高频放大电路的制作方法
高频放大电路的制作方法
【技术领域】
[0001]本发明涉及将输入的高频信号放大后输出的高频放大电路。
【背景技术】
[0002]无线通信终端中使用着各种高频放大电路。这样的高频放大电路中，具有可改变多种动作模式的结构。例如，使用着专利文献I所示的高频放大电路。图17是专利文献I中记载的普通高频放大电路的电路图。
[0003]现有的高频放大电路1P包括由npn型晶体管构成的放大器101和偏置确定部20P。放大器101的发射极接地。放大器101的基极经由输入匹配电路901连接于输入高频信号的射频(RF)输入端子Pin。放大器101的集电极经由输出匹配电路902连接于输出经放大的高频信号的射频输出端子Pout。
[0004]放大器101的集电极经由线圈301连接于驱动电压施加端子Pra，从该驱动电压施加端子Pvrc将直流驱动电压Vrc施加于放大器101的集电极。驱动电压施加端子Pvrc与线圈301的连接点通过电容器401接地。
[0005]偏置确定部20P包括由npn型晶体管构成的偏置控制元件102。偏置控制元件102的发射极经由电阻201连接于高频放大用放大器101的基极。偏置控制元件102的集电极上连接有偏置用驱动电压施加端子Pvai，从该偏置用驱动电压施加端子P?将直流的偏置用驱动电压Vai施加于偏置控制元件102的集电极。
[0006]偏置控制元件102的基极经由电阻202连接于控制电压输入端子Pvct^从该控制电压输入端子Pvm将直流的控制电压Vm施加于偏置控制元件102的基极。
[0007]这种现有的高频放大电路1P中，将与动作模式相对应的控制电压VCTJf|加于偏置控制元件102的基极。在低线性模式(Low Linearity Mode)下，降低控制电压从而，从偏置控制元件102提供给高频放大用放大器101的基极电流Ibb变低，能够降低输出的高频信号电平，抑制功耗。在高线性模式(Hi Linearity Mode)下，提高控制电压Vm。从而，从偏置控制元件102提供给高频放大用放大器101的基极电流Ibb变高，可提高输出的高频信号电平。
现有技术文献
[0008]专利文献1:特开平11-330866号公报
【发明内容】
[0009]但是，在现有的高频放大电路1P中，若如上述那样在低线性模式时降低基极电流Ibb，则与基极电流Ibb相比高频信号电平增大，向偏置控制元件102施加了高频信号的影响。因此，提供给高频放大用放大器101的基极电流Ibb也受到高频信号的影响。由此，作为高频放大电路的AM-AM特性和EVM特性恶化。
[0010]图18是表示现有的高频放大电路的相对于输出功率的集电极电流特性的图。图19是表示现有的高频放大电路的相对于输出功率的AM-AM特性的图。图20是表示现有的高频放大电路的相对于输出功率的EVM特性的图。此外，所谓AM-AM特性是表示输入功率与输出功率的相位变化的指标。而所谓EVM特性是Error Vector Magnitude (误差矢量幅度)特性的缩略语，是表示在有故障的状况下的解调器性能的指标。
[0011]如图18所示，在低线性模式时，与高线性模式相比，集电极电流込被抑制得较低。
[0012]但是，如图19所示(参见粗箭头部分)，在超过5dBm的中间输出功率区域，AM-AM特性从O偏离，AM-AM特性劣化。与此相应，如图20所示(参见粗箭头部分)，EVM特性也劣化，变得高于高线性模式。
[0013]当前，随着数据传送量的增加，无线通信大都采用多值调制方式。但是，如上述那样，在现有的高频放大电路1P的结构的情况下，低线性模式中AM-AM特性和EVM特性较差，不能获得充分的解调性能。
[0014]本发明的目的在于，提供抑制低线性模式时的AM-AM特性、EVM特性劣化的高频放大电路。
[0015]本发明涉及包括放大高频信号的高频放大器、向高频放大器提供偏置电流的偏置电路、以及确定偏置电流的控制电压输入端子的高频放大电路。该高频放大电路的偏置电路包括:按照控制电压向高频放大器提供第一偏置电流的第一偏置控制元件；按照控制电压向高频放大器提供第二偏置电流的第二偏置控制元件；以及调整第一偏置控制元件的第一偏置电流输出端子与第二偏置控制元件的第二偏置电流输出端子之间的电位差的偏置调整电路。
[0016]采用此结构，由偏置调整电路调整提供给高频放大器的第一偏置电流和第二偏置电流的量。从而，能够对高频放大器提供与动作模式相应的偏置电流。例如，在低线性模式中，使偏置电流以某种程度增加时，能够抑制偏置电流不必要地增加。从而，能够抑制高频放大器的集电极电流Icc的不必要的增加，并能够抑制AM-AM特性和EVM特性的劣化。
[0017]并且，本发明的高频放大电路的偏置调整电路优选地为如下的结构。偏置调整电路包括阻抗元件、开关电路和偏置电流调整用电压施加端子。阻抗元件连接在第一偏置控制元件的第一偏置电流输出端子和第二偏置控制元件的第二偏置电流输出端子之间。开关电路将第二偏置电流输出端子设定在不同的第一电位或第二电位的任一者上。偏置电流调整用电压施加端子将偏置电流调整用电压施加于该开关电路。
[0018]采用此结构，根据偏置电流调整用电压，开关电路将第二偏置电流输出端子的电位调整为第一电位或第二电位。通过调整第二偏置电流的输出端子的电位，第一偏置电流输出端子和第二偏置电流输出端子之间的电位差改变，提供给高频放大电路的偏置电流被调整。从而，能够可靠且容易地调整偏置电流。
[0019]并且，本发明的高频放大电路的开关电路优选地包括根据来自偏置电流调整用电压施加端子的偏置电流调整用电压来控制通断的开关元件。
[0020]采用此结构，通过开关元件的通断来选择性地设定第一电位和第二电位。能够以更简单的电路结构来调整偏置电流。
[0021]并且，本发明的高频放大电路优选地包括控制电压同步调整电路。控制电压同步调整电路通过偏置电流调整用电压来调整由对第一偏置控制元件和第二偏置控制元件的控制电压所得到的施加电压。
[0022]采用此结构，第一偏置控制元件和第二偏置控制元件的偏置也被调整。从而，第一偏置电流和第二偏置电流也被调整，能够更可靠地抑制不必要的偏置电流的增加。
[0023]并且，在本发明的高频放大电路中，高频放大器、第一偏置控制元件、第二偏置控制元件和开关元件可以为npn型晶体管。
[0024]采用此结构，各有源元件部由同样的半导体元件实现。从而，能够在取得上述作用效果的同时以简单的结构实现高频放大电路。
[0025]并且，本发明的高频放大电路中，也可为，高频放大器、第一偏置控制元件和第二偏置控制元件为npn型晶体管，开关元件为场效应型晶体管。
[0026]即使为这种结构，也可在取得上述作用效果的同时以比较简单的结构实现高频放大电路。
[0027]并且，本发明的高频放大电路的阻抗元件优选地为电阻。
[0028]采用此结构，高频放大电路能够以简单的结构实现。
[0029]并且，本发明的高频放大电路的阻抗元件也可以为电阻与电容的并联电路。
[0030]采用此结构，可以使高频放大器中流过的偏置电流量更加降低，进一步抑制AM-AM特性和EVM特性的劣化。
[0031]并且，本发明的高频放大电路优选地包括电压补偿电路，基于对第一偏置控制元件和第二偏置控制元件的控制电压来补偿施加电压。
[0032]采用此结构，能够补偿控制电压的波动和第一、第二偏置控制元件的温度特性、高频放大器的温度特性。从而，改善高频放大特性。
[0033]并且，本发明的高频放大电路的电压补偿电路优选地由在第一偏置控制元件和第二偏置控制元件的控制电压的施加点与接地之间级联连接的多个补偿用控制元件构成。
[0034]采用此结构，能够以高精度且简单的电路结构实现电压补偿。
[0035]并且，本发明的高频放大电路中，可以在相比于高频放大器与偏置电路之间的连接点更靠高频信号被输入的一侧连接电容与电阻的并联电路。
[0036]米用此结构，能够提尚尚频放大电路的稳定性。
[0037]并且，本发明的高频放大电路中，可以将高频放大器多级连接，并且对于多级高频放大器的每一高频放大器形成偏置电路。
[0038]采用此结构，能够在各级获得上述作用效果，因此能够不使EVM特性等的高频特性劣化，更有效地发挥降低功耗的效果。
[0039]发明效果
依据本发明，能够抑制低线性模式下的AM-AM特性或EVM特性的劣化，而不对高线性模式的特性产生影响。
【附图说明】
[0040]图1是本发明的第一实施方式所涉及的高频放大电路的电路图。
图2是表示高线性模式时相对于输出功率Pout的发射极电压Ve2、Ve3和发射极电位差Λ (Ve3 - Ve2)的特性以及相对于输出功率Pout的偏置电流Ibb和部分电流Ia+Ib、Ic的特性的图。
图3是表示低线性模式时相对于输出功率Pout的发射极电压Ve2、Ve3和发射极电位差Λ (Ve3 - Ve2)的特性以及相对于输出功率Pout的偏置电流Ibb和部分电流Ib — Id、Ib、Id的特性的图。
