的相关峰值位置所对应的、时域序列中包含的PSS的序号作为小区组内序号。
[008引优选地，如图5所示，FFT/IFFT子模块4021为OFDM接收机中包含的用于OFDM解 调的FFT/IFFT模块。具体地，分段处理模块401、乘法子模块4022W及确定模块403分别 经多路选择开关406连接至接收机中包含的FFT/IFFT模块。
[0089] 在LTE下行(FDM接收机中，主数据通路的用于(FDM解调的FFT/IFFT模块能够进 行FFT/IFFT运算的最大点数为2048点，现有技术中的PSS检测方法中，最少需要采用9600 点的DFT/IDFT运算，无法复用OFDM接收机中用于OFDM解调的FFT/IFFT模块。
[0090] 本发明实施例中，降低了FFT/IFFT运算的点数。例如，在采用16倍的下采样率进 行下采样后，FFT/IFFT运算最小只要256点，该就为实现与主数据通路中的用于OFDM解调 的FFT/IFFT模块复用提供了可能性。将主数据通路中的用于OFDM解调的FFT/IFFT模块 用于本发明实施例提供的装置，可W为进一步降低硬件开销，节约成本。
[0091] 基于上述技术方案，本发明实施例中，通过将下行信号划分为多个子信号，针对任 意预设的频域PSS序列，将每个子信号转换到频域后，分别与预设的频域PSS序列共辆点 乘，将点乘后获得的各结果序列转换到时域并重组为时域序列，计算每个所述时域序列的 相关峰值位置，根据相关峰值位置确定定时同步位置并进行定时同步，降低了PSS序列检 测过程中时频域转换过程中运算的点数，降低了计算复杂度，降低了硬件实现复杂度，有利 于硬件实现，节约了硬件实现成本。
[0092] 显然，本领域的技术人员可W对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精 神和范围。该样，倘若本发明的该些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围 之内，则本发明也意图包含该些改动和变型在内。
【主权项】
1. 一种下行定时同步方法，其特征在于，包括： 将下行信号划分为多个子信号，所述子信号的长度不小于每半帧所述下行信号中包含 的主同步信号PSS序列长度的两倍，且每相邻两个子信号相互重叠，重叠部分信号长度等 于每半帧所述下行信号中包含的所述PSS序列长度； 将每个所述子信号转换到频域后，分别与预设的频域PSS序列共轭点乘，将点乘后获 得的各结果序列转换到时域并重组为时域序列； 确定各所述时域序列的相关峰值位置，根据所述相关峰值位置确定定时同步位置并进 行定时同步。2. 如权利要求1所述的方法，其特征在于，将下行信号划分为多个子信号，包括： 按照预先保存的频域主同步信号PSS的序列长度，将下行信号划分为多个子信号，所 述子信号的序列长度等于所述频域主同步信号PSS的序列长度。3. 如权利要求2所述的方法，其特征在于，按照预先保存的频域主同步信号PSS的序列 长度，将下行信号划分为多个子信号，包括： 若最后一个子信号序列长度小于所述频域主同步信号PSS的序列长度，通过补零使所 述最后一个子信号的序列长度等于所述频域主同步信号PSS的序列长度。4. 如权利要求1、2或3所述的方法，其特征在于，将下行信号划分为各子信号之前，还 包括： 对接收信号进行滤波和下采样得到所述下行信号。5. 如权利要求4所述的方法，其特征在于，将点乘后获得的各结果序列转换到时域并 重组为时域序列，包括： 将点乘后获得各结果序列转换到时域后，按照各子信号在所述下行信号中出现的先后 顺序重组为时域序列。6. -种下行定时同步装置，其特征在于，包括： 分段处理模块，用于将下行信号划分为多个子信号，所述子信号的长度不小于每半帧 所述下行信号中包含的主同步信号PSS序列长度的两倍，且每相邻两个子信号相互重叠， 重叠部分信号长度等于每半帧所述下行信号中包含的所述PSS序列长度； 时频域转换模块，用于将所述分段处理模块得到的每个所述子信号转换到频域后，分 别与预设的频域PSS序列共轭点乘，将点乘后获得的各结果序列转换到时域并重组为时域 序列； 确定模块，用于确定各所述时域序列的相关峰值位置，根据所述相关峰值位置确定定 时同步位置并进行定时同步。