图4是表示现有结构和第一实施方式的结构的相对于输出功率Pout的偏置电流IBB的特性的图。
图5是表示现有结构和第一实施方式的结构的相对于输出功率Pout的高频放 大器的集电极电流ICC的特性的图。
图6是表示现有结构和第一实施方式的结构的相对于输出功率Pout的AM-AM特性的图。
图7是表示现有结构和第一实施方式的结构的相对于输出功率Pout的EVM特性的图。 图8是RFIC和高频放大电路的复合模块的电路图。
图9是本发明的第二实施方式所涉及的高频放大电路的电路图。
图10是本发明的第三实施方式所涉及的高频放大电路的电路图。
图11是本发明的第四实施方式所涉及的高频放大电路的电路图。
图12是将第四实施方式的高频放大电路的低线性模式时相对于输出功率Pout的发射极电压Ve2与第一实施方式的高频放大电路的低线性模式时相对于输出功率Pout的发射极电压Ve2加以比较的图。
图13是将第四实施方式的高频放大电路的低线性模式时相对于输出功率Pout的AM-AM特性与第一实施方式的高频放大电路的低线性模式时相对于输出功率Pout的AM-AM特性加以比较的图。
图14是本发明的第五实施方式所涉及的高频放大电路的电路图。
图15是本发明的第六实施方式所涉及的高频放大电路的电路图。
图16是本发明的第七实施方式所涉及的高频放大电路的电路图。
图17是现有的普通高频放大电路的电路图。
图18是表示现有的高频放大电路的相对于输出功率的集电极电流特性的图。
图19是表示现有的高频放大电路的相对于输出功率的AM-AM特性的图。
图20是表示现有的高频放大电路的相对于输出功率的EVM特性的图。
【具体实施方式】
[0041]参照【附图说明】本发明的第一实施方式所涉及的高频放大电路。图1是本发明的第一实施方式所涉及的高频放大电路的电路图。
[0042]高频放大电路10包括放大器101 (与本发明的高频放大器相当)和偏置电路20。放大器101由npn型晶体管构成，发射极接地。放大器101的基极经由输入匹配电路901连接于射频输入端子Pin。放大器101的集电极经由输出匹配电路902连接于射频输出端子Pout。放大器101的集电极与输出匹配电路902的连接点经由线圈301连接于驱动电压施加端子Pra。驱动电压施加端子Pra与线圈301的连接点经由电容器401接地。从该驱动电压施加端子Pvrc将直流驱动电压Vcc施加到放大器101的集电极。
[0043]偏置确定部20包括偏置控制元件102、103和开关元件104。偏置控制元件102、103和开关元件104由npn型晶体管构成。偏置控制元件102与本发明的“第一偏置控制元件”相当，偏置控制元件103与本发明的“第二偏置控制元件”相当。
[0044]偏置控制元件102的发射极经由电阻201连接于放大器101的基极。该偏置控制元件102的发射极相当于本发明的“第一偏置电流输出端子”。
[0045]偏置控制元件102的集电极连接于偏置用驱动电压施加端子Ρναι。从该偏置用驱动电压施加端子Ptc。将直流的偏置用驱动电压V O)施加于偏置控制元件102的集电极。
[0046]并且，该偏置用驱动电压施加端子Prai也连接于偏置控制元件103的集电极，从该偏置用驱动电压施加端子Pvai也将直流的偏置用驱动电压V O1施加于偏置控制元件103的集电极。
[0047]偏置控制元件102、103的基极经由电阻202连接于控制电压输入端子Pvm。从该控制电压输入端子Ρνα将直流的控制电压V m施加于偏置控制元件102、103的基极。
[0048]偏置控制元件103的发射极经由电阻203连接于开关元件104的集电极。并且，偏置控制元件103的发射极经由电阻204连接于偏置控制元件102的发射极。该偏置控制元件103的发射极相当于本发明的“第二偏置电流输出端子”。
[0049]开关元件104的发射极接地。开关元件104的基极经由电阻205连接于偏置电流调整用电压施加端子PVUN。来自该偏置电流调整用电压施加端子Pvun的直流偏置电流调整用电压Vun被施加到开关元件104的基极。由开关元件104和电阻203、205构成的电路与本发明的“开关电路”相当。由开关元件104和电阻203、204、205构成的电路与本发明的“偏置调整电路”相当。
[0050]在这种结构的高频用放大器中，从射频输入端子Pin输入的高频信号经放大器101放大后从射频输出端子Pout输出。这时，放大器101获得与偏置电路20提供的偏置电流Ibb相应的输出。因此，可以通过调整偏置电流I吧从而切换放大器101的放大处理即动作模式。
[0051](i)Hi Linearity Mode(高线性模式)
图2是表示高线性模式时相对于输出功率Pout的偏置控制元件102的发射极电压Ve2、偏置控制元件103的发射极电压Ve3和发射极电位差△ (Ve3 — Ve2)的特性和相对于输出功率Pout的偏置电流Ibb和部分电流Ia+Ib、Ic的特性的图。
[0052]在高线性模式时，偏置电流调整用电压Vun被设定为小于开关元件104的动作阈值的电压。在这种情况下，开关元件104成为断开状态，电阻203的开关元件104侧的端部成为不与接地连接的状态。在这样的状态下，从控制电压输入端子Pvm将控制电压V CTji加于偏置控制元件102、103的基极，从偏置用驱动电压施加端子Pvai将偏置用驱动电压V Co施加于偏置控制元件102、103的集电极。从而，与控制电压VCTl相应的发射极电流Ib流入偏置控制元件102的发射极，与控制电压Va相应的发射极电流Ia流入偏置控制元件103的发射极。
[0053]此处，如上所述，电阻203的开关元件104侧的端部与接地断开，因此部分电流Ic大致成为0，偏置控制元件103的发射极电压Ve3被维持成高于偏置控制元件102的发射极电压Ve2。另一方面，由于偏置控制元件102的发射极经由电阻201、放大器101接地，因此发射极电压Ve2成为与它们的电压降相应的电压值。因此，如图2所示，在高线性模式时，偏置控制兀件103与偏置控制兀件102的发射极电压差Δ (Ve3 一 Ve2)与输出功率Pout无关地成为正值。
[0054]由于偏置控制元件103的发射极开路，因此其发射极电流Ia不流向电阻203，而流向电阻204。S卩，如图2所示，流向电阻203的部分电流Ic大致成为O。
[0055]从而，发射极电流Ia经由电阻204从偏置控制元件103侧向偏置控制元件102侧流动。例如，如图1所示，若设从偏置控制元件102的发射极流向偏置控制元件103的发射极的方向的电流为Id，则有Ia = — Ido
[0056]因此，在偏置控制元件102的发射极和放大器101的基极间连接的电阻201中流过的偏置电流Ibb成为Ib — (Id) = Ib+Ia(参照图2的下部)。因此，来自偏置控制元件102的发射极电流Ib和来自偏置控制元件103的发射极电流Ia相加后作为偏置电流1吧提供给放大器101的基极。
[0057]从而，在高线性模式时，偏置电流Ibb不被抑制地提供给放大器101。
[0058](ii) Low Linearity Mode (低线性模式)
图3是表示在低线性模式时相对于输出功率Pout的发射极电压Ve2、Ve3和发射极电位差Λ (Ve3 - Ve2)的特性以及相对于输出功率Pout的偏置电流Ibb和部分电流Ib — Id、Ib、Id的特性的图。
[0059]在低线性模式时，偏置电流调整用电压Vun设定为开关元件104的动作阈值以上的电压。在此情况下，开关元件104成为导通状态，电阻203的开关元件104侧的端部与接地连接。在这种状态下，从控制电压输入端子Pv^将控制电压V a施加于偏置控制元件102、103的基极，从偏置用驱动电压施加端子Pvai将偏置用驱动电压V O1施加于偏置控制元件102、103的集电极。从而，向偏置控制元件102的发射极流入与控制电压应的发射极电流Ib，向偏置控制元件103的发射极流入与控制电压Va相应的发射极电流la。
[0060]此处，如上所述，与电阻203连接的开关元件104侧的端部与接地短路，因此使偏置控制元件103的发射极电压Ve3降低至接近于接地电位。另一方面，由于偏置控制元件102的发射极经由电阻201、放大器101接地，因此发射极电压Ve2成为与它们的电压降相应的电压值。因此，发射极电压Ve3变得低于发射极电压Ve2。因此，如图3所示，在低线性模式时，偏置控制兀件103与偏置控制兀件102的发射极电压差Δ (Ve3 一 Ve2)与输出功率Pout无关地成为负值。
[0061]因此，发射极电流Ia流向电阻203而不流向电阻204。而且，发射极电流Ib的一部分也从偏置控制元件102侧向偏置控制元件103侧流过电阻204。即，发射极电流Ib分流到电阻201和电阻204。若设该分流部分为Idb，则有Id = Idb。
[0062]因此，流向连接在偏置控制元件102的发射极和放大器101的基极之间的电阻201的偏置电流Ibb成为Ib - (Id) = Ib -1db。从而，向放大器101的基极提供从来自偏置控制元件102的发射极电流Ib减去了分流到电阻204的电流Idb后的电流以作为偏置电流 Ibb。
[0063]此时，从射频输入端子Pin输入的高频信号(RF信号)的一部分经由电阻201输入到偏置电路20。此处，偏置控制兀件103和偏置控制兀件1 02的发射极电压差Δ (Ve3 一Ve2)为负值，发射极电压Ve2高于发射极电压Ve3。
[0064]因此，高频信号经由电阻204、电阻203、开关元件104流入接地。从而，能够抑制流入偏置控制元件102、103的高频信号，抑制高频信号对偏置电流IBB的不良影响。因此，可改善高频放大电路10的AM-AM特性和EVM特性。
[0065]并且，通过上述结构，在低线性模式时，偏置电流‘比现有结构更受到抑制，提供给放大器101。
[0066](现有结构与本实施方式的结构的特性比较)
图4是表示现有结构和第一实施方式的结构的相对于输出功率Pout的偏置电流IBB的特性的图。在高线性模式时，如图4所示，通过采用本实施方式的结构，从而能够将与现有结构相同的偏置电流Ibb提供给放大器101。并且，在低线性模式时，如图4所示，通过采用本实施方式的结构，从而能够使偏置电流Ibb比现有结构减小。
[0067]图5是表示现有结构和第一实施方式的结构的相对于输出功率Pout的高频放大器的集电极电流Icc的特性的图。在高线性模式时，通过采用本实施方式的结构来提供与现有结构相同的偏置电流IBB，因此，如图5所示，能够获得与现有结构相同的集电极电流Icc。并且，在低线性模式时，通过采用本实施方式的结构来提供比现有结构更受抑制的偏置电流IBB，因此，如图5所示，能够使集电极电流Ia;比现有结构减小。
[0068]图6是表示现有结构和第一实施方式的结构的相对于输出功率Pout的AM-AM特性的图。在高线性模式时，通过采用本实施方式的结构可获得与现有结构相同的集电极电流I。。，因此，如图6所示能够与现有结构同样地获得优良的AM-AM特性。并且，在低线性模式时，通过采用本实施方式的结构，从而可比现有结构更加抑制集电极电流Im特别是能够抑制5dBm以上的输出功率区域的集电极电流Irc，由于进入偏置电路20的高频信号流入电阻203侧，能够抑制高频信号给予偏置电路20的影响，因此，如图6所示与现有结构相比能够改善AM-AM特性。特别是能够改善中间输出功率区域的AM-AM特性。
[0069]图7是表示现有结构和第一实施方式的结构的相对于输出功率Pout的EVM特性的图。在高线性模式时，通过采用本实施方式的结构从而可得到与现有结构相同的集电极电流Irc，因此如图7所示，能够与现有结构同样地获得优良的EVM特性。并且，在低线性模式时，通过采用本实施方式的结构从而能够比现有结构更加抑制集电极电流I。。，特别是抑制5dBm以上的集电极电流Icc，由于进入偏置电路20的高频信号流入电阻203侧，能够抑制高频信号给予偏置电路20的影响，因此如图7所示，与现有结构相比能够改善EVM特性。特别是能够改善中间输出功率区域的EVM特性。
[0070]如以上所述，通过采用本实施方式的高频放大电路，能够不对高线性模式的特性产生影响地，抑制低线性模式时的AM-AM特性、EVM特性的劣化，从而带来改善。
[0071]还有，上述的图1中，示出了具有射频输入端子Pin、控制电压输入端子Ρνα和偏置电流调整用电压施加端子Pvun的例子，但是也可以为图8所示的结构。图8是RFIC和高频放大电路的复合模块的电路图。
[0072]高频放大电路10的射频输入端子Pin、控制电压输入端子Pvm和偏置电流调整用电压施加端子Pvun成为RFIC100的输出端子。
[0073]RFIC100生成控制电压Vm、偏置电流调整用电压Vun和高频信号RF。RFIC100经由电阻202将控制电压加于偏置控制元件102、103。RFIC100经由电阻205将偏置电流调整用电压Vun施加于开关元件104。这时，RFIC100根据动作模式设定并施加偏置电流调整用电压VUN。RFIC100经由输入匹配电路901将高频信号RF输入到放大器101。
[0074]接着，参照【附图说明】第二实施方式所涉及的高频放大电路。图9是本发明的第二实施方式所涉及的高频放大电路的电路图。本实施方式的高频放大电路1A的偏置电路20A的开关元件与第一实施方式所涉及的高频放大电路10不同，而其他结构与第一实施方式所涉及的高频放大电路10相同。包括本实施方式，在以后的各实施方式中仅就与作为对象的实施方式不同的地方加以说明。
[0075]本实施方式的偏置电路20A的开关元件14A由FET(场效应晶体管)构成。偏置电流调整用电压施加端子Pvun基于FET的阈值电压来设定。因此，即使采用本实施方式的高频放大电路10A，也可以取得与第一实施方式的高频放大电路10相同的作用效果。
[0076]接着，参照【附图说明】第三实施方式所涉及的高频放大电路。图10是本发明的第三实施方式所涉及的高频放大电路的电路图。本实施方式的高频放大电路1A与第一实施方式所涉及的高频放大电路10相比，在关于输入匹配电路901与放大器101的连接结构和偏置电路20的连接结构上不同，而其他结构与第一实施方式所涉及的高频放大电路10相同。
[0077]在高频放大电路1B的输入匹配电路901和放大器101之间连接有电容器411与电阻211的并联电路。该并联电路的放大器101侧，连接于与偏置电路20连接的电阻201。并且，并联电路的输入匹配电路901侧，经由电阻206与偏置电路20的偏置控制元件102的发射极连接。
[0078]通过采用这样的结构，可以取得与上述的实施方式相同的作用效果，而且，由于可以通过增加的电路来调整高频放大电路1B的稳定系数，因此能够更可靠地防止高频放大电路1B振荡。从而，能够提升尚频放大电路1B的稳定性。
[0079]接着，参照【附图说明】第四实施方式所涉及的高频放大电路。图11是本发明的第四实施方式所涉及的高频放大电路的电路图。与第一实施方式所涉及的高频放大电路10相比，本实施方式的高频放大电路1C的偏置电路20C的结构不同，而其他结构与第一实施方式所涉及的高频放大电路10相同。
[0080]与第一实施方式所涉及的偏置电路20相比，偏置电路20C增加了电容器421。电容器421与电阻204并联连接。即，偏置控制元件103的发射极和偏置控制元件102的发射极通过电阻204和电容器421的并联电路进行连接。
[0081]图12是将第四实施方式的高频放大电路的低线性模式时相对于输出功率Pout的发射极电压Ve2与第一实施方式的高频放大电路的低线性模式时相对于输出功率Pout的发射极电压Ve2加以比较的图。还有，图12和后述的图13中，作为电容值较大的情况示出了 1pF的情况，作为电容值较小的情况示出了 0.5pF的情况。
[0082]如本实施方式那样，通过设置电容器421，从而可减小低线性模式时的偏置控制元件102的发射极电压Ve2。这时，通过调整电容器421的电容值，从而可调整发射极电压Ve2的减小量。具体而言，如图12所示，可通过加大电容器421的电容值从而使发射极电压Ve2更低。
[0083]图13是将第四实施方式的高频放大电路的低线性模式时相对于输出功率Pout的AM-AM特性与第一实施方式的高频放大电路的低线性模式时相对于输出功率Pout的AM-AM特性加以比较的图。
[0084]如本实施方式那样，通过设置电容器421从而可调整低线性模式时的偏置控制元件102的AM-AM特性。具体而言，如图13所示，通过加大电容器421的电容值从而可将中间输出功率区域的AM-AM特性向负值侧偏移，因此能够调整电容器421的电容值来适当地调整AM-AM特性。
[0085]如此，通过采用本实施方式的结构可适当地调整AM-AM特性，获得更合适的AM-AM特性。从而，进一步改善EVM特性。
[0086]接着，参照【附图说明】第五实施方式所涉及的高频放大电路。图14是本发明的第五实施方式所涉及的高频放大电路的电路图。本实施方式的高频放大电路1D的偏置电路20D的结构，与第一实施方式所涉及的高频放大电路10不同，而其他结构与第一实施方式所涉及的高频放大电路10相同。
[0087]与偏置电路20相比，高频放大电路1D的偏置电路20D增加了电压补偿电路21。电压补偿电路21由将补偿用控制元件501、502级联连接的结构构成。补偿用控制元件501、502由与放大器101、偏置控制元件102、103相同的npn型晶体管构成。更具体的控制电压调整电路21的结构是，补偿用控制元件501的集电极连接于偏置控制元件102、103的基极。补偿用控制元件501的集电极连接于自身(补偿用控制元件501)的基极。补偿用控制元件501的发射极连接于补偿用控制元件502的集电极。补偿用控制元件502的集电极连接于自身(补偿用控制元件502)的基极。补偿用控制元件502的发射极接地。