7. 如权利要求6所述的装置，其特征在于，所述分段处理模块具体用于： 按照预先保存的频域主同步信号PSS的序列长度，将下行信号划分为多个子信号，所 述子信号的序列长度等于所述频域主同步信号PSS的序列长度。8. 如权利要求7所述的装置，其特征在于，所述分段处理模块具体用于： 若最后一个子信号序列长度小于所述频域主同步信号PSS的序列长度，通过补零使所 述最后一个子信号的序列长度等于所述频域主同步信号PSS的序列长度。9. 如权利要求6、7或8所述的装置，其特征在于，还包括相互连接的滤波模块和下采样 模块，所述下采样模块与所述分段处理模块相连接； 所述滤波模块，用于对接收信号进行滤波； 所述下采样模块，用于对所述滤波模块滤波后的信号进行下采样获得所述下行信号。10. 如权利要求9所述的装置，其特征在于，所述时频域转换模块具体用于： 将点乘后获得各结果序列转换到时域后，按照对应的所述子信号在所述下行信号中出 现的先后顺序重组为时域序列。11. 如权利要求10所述的装置，其特征在于，所述时频域转换模块包括快速傅里叶变 换FFT/快速傅里叶逆变换IFFT子模块和乘法子模块； 所述FFT/IFFT子模块，用于将所述分段处理模块划分得到的每个所述子信号转换到 频域；以及将所述乘法子模块获得的所述结果序列转换到时域； 所述乘法子模块，用于将所述FFT/IFFT子模块输出的转换到频域后的子信号与所述 预设的频域PSS序列共轭点乘，获得所述结果序列并输出给所述FFT/IFFT子模块。12. 如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述FFT/IFFT子模块为OFDM接收机中包 含的用于OFDM解调用的FFT/IFFT模块。13. 如权利要求12所述的装置，其特征在于，所述分段处理模块、所述乘法子模块以及 所述确定模块分别经多路选择开关连接至所述接收机中包含的所述FFT/IFFT模块。
【专利摘要】本发明公开了一种下行定时同步方法及装置，用于降低下行定时同步过程中PSS检测的计算复杂度，降低硬件实现复杂度以及节约成本。该方法为：将下行信号划分为多个子信号，所述子信号的长度不小于每半帧所述下行信号中包含的主同步信号PSS序列长度的两倍，且每相邻两个子信号相互重叠，重叠部分信号长度等于每半帧所述下行信号中包含的所述PSS序列长度；将每个所述子信号转换到频域后，分别与预设的频域PSS序列共轭点乘，将点乘后获得的各结果序列转换到时域并重组为时域序列；确定各所述时域序列的相关峰值位置，根据所述相关峰值位置确定定时同步位置并进行定时同步。
【IPC分类】H04W56/00
【公开号】CN104902560
【申请号】CN201410081625
【发明人】李刚
【申请人】电信科学技术研究院
【公开日】2015年9月9日
【申请日】2014年3月6日
【技术领域】
[0001] 本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种下行定时同步方法及装置。
【背景技术】
[0002] 长期演进（LTE)系统中采用正交频分复用（OFDM)作为下行链路传输方案，OFDM作 为多载波传输技术，在正交子载波上并行传输消息数据，只有保证子载波的正交性，0抑M才 能够发挥其优势，在正交性得不到充分保证的情况下，系统性能会因符号间干扰（ISI)和载 波间干扰（ICI)而下降。
[0003]LTE系统的峽结构中设置有主同步信号（PSS)，PSS信号不仅用于时间和频率同 步，而且为用户设备（肥）提供物理层小区组内序号。肥下行同步的第一步工作就是通过 PSS序列检测获取定时同步点。
[0004] 频分双工（抑D)小区中，PSS位于无线帧的第1个和第11个时隙的最后一个OFDM 符号；TDD小区中，PSS位于无线峽的第3个和第13个时隙上。可见，每半个无线峽（W下简 称半峽）就有一个PSS序列。
[0005] 下面W加性高斯白噪声（AWGN)信道环境为例对利用PSS进行定时估计的过程进 行说明。