[0088]这种结构的电压补偿电路21中，若来自控制电压输入端子Pvm的控制电压V。1的电压值升高、偏置控制元件102、103的基极电压上升，则同时流入电压补偿电路21的电流增加。从而，由于电阻202上的电压降增大，因此对基极电压的上升进行补偿并保持为恒定。另一方面，若来自控制电压输入端子Pvm的控制电压V⑩的电压值降低、偏置控制元件102、103的基极电压下降，则同时流入电压补偿电路21的电流減少。从而，由于电阻202上的电压降减小，对基极电压的降低进行补偿并保持为恒定。并且，受到放大器101和偏置控制元件102、103的温度特性的影响，即使控制电压VCTl是恒定的，可以认为放大特性也会发生变化。但是，可以通过设置电压补偿电路21来进行温度补偿。
[0089]接着，参照【附图说明】第六实施方式所 涉及的高频放大电路。图15是本发明的第六实施方式所涉及的高频放大电路的电路图。与第五实施方式所涉及的高频放大电路1D相比，本实施方式的高频放大电路1E的偏置电路20E的结构不同，其他结构与第五实施方式所涉及的高频放大电路1D相同。
[0090]与高频放大电路1D的偏置电路20D相比，高频放大电路1E的控制偏置调整电路20E增加了控制电压同步调整电路22。控制电压同步调整电路22包括调谐用控制元件511、512、电阻211、212。调谐用控制元件511、512由npn型晶体管构成。
[0091]调谐用控制元件511的发射极接地，基极经由电阻211连接于偏置电流调整用电压VUN。调谐用控制元件511的集电极经由电阻212连接于调谐用控制元件512的发射极。调谐用控制元件512的基极连接于偏置控制元件102、103的基极，并且与自身(调谐用控制元件512)的集电极相连。调谐用控制元件511具有与开关元件104同等的特性，被接近地配置。通过采用这样的结构，从而在各动作模式时产生如下所示的动作。
[0092](高线性模式时)
在高线性模式时，偏置电流调整用电压Vun被设定为小于开关元件104的阈值电压。因此，偏置电流调整用电压Vun小于调谐用控制元件511的阈值电压，调谐用控制元件511成为断开状态。从而，保持调谐用控制元件512的发射极电压为高电位，偏置控制元件102、103的基极电压也为高电位。因此，可以将与控制电压Vm相应的电流提供给偏置控制元件102、103，并将对于放大器101的偏置电流1吧也保持得较高。
[0093](低线性模式时)
在低线性模式时，偏置电流调整用电压Vun被设定在开关元件104的阈值电压以上。因此，偏置电流调整用电压Vun成为调谐用控制元件511的阈值电压以上，调谐用控制元件511成为导通状态。从而，调谐用控制元件512的发射极经由电阻212与接地连接，发射极电压变低。由于调谐用控制元件512的发射极电压降低，从而与控制电压U目应的电流的一部分流向控制电压同步调整电路22，偏置控制元件102、103的基极电流降低。因此，由偏置控制元件102、103对放大器101提供的偏置电流‘被抑制。从而，进一步降低功耗，与第一实施方式的结构相比，可以将必需的两个控制端子归并为一个。
[0094]接着，参照【附图说明】第七实施方式所涉及的高频放大电路。图16是本发明的第七实施方式所涉及的高频放大电路的电路图。本实施方式的高频放大电路1F是以两级来构成高频放大用放大器的电路，对于各级放大器的偏置电路的基本结构与上述实施方式中所示的相同。
[0095]高频放大电路1F包括高频放大用放大器1011、1012。放大器1011、1012由npn型晶体管构成。放大器1011、1012的发射极接地。放大器1011的基极经由输入匹配电路901连接于射频输入端子Pin。放大器1011的集电极经由级间匹配电路903连接于放大器1012的基极。偏置控制元件102的集电极经由输出匹配电路902连接于射频输出端子Pout0
[0096]从偏置电路20F1向放大器1011提供偏置电流Ibbi。从偏置电路20F2向放大器1012提供偏置电流IBB2。作为基本结构，偏置电路20F1、20F2与上述第六实施方式所涉及的偏置电路20E相同，但是偏置用驱动电压施加端子Ptcc1、控制电压输入端子PVCTP偏置电流调整用电压施加端子PVUN、电阻205和控制电压同步调整电路22被共用。
[0097]即使采用这样的结构，也可以取得与上述的各实施方式相同的作用效果。并且，通过两级连接尚频放大用放大器，可提尚作为尚频放大电路的放大率。特别是可以提尚在尚线性模式时的放大率。另一方面，能够抑制各级的功耗，因此可以更有效地降低作为高频放大电路的功耗。
[0098]还有，本实施方式示出了两级的例子，但是可以进一步多级化。
[0099]并且，上述各实施方式的结构可以被组合。例如，可以将第二实施方式的结构和第三实施方式的结构组合，或将第三实施方式的结构和第四实施方式的结构组合。
标号说明
[0100]10、10A、10B、10C、10D、10E、10F、10P:高频放大电路；
20、20A、20C、20D、20E、20F1、20F2、20P:偏置电路；
21:电压补偿电路；
22:控制电压同步调整电路；
100 -RFIC ；
101,1011,1012:高频放大器；
102:偏置控制元件(第一偏置控制元件)；
103:偏置控制元件(第二偏置控制元件)；
104、104A:开关元件；
501,502:补偿用控制元件；
511,512:调谐用控制元件；
201、202、203、204、205、206、211、212:电阻；301:线圈；
401、411、421:电容器；
901:输入匹配电路；
902:输出匹配电路；
903:级间匹配电路；
Pin:射频输入端子；
Pout:射频输出端子；
Pvcl;:驱动电压施加端子；
Ptcc1:偏置用驱动电压施加端子；
Prax:控制电压输入端子；
Pvun:偏置电流调整用电压施加端子；Vcc:驱动电压；
Vcx1:偏置用驱动电压；
V。。:控制电压；
VUN:偏置电流调整用电压
【主权项】
1.一种高频放大电路，所述高频放大电路包括 放大高频信号的高频放大器、 向高频放大器提供偏置电流的偏置电路、以及 确定所述偏置电流的控制电压输入端子， 所述偏置电路包括: 按照所述控制电压向所述高频放大器提供第一偏置电流的第一偏置控制元件； 按照所述控制电压向所述高频放大器提供第二偏置电流的第二偏置控制元件；以及调整所述第一偏置控制元件的所述第一偏置电流输出端子和所述第二偏置控制元件的所述第二偏置电流输出端子之间的电位差的偏置调整电路。2.如权利要求1所述的高频放大电路，其特征在于， 所述偏置调整电路包括: 在所述第一偏置控制元件的所述第一偏置电流输出端子和所述第二偏置控制元件的所述第二偏置电流输出端子之间连接的阻抗元件； 将所述第二偏置电流输出端子设定在不同的第一电位或第二电位中的任一者上的开关电路；以及 将偏置电流调整用电压施加于所述开关电路的偏置电流调整用电压施加端子。3.如权利要求2所述的高频放大电路，其特征在于， 所述开关电路包括开关元件，所述开关元件根据来自所述偏置电流调整用电压施加端子的偏置电流调整用电压来进行通断控制。4.如权利要求3所述的高频放大电路，其特征在于， 包括控制电压同步调整电路，所述控制电压同步调整电路利用所述偏置电流调整用电压来调整由对所述第一偏置控制元件和所述第二偏置控制元件的所述控制电压所得到的施加电压。5.如权利要求3或4所述的高频放大电路，其特征在于， 所述高频放大器、所述第一偏置控制元件、所述第二偏置控制元件和所述开关元件为npn型晶体管。6.如权利要求3或4所述的高频放大电路，其特征在于， 所述高频放大器、所述第一偏置控制元件和所述第二偏置控制元件为npn型晶体管，所述开关元件为场效应型晶体管。7.如权利要求2至6中任一项所述的高频放大电路，其特征在于， 所述阻抗元件为电阻。8.如权利要求2至6中任一项所述的高频放大电路，其特征在于， 所述阻抗元件由电阻与电容的并联电路构成。9.如权利要求1至8中任一项所述的高频放大电路，其特征在于， 包括电压补偿电路，所述电压补偿电路基于对所述第一偏置控制元件和所述第二偏置控制元件的所述控制电压来补偿施加电压。10.如权利要求1至8中任一项所述的高频放大电路，其特征在于， 所述电压补偿电路由在所述第一偏置控制元件和所述第二偏置控制元件的所述控制电压的施加点与接地之间级联连接的多个补偿用控制元件构成。11.如权利要求1至10中任一项所述的高频放大电路，其特征在于， 将电容与电阻的并联电路连接在相比于所述高频放大器和所述偏置电路的连接点更靠高频信号被输入的一侧。12.如权利要求1至11中任一项所述的高频放大电路，其特征在于， 多级连接所述高频放大器， 对于所述多级的高频放大器的每一级形成有所述偏置电路。
【专利摘要】本发明涉及一种高频放大电路(10)，其包括高频用放大器(101)、偏置电路(20)。偏置电路(20)包括偏置控制元件(102、103)。偏置控制元件(102)的发射极经由电阻(201)连接于放大器(101)的基极。偏置控制元件(103)的发射极经由电阻(203)连接于开关元件(104)的集电极。开关元件(104)的发射极接地。在偏置控制元件(102)的发射极和偏置控制元件(103)的发射极之间连接有电阻(204)。向偏置控制元件(102、103)的基极施加控制电压(VCTL)。向开关元件(104)的基极施加与动作模式相应的偏置电流调整用电压(VLIN)。
【IPC分类】H03F1/32, H03F1/30, H03F3/19
【公开号】CN104904117
【申请号】CN201380068007
【发明人】广冈博之
【申请人】株式会社村田制作所
【公开日】2015年9月9日
【申请日】2013年10月28日
【公告号】US20150295549, WO2014103495A1
【技术领域】
[0001]本发明涉及将输入的高频信号放大后输出的高频放大电路。
【背景技术】
[0002]无线通信终端中使用着各种高频放大电路。这样的高频放大电路中，具有可改变多种动作模式的结构。例如，使用着专利文献I所示的高频放大电路。图17是专利文献I中记载的普通高频放大电路的电路图。
[0003]现有的高频放大电路1P包括由npn型晶体管构成的放大器101和偏置确定部20P。放大器101的发射极接地。放大器101的基极经由输入匹配电路901连接于输入高频信号的射频(RF)输入端子Pin。放大器101的集电极经由输出匹配电路902连接于输出经放大的高频信号的射频输出端子Pout。
[0004]放大器101的集电极经由线圈301连接于驱动电压施加端子Pra，从该驱动电压施加端子Pvrc将直流驱动电压Vrc施加于放大器101的集电极。驱动电压施加端子Pvrc与线圈301的连接点通过电容器401接地。
[0005]偏置确定部20P包括由npn型晶体管构成的偏置控制元件102。偏置控制元件102的发射极经由电阻201连接于高频放大用放大器101的基极。偏置控制元件102的集电极上连接有偏置用驱动电压施加端子Pvai，从该偏置用驱动电压施加端子P?将直流的偏置用驱动电压Vai施加于偏置控制元件102的集电极。
[0006]偏置控制元件102的基极经由电阻202连接于控制电压输入端子Pvct^从该控制电压输入端子Pvm将直流的控制电压Vm施加于偏置控制元件102的基极。
[0007]这种现有的高频放大电路1P中，将与动作模式相对应的控制电压VCTJf|加于偏置控制元件102的基极。在低线性模式(Low Linearity Mode)下，降低控制电压从而，从偏置控制元件102提供给高频放大用放大器101的基极电流Ibb变低，能够降低输出的高频信号电平，抑制功耗。在高线性模式(Hi Linearity Mode)下，提高控制电压Vm。从而，从偏置控制元件102提供给高频放大用放大器101的基极电流Ibb变高，可提高输出的高频信号电平。
现有技术文献
[0008]专利文献1:特开平11-330866号公报
【发明内容】
[0009]但是，在现有的高频放大电路1P中，若如上述那样在低线性模式时降低基极电流Ibb，则与基极电流Ibb相比高频信号电平增大，向偏置控制元件102施加了高频信号的影响。因此，提供给高频放大用放大器101的基极电流Ibb也受到高频信号的影响。由此，作为高频放大电路的AM-AM特性和EVM特性恶化。
[0010]图18是表示现有的高频放大电路的相对于输出功率的集电极电流特性的图。图19是表示现有的高频放大电路的相对于输出功率的AM-AM特性的图。图20是表示现有的高频放大电路的相对于输出功率的EVM特性的图。此外，所谓AM-AM特性是表示输入功率与输出功率的相位变化的指标。而所谓EVM特性是Error Vector Magnitude (误差矢量幅度)特性的缩略语，是表示在有故障的状况下的解调器性能的指标。
[0011]如图18所示，在低线性模式时，与高线性模式相比，集电极电流込被抑制得较低。
[0012]但是，如图19所示(参见粗箭头部分)，在超过5dBm的中间输出功率区域，AM-AM特性从O偏离，AM-AM特性劣化。与此相应，如图20所示(参见粗箭头部分)，EVM特性也劣化，变得高于高线性模式。
[0013]当前，随着数据传送量的增加，无线通信大都采用多值调制方式。但是，如上述那样，在现有的高频放大电路1P的结构的情况下，低线性模式中AM-AM特性和EVM特性较差，不能获得充分的解调性能。
[0014]本发明的目的在于，提供抑制低线性模式时的AM-AM特性、EVM特性劣化的高频放大电路。
[0015]本发明涉及包括放大高频信号的高频放大器、向高频放大器提供偏置电流的偏置电路、以及确定偏置电流的控制电压输入端子的高频放大电路。该高频放大电路的偏置电路包括:按照控制电压向高频放大器提供第一偏置电流的第一偏置控制元件；按照控制电压向高频放大器提供第二偏置电流的第二偏置控制元件；以及调整第一偏置控制元件的第一偏置电流输出端子与第二偏置控制元件的第二偏置电流输出端子之间的电位差的偏置调整电路。
[0016]采用此结构，由偏置调整电路调整提供给高频放大器的第一偏置电流和第二偏置电流的量。从而，能够对高频放大器提供与动作模式相应的偏置电流。例如，在低线性模式中，使偏置电流以某种程度增加时，能够抑制偏置电流不必要地增加。从而，能够抑制高频放大器的集电极电流Icc的不必要的增加，并能够抑制AM-AM特性和EVM特性的劣化。
[0017]并且，本发明的高频放大电路的偏置调整电路优选地为如下的结构。偏置调整电路包括阻抗元件、开关电路和偏置电流调整用电压施加端子。阻抗元件连接在第一偏置控制元件的第一偏置电流输出端子和第二偏置控制元件的第二偏置电流输出端子之间。开关电路将第二偏置电流输出端子设定在不同的第一电位或第二电位的任一者上。偏置电流调整用电压施加端子将偏置电流调整用电压施加于该开关电路。
[0018]采用此结构，根据偏置电流调整用电压，开关电路将第二偏置电流输出端子的电位调整为第一电位或第二电位。通过调整第二偏置电流的输出端子的电位，第一偏置电流输出端子和第二偏置电流输出端子之间的电位差改变，提供给高频放大电路的偏置电流被调整。从而，能够可靠且容易地调整偏置电流。
[0019]并且，本发明的高频放大电路的开关电路优选地包括根据来自偏置电流调整用电压施加端子的偏置电流调整用电压来控制通断的开关元件。
[0020]采用此结构，通过开关元件的通断来选择性地设定第一电位和第二电位。能够以更简单的电路结构来调整偏置电流。
[0021]并且，本发明的高频放大电路优选地包括控制电压同步调整电路。控制电压同步调整电路通过偏置电流调整用电压来调整由对第一偏置控制元件和第二偏置控制元件的控制电压所得到的施加电压。
[0022]采用此结构，第一偏置控制元件和第二偏置控制元件的偏置也被调整。从而，第一偏置电流和第二偏置电流也被调整，能够更可靠地抑制不必要的偏置电流的增加。
[0023]并且，在本发明的高频放大电路中，高频放大器、第一偏置控制元件、第二偏置控制元件和开关元件可以为npn型晶体管。
[0024]采用此结构，各有源元件部由同样的半导体元件实现。从而，能够在取得上述作用效果的同时以简单的结构实现高频放大电路。
[0025]并且，本发明的高频放大电路中，也可为，高频放大器、第一偏置控制元件和第二偏置控制元件为npn型晶体管，开关元件为场效应型晶体管。
[0026]即使为这种结构，也可在取得上述作用效果的同时以比较简单的结构实现高频放大电路。
[0027]并且，本发明的高频放大电路的阻抗元件优选地为电阻。
[0028]采用此结构，高频放大电路能够以简单的结构实现。
[0029]并且，本发明的高频放大电路的阻抗元件也可以为电阻与电容的并联电路。
[0030]采用此结构，可以使高频放大器中流过的偏置电流量更加降低，进一步抑制AM-AM特性和EVM特性的劣化。
[0031]并且，本发明的高频放大电路优选地包括电压补偿电路，基于对第一偏置控制元件和第二偏置控制元件的控制电压来补偿施加电压。
[0032]采用此结构，能够补偿控制电压的波动和第一、第二偏置控制元件的温度特性、高频放大器的温度特性。从而，改善高频放大特性。
[0033]并且，本发明的高频放大电路的电压补偿电路优选地由在第一偏置控制元件和第二偏置控制元件的控制电压的施加点与接地之间级联连接的多个补偿用控制元件构成。
[0034]采用此结构，能够以高精度且简单的电路结构实现电压补偿。
[0035]并且，本发明的高频放大电路中，可以在相比于高频放大器与偏置电路之间的连接点更靠高频信号被输入的一侧连接电容与电阻的并联电路。
[0036]米用此结构，能够提尚尚频放大电路的稳定性。
[0037]并且，本发明的高频放大电路中，可以将高频放大器多级连接，并且对于多级高频放大器的每一高频放大器形成偏置电路。
[0038]采用此结构，能够在各级获得上述作用效果，因此能够不使EVM特性等的高频特性劣化，更有效地发挥降低功耗的效果。
[0039]发明效果