[0006]假设接收信号表示为；r(t)=s(t)+w(t)，其中，s(t)表示发射信号，:r(t)表示接收 信号，w(t)表示加性高斯白噪声。
[0007] 首先，在k时刻对接收信号采样，得到；Hk)=s(k)+w(k);
[0008] 然后，对采样后的接收信号进行滤波和下采样得到X(k);
[0009] 其次，通过与本地保存的3个时域PSS信号进行互相关运算得到定时同步位置，互 相关运算的具体公式为
[0010] 其中，/化、'；：从）表示肥接收机预先保存的第U(11=0, 1，2)个PSS信号的时域波形， X表示接收信号的偏移量，K表示PSS信号的序列长度（即参与相关运算的数据长度)。通 过从)与接收信号序列x(k+X)的互相关运算，找到每个U的取值对应的峰值位置化Su， 表示为化Sul、P〇Su2和化Su3。然后比较该H个峰值的大小，最大值对应的PSS信号序列即为 接收信号携带的PSS信号序列，根据最大值对应的PSS信号序列的U的取值可W确定小区 组内序号。同时，最大值对应的偏移量T即为检测到的初始定时同步位置。
[0011] 从互相关运算公式中可W看出，对于某个U值，每个偏移位置都要对应一次长度 为K的相关运算。在小区初始搜索阶段，必须在半峽的时间长度（5毫砂）内进行互相关运 算才能确保找到PSS序列，即偏移位置的长度长达半峽的数据长度。尽管通过下采样可W 降低半峽内的数据长度，计算量仍然非常巨大，该就使得实际硬件系统复杂度高、检测时间 长。
[0012] 例如，假设采用16倍的下采样率，PSS数据长度K=128,采样后半峽数据长度 H=9600,即需要进行9600次互相关运算。对应128蝴600=1，228, 800次复数乘法运算，计算 量非常巨大。
[0013] 针对此问题，已有改进算法中，将下采样后的半峽时域接收信号通过H点离散傅 里叶变换（DFT)变换到频域，然后与本地预存的频域PSS序列共辆点乘，再通过H点离散傅 里叶逆变换（IDFT)将共辆点乘结果变换回时域，完成互相关计算。但是仍然需要进行大点 数的DFT/IDFT运算，对硬件实现开销很大。例如，假设采用16倍的下采样率后的接收信号 进行PSS检测，仍需要9600点的DFT/IDFT运算单元。
[0014] 由此可见，现有的PSS序列检测的计算复杂度高，硬件实现复杂、成本高。
【发明内容】
[0015] 本发明提供一种下行定时同步方法及装置，用于降低下行定时同步过程中PSS检 测的计算复杂度，降低硬件实现复杂度W及节约成本。
[0016] 本发明实施例提供的具体技术方案如下：
[0017] 一种下行定时同步方法，包括：
[0018] 将下行信号划分为多个子信号，所述子信号的长度不小于每半峽所述下行信号中 包含的主同步信号PSS序列长度的两倍，且每相邻两个子信号相互重叠，重叠部分信号长 度等于每半峽所述下行信号中包含的所述PSS序列长度；
[0019] 将每个所述子信号转换到频域后，分别与预设的频域PSS序列共辆点乘，将点乘 后获得的各结果序列转换到时域并重组为时域序列；
[0020] 确定各所述时域序列的相关峰值位置，根据所述相关峰值位置确定定时同步位置 并进行定时同步。
[0021] 一种下行定时同步装置，包括：
[0022] 分段处理模块，用于将下行信号划分为多个子信号，所述子信号的长度不小于每 半峽所述下行信号中包含的主同步信号PSS序列长度的两倍，且每相邻两个子信号相互重 叠，重叠部分信号长度等于每半峽所述下行信号中包含的所述PSS序列长度；
[0023] 时频域转换模块，用于将所述分段处理模块得到的每个所述子信号转换到频域 后，分别与所述预设的频域PSS序列共辆点乘，将点乘后获得的各结果序列转换到时域并 重组为时域序列；
[0024] 确定模块，用于确定各所述时域序列的相关峰值位置，根据所述相关峰值位置确 定定时同步位置并进行定时同步。
[0025] 基于上述技术方案，本发明实施例中，通过将下行信号划分为多个子信号，将每个 子信号转换到频域后，分别与预设的频域PSS序列共辆点乘，将点乘后获得的各结果序列 转换到时域并重组为时域序列，计算每个所述时域序列的相关峰值位置，根据相关峰值位 置确定定时同步位置并进行定时同步，降低了PSS序列检测过程中时频域转换过程中运算 的点数，降低了计算复杂度，降低了硬件实现复杂度，有利于硬件实现，节约了硬件实现成 本。