依据本发明，能够抑制低线性模式下的AM-AM特性或EVM特性的劣化，而不对高线性模式的特性产生影响。
【附图说明】
[0040]图1是本发明的第一实施方式所涉及的高频放大电路的电路图。
图2是表示高线性模式时相对于输出功率Pout的发射极电压Ve2、Ve3和发射极电位差Λ (Ve3 - Ve2)的特性以及相对于输出功率Pout的偏置电流Ibb和部分电流Ia+Ib、Ic的特性的图。
图3是表示低线性模式时相对于输出功率Pout的发射极电压Ve2、Ve3和发射极电位差Λ (Ve3 - Ve2)的特性以及相对于输出功率Pout的偏置电流Ibb和部分电流Ib — Id、Ib、Id的特性的图。
图4是表示现有结构和第一实施方式的结构的相对于输出功率Pout的偏置电流IBB的特性的图。
图5是表示现有结构和第一实施方式的结构的相对于输出功率Pout的高频放 大器的集电极电流ICC的特性的图。
图6是表示现有结构和第一实施方式的结构的相对于输出功率Pout的AM-AM特性的图。
图7是表示现有结构和第一实施方式的结构的相对于输出功率Pout的EVM特性的图。 图8是RFIC和高频放大电路的复合模块的电路图。
图9是本发明的第二实施方式所涉及的高频放大电路的电路图。
图10是本发明的第三实施方式所涉及的高频放大电路的电路图。
图11是本发明的第四实施方式所涉及的高频放大电路的电路图。
图12是将第四实施方式的高频放大电路的低线性模式时相对于输出功率Pout的发射极电压Ve2与第一实施方式的高频放大电路的低线性模式时相对于输出功率Pout的发射极电压Ve2加以比较的图。
图13是将第四实施方式的高频放大电路的低线性模式时相对于输出功率Pout的AM-AM特性与第一实施方式的高频放大电路的低线性模式时相对于输出功率Pout的AM-AM特性加以比较的图。
图14是本发明的第五实施方式所涉及的高频放大电路的电路图。
图15是本发明的第六实施方式所涉及的高频放大电路的电路图。
图16是本发明的第七实施方式所涉及的高频放大电路的电路图。
图17是现有的普通高频放大电路的电路图。
图18是表示现有的高频放大电路的相对于输出功率的集电极电流特性的图。
图19是表示现有的高频放大电路的相对于输出功率的AM-AM特性的图。
图20是表示现有的高频放大电路的相对于输出功率的EVM特性的图。
【具体实施方式】
[0041]参照【附图说明】本发明的第一实施方式所涉及的高频放大电路。图1是本发明的第一实施方式所涉及的高频放大电路的电路图。
[0042]高频放大电路10包括放大器101 (与本发明的高频放大器相当)和偏置电路20。放大器101由npn型晶体管构成，发射极接地。放大器101的基极经由输入匹配电路901连接于射频输入端子Pin。放大器101的集电极经由输出匹配电路902连接于射频输出端子Pout。放大器101的集电极与输出匹配电路902的连接点经由线圈301连接于驱动电压施加端子Pra。驱动电压施加端子Pra与线圈301的连接点经由电容器401接地。从该驱动电压施加端子Pvrc将直流驱动电压Vcc施加到放大器101的集电极。
[0043]偏置确定部20包括偏置控制元件102、103和开关元件104。偏置控制元件102、103和开关元件104由npn型晶体管构成。偏置控制元件102与本发明的“第一偏置控制元件”相当，偏置控制元件103与本发明的“第二偏置控制元件”相当。
[0044]偏置控制元件102的发射极经由电阻201连接于放大器101的基极。该偏置控制元件102的发射极相当于本发明的“第一偏置电流输出端子”。
[0045]偏置控制元件102的集电极连接于偏置用驱动电压施加端子Ρναι。从该偏置用驱动电压施加端子Ptc。将直流的偏置用驱动电压V O)施加于偏置控制元件102的集电极。
[0046]并且，该偏置用驱动电压施加端子Prai也连接于偏置控制元件103的集电极，从该偏置用驱动电压施加端子Pvai也将直流的偏置用驱动电压V O1施加于偏置控制元件103的集电极。
[0047]偏置控制元件102、103的基极经由电阻202连接于控制电压输入端子Pvm。从该控制电压输入端子Ρνα将直流的控制电压V m施加于偏置控制元件102、103的基极。
[0048]偏置控制元件103的发射极经由电阻203连接于开关元件104的集电极。并且，偏置控制元件103的发射极经由电阻204连接于偏置控制元件102的发射极。该偏置控制元件103的发射极相当于本发明的“第二偏置电流输出端子”。
[0049]开关元件104的发射极接地。开关元件104的基极经由电阻205连接于偏置电流调整用电压施加端子PVUN。来自该偏置电流调整用电压施加端子Pvun的直流偏置电流调整用电压Vun被施加到开关元件104的基极。由开关元件104和电阻203、205构成的电路与本发明的“开关电路”相当。由开关元件104和电阻203、204、205构成的电路与本发明的“偏置调整电路”相当。
[0050]在这种结构的高频用放大器中，从射频输入端子Pin输入的高频信号经放大器101放大后从射频输出端子Pout输出。这时，放大器101获得与偏置电路20提供的偏置电流Ibb相应的输出。因此，可以通过调整偏置电流I吧从而切换放大器101的放大处理即动作模式。
[0051](i)Hi Linearity Mode(高线性模式)
图2是表示高线性模式时相对于输出功率Pout的偏置控制元件102的发射极电压Ve2、偏置控制元件103的发射极电压Ve3和发射极电位差△ (Ve3 — Ve2)的特性和相对于输出功率Pout的偏置电流Ibb和部分电流Ia+Ib、Ic的特性的图。
[0052]在高线性模式时，偏置电流调整用电压Vun被设定为小于开关元件104的动作阈值的电压。在这种情况下，开关元件104成为断开状态，电阻203的开关元件104侧的端部成为不与接地连接的状态。在这样的状态下，从控制电压输入端子Pvm将控制电压V CTji加于偏置控制元件102、103的基极，从偏置用驱动电压施加端子Pvai将偏置用驱动电压V Co施加于偏置控制元件102、103的集电极。从而，与控制电压VCTl相应的发射极电流Ib流入偏置控制元件102的发射极，与控制电压Va相应的发射极电流Ia流入偏置控制元件103的发射极。
[0053]此处，如上所述，电阻203的开关元件104侧的端部与接地断开，因此部分电流Ic大致成为0，偏置控制元件103的发射极电压Ve3被维持成高于偏置控制元件102的发射极电压Ve2。另一方面，由于偏置控制元件102的发射极经由电阻201、放大器101接地，因此发射极电压Ve2成为与它们的电压降相应的电压值。因此，如图2所示，在高线性模式时，偏置控制兀件103与偏置控制兀件102的发射极电压差Δ (Ve3 一 Ve2)与输出功率Pout无关地成为正值。
[0054]由于偏置控制元件103的发射极开路，因此其发射极电流Ia不流向电阻203，而流向电阻204。S卩，如图2所示，流向电阻203的部分电流Ic大致成为O。
[0055]从而，发射极电流Ia经由电阻204从偏置控制元件103侧向偏置控制元件102侧流动。例如，如图1所示，若设从偏置控制元件102的发射极流向偏置控制元件103的发射极的方向的电流为Id，则有Ia = — Ido
[0056]因此，在偏置控制元件102的发射极和放大器101的基极间连接的电阻201中流过的偏置电流Ibb成为Ib — (Id) = Ib+Ia(参照图2的下部)。因此，来自偏置控制元件102的发射极电流Ib和来自偏置控制元件103的发射极电流Ia相加后作为偏置电流1吧提供给放大器101的基极。
[0057]从而，在高线性模式时，偏置电流Ibb不被抑制地提供给放大器101。
[0058](ii) Low Linearity Mode (低线性模式)
图3是表示在低线性模式时相对于输出功率Pout的发射极电压Ve2、Ve3和发射极电位差Λ (Ve3 - Ve2)的特性以及相对于输出功率Pout的偏置电流Ibb和部分电流Ib — Id、Ib、Id的特性的图。
[0059]在低线性模式时，偏置电流调整用电压Vun设定为开关元件104的动作阈值以上的电压。在此情况下，开关元件104成为导通状态，电阻203的开关元件104侧的端部与接地连接。在这种状态下，从控制电压输入端子Pv^将控制电压V a施加于偏置控制元件102、103的基极，从偏置用驱动电压施加端子Pvai将偏置用驱动电压V O1施加于偏置控制元件102、103的集电极。从而，向偏置控制元件102的发射极流入与控制电压应的发射极电流Ib，向偏置控制元件103的发射极流入与控制电压Va相应的发射极电流la。
[0060]此处，如上所述，与电阻203连接的开关元件104侧的端部与接地短路，因此使偏置控制元件103的发射极电压Ve3降低至接近于接地电位。另一方面，由于偏置控制元件102的发射极经由电阻201、放大器101接地，因此发射极电压Ve2成为与它们的电压降相应的电压值。因此，发射极电压Ve3变得低于发射极电压Ve2。因此，如图3所示，在低线性模式时，偏置控制兀件103与偏置控制兀件102的发射极电压差Δ (Ve3 一 Ve2)与输出功率Pout无关地成为负值。