【附图说明】
[0026] 图1为本发明实施例中下行定时同步的方法流程示意图；
[0027] 图2为本发明具体实施例中下行定时同步的方法流程图；
[0028] 图3为本发明实施例中下行信号分段处理过程示意图；
[0029] 图4为本发明实施例中下行定时同步装置的结构示意图；
[0030] 图5为本发明实施例中下行定时同步装置复用OFDM解调用的FFT/IFFT模块的结 构示意图。
【具体实施方式】
[0031] 为了降低下行定时同步过程中PSS检测的计算复杂度，降低硬件实现复杂度W及 节约成本，本发明实施例提供了一种下行定时同步方法及装置。
[0032] 下面结合附图对本发明优选的实施方式进行详细说明。
[0033]W下实施例中，W用于LTE系统中的下行定时同步过程为例，实际应用中并不W 此为限，对于其它通过在下行信号中携带PSS序列进行定时同步的系统，也可W采用本发 明实施例提供的方法。
[0034] 如图1所示，本发明实施例中，进行下行定时同步的详细方法流程如下：
[0035] 步骤101;将下行信号划分为多个子信号，子信号的长度不小于每半峽下行信号 中包含的主同步信号PSS序列长度的两倍，且每相邻两个子信号相互重叠，重叠部分信号 长度等于每半峽下行信号中包含的所述PSS序列长度。
[0036] 优选地，按照预先保存的频域主同步信号PSS的序列长度，将下行信号划分为多 个子信号，子信号的序列长度等于频域主同步信号PSS的序列长度。
[0037] 优选地，若最后一个子信号序列长度小于频域主同步信号PSS的序列长度，通过 补零使最后一个子信号的序列长度等于频域主同步信号PSS的序列长度。
[0038 ] 较佳地，将下行信号划分为各子信号之前，对接收信号进行滤波和下采样得到下 行信号。
[0039] 具体地，PSS位于频域中也的6个资源块（RB)位置，通过对接收信号进行滤波去除 带外噪声。
[0040] 其中，对滤波后的信号进行下采样处理，降低峽内数据长度，W达到降低整体运算 量的目的，本发明实施例中，下采样处理后的信号表示为X化)。
[0041] 本发明实施例中，进行下采样处理后得到步骤101中的下行信号，该下行信号包 括除PSS外的信号部分和PSS部分，其中假设信号部分的序列长度为H，PSS部分的序列长 度为P，在将下行信号划分为子信号时，子信号的序列长度不小于2P，相邻两个子信号的重 叠部分的序列长度等于P。
[0042] 步骤102;将每个子信号转换到频域后，分别与预设的频域PSS序列共辆点乘，将 点乘后获得的各结果序列转换到时域并重组为时域序列。
[0043] 具体地，针对任意预设的频域PSS序列，将点乘后获得各结果序列转换到时域后， 按照各子信号在下行信号中出现的先后顺序重组为时域序列。
[0044] 优选地，采用快速傅里叶变换FFT将子信号转换到频域；W及采用快速傅里叶逆 变换IFFT，将转换到频域后的信号与预设的频域PSS序列共辆点乘后获得的结果序列转换 到时域。本发明实施例中，时域频域转换算法并不仅限于FFT/IFFT，对于其它时域频域转换 算法也可W用于本发明的，本发明也将其包括在内。
[0045] 步骤103 ;确定各时域序列的相关峰值位置，根据该相关峰值位置确定定时同步 位置并进行定时同步。
[0046] -个具体实现中，计算并比较时域序列中各元素的模的平方确定该时域序列的相 关峰值位置，选择使所对应的元素的模的平方在各时域序列中最大的相关峰值位置所对应 的、时域序列中包含的PSS的序号作为小区组内序号，选择的该相关峰值位置即为定时同 步位置。
[0047] W下结合图2所示，通过一个具体实施例对本发明实施例提供的下行定时同步的 过程进行完整详细的说明。
[0048] 步骤201;对接收信号进行滤波。
[0049] 具体地，PSS位于频域中也的6个资源块（RB)的位置，通过滤波去除带外噪声。
[0050] 步骤202 ;对滤波后的接收信号进行下采样处理得到下行信号。
[0051] 其中，假设下采样后得到的下行信号为X化)，通过下采样降低峽内数据长度，达到 降低整体运算量的目的，假设降采样后每半峽下行信号中包含的除PSS外的信号部分的长 度为H，PSS部分的序列长度为P。
[0052] 步骤203;对下行信号进行分段处理后进行时频域变换处理。
[0053]S2031;对下行信号进行分段处理为多个子信号。
[0054] 在一个具体实现中，将每半峽长度为（H+P)的下行信号分段处理为多个子信号，女口 图3所示，假设每段子信号的序列长度为以则L大于等于2P，其中L的取值W适于时域频域 转换为原则，假设采用快速傅里叶变换FFT和快速傅里叶逆变换IFFT进行时域频域转换， 则L的取值W适于FFT/IFFT实现为原则。每相邻两段子信号之间存在交叠部分，则交叠部 分的序列长度等于P，对应最后一段子信号，如果该段子信号的序列长度不足以则通过在 该段信号后补零使该子信号的序列长度达到长度L。假设分段后的子信号表示为X,化)，其 中s=l，2,…S，S为每半峽下行信号分段得到的子信号的个数。
[00巧]S2032;通过L点FFT分别将分段后的子信号x,(k)变换到频域。
[0056] 用公式表示为；x,,ft。。(i)=fft(x,(k))，其中，fft(x,化)）表示对子信号x,(k)进行 FFT运算，x,,fuqa)表示变换到频域后的子信号。
[0057]S2033;分别与本地预存的第U个长度为L的频域PSS序列共辆点乘获得各结果序 列。
[005引用公式表示为
其中pM：；,w(0表示第U个长度 为L的频域PSS序列。
[0059]S2034;分别通过L点IFFT变换，将点乘获得的结果序列变换回时域。
[0060] 用公式表示为：
I其中，汾啦〇>嘴.。,(0)表示对结果序 列进行IFFT运算。
[0061] S2035 ;将S段时域con;",,-,"e传)数据重组为每半峽长度为（H+P)的时域序列。
[00的]表巧为
[006引步骤204;计算重组获得的各时域序列的模的平方。
[0064] 公式表示为：
[0065] 步骤205 ;确定相关峰值位置，获取定时同步位置W及小区组内序号。
[006引具体地，分别计算11=0, 1，2时的相关峰值位置化Su，计算公式为：
[0067] 其中，3个(心、）中的最大值对应的U即为小区组内序号，该最大值所 对应的化Su即为定时同步点位置。
[0068] 基于同一发明构思，本发明实施例还提供了一种下行定时同步装置，如图4所示， 该装置的具体实施可参见上述方法部分的描述，该装置主要包括：
[0069] 分段处理模块401，用于将下行信号划分为多个子信号，子信号的长度不小于每半 峽下行信号中包含的主同步信号PSS序列长度的两倍，且每相邻两个子信号相互重叠，重 叠部分信号长度等于每半峽下行信号中包含的PSS序列长度；
[0070] 时频域转换模块402,用于将分段处理模块得到的每个所述子信号转换到频域后， 分别与预设的频域PSS序列共辆点乘，将点乘后获得的各结果序列转换到时域并重组为时 域序列；
[0071] 确定模块403,用于确定各所述时域序列的相关峰值位置，根据相关峰值位置确定 定时同步位置并进行定时同步。
[0072] 优选地，分段处理模块401具体用于：
[0073] 按照预先保存的频域主同步信号PSS的序列长度，将下行信号划分为多个子信 号，所述子信号的序列长度等于所述频域主同步信号PSS的序列长度。
[0074] 优选地，分段处理模块401具体用于：
[00巧]若最后一个子信号序列长度小于所述频域主同步信号PSS的序列长度，通过补零 使所述最后一个子信号的序列长度等于所述频域主同步信号PSS的序列长度。
[0076] 优选地，还包括相互连接的滤波模块404和下采样模块405,所述下采样模块与所 述分段处理模块相连接；
[0077]所述滤波模块，用于对接收信号进行滤波；
[0078] 所述下采样模块，用于对所述滤波模块滤波后的信号进行下采样获得所述下行信 号。
[0079] 优选地，时频域转换模块402具体用于：
[0080] 将点乘后获得各结果序列转换到时域后，按照对应的所述子信号在所述下行信号 中出现的先后顺序重组为时域序列。