[0061]因此，发射极电流Ia流向电阻203而不流向电阻204。而且，发射极电流Ib的一部分也从偏置控制元件102侧向偏置控制元件103侧流过电阻204。即，发射极电流Ib分流到电阻201和电阻204。若设该分流部分为Idb，则有Id = Idb。
[0062]因此，流向连接在偏置控制元件102的发射极和放大器101的基极之间的电阻201的偏置电流Ibb成为Ib - (Id) = Ib -1db。从而，向放大器101的基极提供从来自偏置控制元件102的发射极电流Ib减去了分流到电阻204的电流Idb后的电流以作为偏置电流 Ibb。
[0063]此时，从射频输入端子Pin输入的高频信号(RF信号)的一部分经由电阻201输入到偏置电路20。此处，偏置控制兀件103和偏置控制兀件1 02的发射极电压差Δ (Ve3 一Ve2)为负值，发射极电压Ve2高于发射极电压Ve3。
[0064]因此，高频信号经由电阻204、电阻203、开关元件104流入接地。从而，能够抑制流入偏置控制元件102、103的高频信号，抑制高频信号对偏置电流IBB的不良影响。因此，可改善高频放大电路10的AM-AM特性和EVM特性。
[0065]并且，通过上述结构，在低线性模式时，偏置电流‘比现有结构更受到抑制，提供给放大器101。
[0066](现有结构与本实施方式的结构的特性比较)
图4是表示现有结构和第一实施方式的结构的相对于输出功率Pout的偏置电流IBB的特性的图。在高线性模式时，如图4所示，通过采用本实施方式的结构，从而能够将与现有结构相同的偏置电流Ibb提供给放大器101。并且，在低线性模式时，如图4所示，通过采用本实施方式的结构，从而能够使偏置电流Ibb比现有结构减小。
[0067]图5是表示现有结构和第一实施方式的结构的相对于输出功率Pout的高频放大器的集电极电流Icc的特性的图。在高线性模式时，通过采用本实施方式的结构来提供与现有结构相同的偏置电流IBB，因此，如图5所示，能够获得与现有结构相同的集电极电流Icc。并且，在低线性模式时，通过采用本实施方式的结构来提供比现有结构更受抑制的偏置电流IBB，因此，如图5所示，能够使集电极电流Ia;比现有结构减小。
[0068]图6是表示现有结构和第一实施方式的结构的相对于输出功率Pout的AM-AM特性的图。在高线性模式时，通过采用本实施方式的结构可获得与现有结构相同的集电极电流I。。，因此，如图6所示能够与现有结构同样地获得优良的AM-AM特性。并且，在低线性模式时，通过采用本实施方式的结构，从而可比现有结构更加抑制集电极电流Im特别是能够抑制5dBm以上的输出功率区域的集电极电流Irc，由于进入偏置电路20的高频信号流入电阻203侧，能够抑制高频信号给予偏置电路20的影响，因此，如图6所示与现有结构相比能够改善AM-AM特性。特别是能够改善中间输出功率区域的AM-AM特性。
[0069]图7是表示现有结构和第一实施方式的结构的相对于输出功率Pout的EVM特性的图。在高线性模式时，通过采用本实施方式的结构从而可得到与现有结构相同的集电极电流Irc，因此如图7所示，能够与现有结构同样地获得优良的EVM特性。并且，在低线性模式时，通过采用本实施方式的结构从而能够比现有结构更加抑制集电极电流I。。，特别是抑制5dBm以上的集电极电流Icc，由于进入偏置电路20的高频信号流入电阻203侧，能够抑制高频信号给予偏置电路20的影响，因此如图7所示，与现有结构相比能够改善EVM特性。特别是能够改善中间输出功率区域的EVM特性。
[0070]如以上所述，通过采用本实施方式的高频放大电路，能够不对高线性模式的特性产生影响地，抑制低线性模式时的AM-AM特性、EVM特性的劣化，从而带来改善。
[0071]还有，上述的图1中，示出了具有射频输入端子Pin、控制电压输入端子Ρνα和偏置电流调整用电压施加端子Pvun的例子，但是也可以为图8所示的结构。图8是RFIC和高频放大电路的复合模块的电路图。
[0072]高频放大电路10的射频输入端子Pin、控制电压输入端子Pvm和偏置电流调整用电压施加端子Pvun成为RFIC100的输出端子。
[0073]RFIC100生成控制电压Vm、偏置电流调整用电压Vun和高频信号RF。RFIC100经由电阻202将控制电压加于偏置控制元件102、103。RFIC100经由电阻205将偏置电流调整用电压Vun施加于开关元件104。这时，RFIC100根据动作模式设定并施加偏置电流调整用电压VUN。RFIC100经由输入匹配电路901将高频信号RF输入到放大器101。
[0074]接着，参照【附图说明】第二实施方式所涉及的高频放大电路。图9是本发明的第二实施方式所涉及的高频放大电路的电路图。本实施方式的高频放大电路1A的偏置电路20A的开关元件与第一实施方式所涉及的高频放大电路10不同，而其他结构与第一实施方式所涉及的高频放大电路10相同。包括本实施方式，在以后的各实施方式中仅就与作为对象的实施方式不同的地方加以说明。
[0075]本实施方式的偏置电路20A的开关元件14A由FET(场效应晶体管)构成。偏置电流调整用电压施加端子Pvun基于FET的阈值电压来设定。因此，即使采用本实施方式的高频放大电路10A，也可以取得与第一实施方式的高频放大电路10相同的作用效果。
[0076]接着，参照【附图说明】第三实施方式所涉及的高频放大电路。图10是本发明的第三实施方式所涉及的高频放大电路的电路图。本实施方式的高频放大电路1A与第一实施方式所涉及的高频放大电路10相比，在关于输入匹配电路901与放大器101的连接结构和偏置电路20的连接结构上不同，而其他结构与第一实施方式所涉及的高频放大电路10相同。
[0077]在高频放大电路1B的输入匹配电路901和放大器101之间连接有电容器411与电阻211的并联电路。该并联电路的放大器101侧，连接于与偏置电路20连接的电阻201。并且，并联电路的输入匹配电路901侧，经由电阻206与偏置电路20的偏置控制元件102的发射极连接。
[0078]通过采用这样的结构，可以取得与上述的实施方式相同的作用效果，而且，由于可以通过增加的电路来调整高频放大电路1B的稳定系数，因此能够更可靠地防止高频放大电路1B振荡。从而，能够提升尚频放大电路1B的稳定性。
[0079]接着，参照【附图说明】第四实施方式所涉及的高频放大电路。图11是本发明的第四实施方式所涉及的高频放大电路的电路图。与第一实施方式所涉及的高频放大电路10相比，本实施方式的高频放大电路1C的偏置电路20C的结构不同，而其他结构与第一实施方式所涉及的高频放大电路10相同。
[0080]与第一实施方式所涉及的偏置电路20相比，偏置电路20C增加了电容器421。电容器421与电阻204并联连接。即，偏置控制元件103的发射极和偏置控制元件102的发射极通过电阻204和电容器421的并联电路进行连接。
[0081]图12是将第四实施方式的高频放大电路的低线性模式时相对于输出功率Pout的发射极电压Ve2与第一实施方式的高频放大电路的低线性模式时相对于输出功率Pout的发射极电压Ve2加以比较的图。还有，图12和后述的图13中，作为电容值较大的情况示出了 1pF的情况，作为电容值较小的情况示出了 0.5pF的情况。
[0082]如本实施方式那样，通过设置电容器421，从而可减小低线性模式时的偏置控制元件102的发射极电压Ve2。这时，通过调整电容器421的电容值，从而可调整发射极电压Ve2的减小量。具体而言，如图12所示，可通过加大电容器421的电容值从而使发射极电压Ve2更低。
[0083]图13是将第四实施方式的高频放大电路的低线性模式时相对于输出功率Pout的AM-AM特性与第一实施方式的高频放大电路的低线性模式时相对于输出功率Pout的AM-AM特性加以比较的图。
[0084]如本实施方式那样，通过设置电容器421从而可调整低线性模式时的偏置控制元件102的AM-AM特性。具体而言，如图13所示，通过加大电容器421的电容值从而可将中间输出功率区域的AM-AM特性向负值侧偏移，因此能够调整电容器421的电容值来适当地调整AM-AM特性。
[0085]如此，通过采用本实施方式的结构可适当地调整AM-AM特性，获得更合适的AM-AM特性。从而，进一步改善EVM特性。
[0086]接着，参照【附图说明】第五实施方式所涉及的高频放大电路。图14是本发明的第五实施方式所涉及的高频放大电路的电路图。本实施方式的高频放大电路1D的偏置电路20D的结构，与第一实施方式所涉及的高频放大电路10不同，而其他结构与第一实施方式所涉及的高频放大电路10相同。