[008。 优选地，时频域转换模块402包括快速傅里叶变换FFT/快速傅里叶逆变换IFFT 子模块4021和乘法子模块4022;
[0082]FFT/IFFT子模块4021，用于采用FFT算法将所述分段处理模块划分得到的每个所 述子信号转换到频域；W及采用IFFT算法将所述乘法子模块获得的所述结果序列转换到 时域；
[0083] 乘法子模块4022,用于将所述FFT/IFFT子模块输出的转换到频域后的子信号与 所述预设的频域PSS序列共辆点乘，获得所述结果序列并输出给所述FFT/IFFT子模块。
[0084] 优选地，确定模块403 包括模值平方计算子模块4031、定时同步获取子模块4032 和小区组内序号获取子模块4033 ;
[0085]其中，模值平方计算子模块4031，用于计算时频域转换模块402输出的各时域序 列中各元素的模的平方，确定各时域序列的相关峰值位置；
[0086] 定时同步获取子模块4032,用于选择使所对应的元素的模的平方在各时域序列中 最大的相关峰值位置作为定时同步位置；
[0087] 小区组内序号获取子模块4033,用于选择使所对应的元素的模的平方在各时域序 列中最大的相关峰值位置所对应的、时域序列中包含的PSS的序号作为小区组内序号。
[008引优选地，如图5所示，FFT/IFFT子模块4021为OFDM接收机中包含的用于OFDM解 调的FFT/IFFT模块。具体地，分段处理模块401、乘法子模块4022W及确定模块403分别 经多路选择开关406连接至接收机中包含的FFT/IFFT模块。
[0089] 在LTE下行(FDM接收机中，主数据通路的用于(FDM解调的FFT/IFFT模块能够进 行FFT/IFFT运算的最大点数为2048点，现有技术中的PSS检测方法中，最少需要采用9600 点的DFT/IDFT运算，无法复用OFDM接收机中用于OFDM解调的FFT/IFFT模块。
[0090] 本发明实施例中，降低了FFT/IFFT运算的点数。例如，在采用16倍的下采样率进 行下采样后，FFT/IFFT运算最小只要256点，该就为实现与主数据通路中的用于OFDM解调 的FFT/IFFT模块复用提供了可能性。将主数据通路中的用于OFDM解调的FFT/IFFT模块 用于本发明实施例提供的装置，可W为进一步降低硬件开销，节约成本。
[0091] 基于上述技术方案，本发明实施例中，通过将下行信号划分为多个子信号，针对任 意预设的频域PSS序列，将每个子信号转换到频域后，分别与预设的频域PSS序列共辆点 乘，将点乘后获得的各结果序列转换到时域并重组为时域序列，计算每个所述时域序列的 相关峰值位置，根据相关峰值位置确定定时同步位置并进行定时同步，降低了PSS序列检 测过程中时频域转换过程中运算的点数，降低了计算复杂度，降低了硬件实现复杂度，有利 于硬件实现，节约了硬件实现成本。
[0092] 显然，本领域的技术人员可W对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精 神和范围。该样，倘若本发明的该些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围 之内，则本发明也意图包含该些改动和变型在内。
【主权项】
1. 一种下行定时同步方法，其特征在于，包括： 将下行信号划分为多个子信号，所述子信号的长度不小于每半帧所述下行信号中包含 的主同步信号PSS序列长度的两倍，且每相邻两个子信号相互重叠，重叠部分信号长度等 于每半帧所述下行信号中包含的所述PSS序列长度； 将每个所述子信号转换到频域后，分别与预设的频域PSS序列共轭点乘，将点乘后获 得的各结果序列转换到时域并重组为时域序列； 确定各所述时域序列的相关峰值位置，根据所述相关峰值位置确定定时同步位置并进 行定时同步。2. 如权利要求1所述的方法，其特征在于，将下行信号划分为多个子信号，包括： 按照预先保存的频域主同步信号PSS的序列长度，将下行信号划分为多个子信号，所 述子信号的序列长度等于所述频域主同步信号PSS的序列长度。3. 如权利要求2所述的方法，其特征在于，按照预先保存的频域主同步信号PSS的序列 长度，将下行信号划分为多个子信号，包括： 若最后一个子信号序列长度小于所述频域主同步信号PSS的序列长度，通过补零使所 述最后一个子信号的序列长度等于所述频域主同步信号PSS的序列长度。4. 如权利要求1、2或3所述的方法，其特征在于，将下行信号划分为各子信号之前，还 包括： 对接收信号进行滤波和下采样得到所述下行信号。5. 如权利要求4所述的方法，其特征在于，将点乘后获得的各结果序列转换到时域并 重组为时域序列，包括： 将点乘后获得各结果序列转换到时域后，按照各子信号在所述下行信号中出现的先后 顺序重组为时域序列。6. -种下行定时同步装置，其特征在于，包括： 分段处理模块，用于将下行信号划分为多个子信号，所述子信号的长度不小于每半帧 所述下行信号中包含的主同步信号PSS序列长度的两倍，且每相邻两个子信号相互重叠， 重叠部分信号长度等于每半帧所述下行信号中包含的所述PSS序列长度； 时频域转换模块，用于将所述分段处理模块得到的每个所述子信号转换到频域后，分 别与预设的频域PSS序列共轭点乘，将点乘后获得的各结果序列转换到时域并重组为时域 序列； 确定模块，用于确定各所述时域序列的相关峰值位置，根据所述相关峰值位置确定定 时同步位置并进行定时同步。7. 如权利要求6所述的装置，其特征在于，所述分段处理模块具体用于： 按照预先保存的频域主同步信号PSS的序列长度，将下行信号划分为多个子信号，所 述子信号的序列长度等于所述频域主同步信号PSS的序列长度。8. 如权利要求7所述的装置，其特征在于，所述分段处理模块具体用于： 若最后一个子信号序列长度小于所述频域主同步信号PSS的序列长度，通过补零使所 述最后一个子信号的序列长度等于所述频域主同步信号PSS的序列长度。9. 如权利要求6、7或8所述的装置，其特征在于，还包括相互连接的滤波模块和下采样 模块，所述下采样模块与所述分段处理模块相连接； 所述滤波模块，用于对接收信号进行滤波； 所述下采样模块，用于对所述滤波模块滤波后的信号进行下采样获得所述下行信号。10. 如权利要求9所述的装置，其特征在于，所述时频域转换模块具体用于： 将点乘后获得各结果序列转换到时域后，按照对应的所述子信号在所述下行信号中出 现的先后顺序重组为时域序列。11. 如权利要求10所述的装置，其特征在于，所述时频域转换模块包括快速傅里叶变 换FFT/快速傅里叶逆变换IFFT子模块和乘法子模块； 所述FFT/IFFT子模块，用于将所述分段处理模块划分得到的每个所述子信号转换到 频域；以及将所述乘法子模块获得的所述结果序列转换到时域； 所述乘法子模块，用于将所述FFT/IFFT子模块输出的转换到频域后的子信号与所述 预设的频域PSS序列共轭点乘，获得所述结果序列并输出给所述FFT/IFFT子模块。12. 如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述FFT/IFFT子模块为OFDM接收机中包 含的用于OFDM解调用的FFT/IFFT模块。13. 如权利要求12所述的装置，其特征在于，所述分段处理模块、所述乘法子模块以及 所述确定模块分别经多路选择开关连接至所述接收机中包含的所述FFT/IFFT模块。
【专利摘要】本发明公开了一种下行定时同步方法及装置，用于降低下行定时同步过程中PSS检测的计算复杂度，降低硬件实现复杂度以及节约成本。该方法为：将下行信号划分为多个子信号，所述子信号的长度不小于每半帧所述下行信号中包含的主同步信号PSS序列长度的两倍，且每相邻两个子信号相互重叠，重叠部分信号长度等于每半帧所述下行信号中包含的所述PSS序列长度；将每个所述子信号转换到频域后，分别与预设的频域PSS序列共轭点乘，将点乘后获得的各结果序列转换到时域并重组为时域序列；确定各所述时域序列的相关峰值位置，根据所述相关峰值位置确定定时同步位置并进行定时同步。
【IPC分类】H04W56/00
【公开号】CN104902560
【申请号】CN201410081625
【发明人】李刚
【申请人】电信科学技术研究院
【公开日】2015年9月9日
【申请日】2014年3月6日
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