[0087]与偏置电路20相比，高频放大电路1D的偏置电路20D增加了电压补偿电路21。电压补偿电路21由将补偿用控制元件501、502级联连接的结构构成。补偿用控制元件501、502由与放大器101、偏置控制元件102、103相同的npn型晶体管构成。更具体的控制电压调整电路21的结构是，补偿用控制元件501的集电极连接于偏置控制元件102、103的基极。补偿用控制元件501的集电极连接于自身(补偿用控制元件501)的基极。补偿用控制元件501的发射极连接于补偿用控制元件502的集电极。补偿用控制元件502的集电极连接于自身(补偿用控制元件502)的基极。补偿用控制元件502的发射极接地。
[0088]这种结构的电压补偿电路21中，若来自控制电压输入端子Pvm的控制电压V。1的电压值升高、偏置控制元件102、103的基极电压上升，则同时流入电压补偿电路21的电流增加。从而，由于电阻202上的电压降增大，因此对基极电压的上升进行补偿并保持为恒定。另一方面，若来自控制电压输入端子Pvm的控制电压V⑩的电压值降低、偏置控制元件102、103的基极电压下降，则同时流入电压补偿电路21的电流減少。从而，由于电阻202上的电压降减小，对基极电压的降低进行补偿并保持为恒定。并且，受到放大器101和偏置控制元件102、103的温度特性的影响，即使控制电压VCTl是恒定的，可以认为放大特性也会发生变化。但是，可以通过设置电压补偿电路21来进行温度补偿。
[0089]接着，参照【附图说明】第六实施方式所 涉及的高频放大电路。图15是本发明的第六实施方式所涉及的高频放大电路的电路图。与第五实施方式所涉及的高频放大电路1D相比，本实施方式的高频放大电路1E的偏置电路20E的结构不同，其他结构与第五实施方式所涉及的高频放大电路1D相同。
[0090]与高频放大电路1D的偏置电路20D相比，高频放大电路1E的控制偏置调整电路20E增加了控制电压同步调整电路22。控制电压同步调整电路22包括调谐用控制元件511、512、电阻211、212。调谐用控制元件511、512由npn型晶体管构成。
[0091]调谐用控制元件511的发射极接地，基极经由电阻211连接于偏置电流调整用电压VUN。调谐用控制元件511的集电极经由电阻212连接于调谐用控制元件512的发射极。调谐用控制元件512的基极连接于偏置控制元件102、103的基极，并且与自身(调谐用控制元件512)的集电极相连。调谐用控制元件511具有与开关元件104同等的特性，被接近地配置。通过采用这样的结构，从而在各动作模式时产生如下所示的动作。
[0092](高线性模式时)
在高线性模式时，偏置电流调整用电压Vun被设定为小于开关元件104的阈值电压。因此，偏置电流调整用电压Vun小于调谐用控制元件511的阈值电压，调谐用控制元件511成为断开状态。从而，保持调谐用控制元件512的发射极电压为高电位，偏置控制元件102、103的基极电压也为高电位。因此，可以将与控制电压Vm相应的电流提供给偏置控制元件102、103，并将对于放大器101的偏置电流1吧也保持得较高。
[0093](低线性模式时)
在低线性模式时，偏置电流调整用电压Vun被设定在开关元件104的阈值电压以上。因此，偏置电流调整用电压Vun成为调谐用控制元件511的阈值电压以上，调谐用控制元件511成为导通状态。从而，调谐用控制元件512的发射极经由电阻212与接地连接，发射极电压变低。由于调谐用控制元件512的发射极电压降低，从而与控制电压U目应的电流的一部分流向控制电压同步调整电路22，偏置控制元件102、103的基极电流降低。因此，由偏置控制元件102、103对放大器101提供的偏置电流‘被抑制。从而，进一步降低功耗，与第一实施方式的结构相比，可以将必需的两个控制端子归并为一个。
[0094]接着，参照【附图说明】第七实施方式所涉及的高频放大电路。图16是本发明的第七实施方式所涉及的高频放大电路的电路图。本实施方式的高频放大电路1F是以两级来构成高频放大用放大器的电路，对于各级放大器的偏置电路的基本结构与上述实施方式中所示的相同。
[0095]高频放大电路1F包括高频放大用放大器1011、1012。放大器1011、1012由npn型晶体管构成。放大器1011、1012的发射极接地。放大器1011的基极经由输入匹配电路901连接于射频输入端子Pin。放大器1011的集电极经由级间匹配电路903连接于放大器1012的基极。偏置控制元件102的集电极经由输出匹配电路902连接于射频输出端子Pout0
[0096]从偏置电路20F1向放大器1011提供偏置电流Ibbi。从偏置电路20F2向放大器1012提供偏置电流IBB2。作为基本结构，偏置电路20F1、20F2与上述第六实施方式所涉及的偏置电路20E相同，但是偏置用驱动电压施加端子Ptcc1、控制电压输入端子PVCTP偏置电流调整用电压施加端子PVUN、电阻205和控制电压同步调整电路22被共用。
[0097]即使采用这样的结构，也可以取得与上述的各实施方式相同的作用效果。并且，通过两级连接尚频放大用放大器，可提尚作为尚频放大电路的放大率。特别是可以提尚在尚线性模式时的放大率。另一方面，能够抑制各级的功耗，因此可以更有效地降低作为高频放大电路的功耗。
[0098]还有，本实施方式示出了两级的例子，但是可以进一步多级化。
[0099]并且，上述各实施方式的结构可以被组合。例如，可以将第二实施方式的结构和第三实施方式的结构组合，或将第三实施方式的结构和第四实施方式的结构组合。
标号说明
[0100]10、10A、10B、10C、10D、10E、10F、10P:高频放大电路；
20、20A、20C、20D、20E、20F1、20F2、20P:偏置电路；
21:电压补偿电路；
22:控制电压同步调整电路；
100 -RFIC ；
101,1011,1012:高频放大器；
102:偏置控制元件(第一偏置控制元件)；
103:偏置控制元件(第二偏置控制元件)；
104、104A:开关元件；
501,502:补偿用控制元件；
511,512:调谐用控制元件；
201、202、203、204、205、206、211、212:电阻；301:线圈；
401、411、421:电容器；
901:输入匹配电路；
902:输出匹配电路；
903:级间匹配电路；
Pin:射频输入端子；
Pout:射频输出端子；
Pvcl;:驱动电压施加端子；
Ptcc1:偏置用驱动电压施加端子；
Prax:控制电压输入端子；
Pvun:偏置电流调整用电压施加端子；Vcc:驱动电压；
Vcx1:偏置用驱动电压；
V。。:控制电压；
VUN:偏置电流调整用电压
【主权项】
1.一种高频放大电路，所述高频放大电路包括 放大高频信号的高频放大器、 向高频放大器提供偏置电流的偏置电路、以及 确定所述偏置电流的控制电压输入端子， 所述偏置电路包括: 按照所述控制电压向所述高频放大器提供第一偏置电流的第一偏置控制元件； 按照所述控制电压向所述高频放大器提供第二偏置电流的第二偏置控制元件；以及调整所述第一偏置控制元件的所述第一偏置电流输出端子和所述第二偏置控制元件的所述第二偏置电流输出端子之间的电位差的偏置调整电路。2.如权利要求1所述的高频放大电路，其特征在于， 所述偏置调整电路包括: 在所述第一偏置控制元件的所述第一偏置电流输出端子和所述第二偏置控制元件的所述第二偏置电流输出端子之间连接的阻抗元件； 将所述第二偏置电流输出端子设定在不同的第一电位或第二电位中的任一者上的开关电路；以及 将偏置电流调整用电压施加于所述开关电路的偏置电流调整用电压施加端子。3.如权利要求2所述的高频放大电路，其特征在于， 所述开关电路包括开关元件，所述开关元件根据来自所述偏置电流调整用电压施加端子的偏置电流调整用电压来进行通断控制。4.如权利要求3所述的高频放大电路，其特征在于， 包括控制电压同步调整电路，所述控制电压同步调整电路利用所述偏置电流调整用电压来调整由对所述第一偏置控制元件和所述第二偏置控制元件的所述控制电压所得到的施加电压。5.如权利要求3或4所述的高频放大电路，其特征在于， 所述高频放大器、所述第一偏置控制元件、所述第二偏置控制元件和所述开关元件为npn型晶体管。6.如权利要求3或4所述的高频放大电路，其特征在于， 所述高频放大器、所述第一偏置控制元件和所述第二偏置控制元件为npn型晶体管，所述开关元件为场效应型晶体管。7.如权利要求2至6中任一项所述的高频放大电路，其特征在于， 所述阻抗元件为电阻。8.如权利要求2至6中任一项所述的高频放大电路，其特征在于， 所述阻抗元件由电阻与电容的并联电路构成。9.如权利要求1至8中任一项所述的高频放大电路，其特征在于， 包括电压补偿电路，所述电压补偿电路基于对所述第一偏置控制元件和所述第二偏置控制元件的所述控制电压来补偿施加电压。10.如权利要求1至8中任一项所述的高频放大电路，其特征在于， 所述电压补偿电路由在所述第一偏置控制元件和所述第二偏置控制元件的所述控制电压的施加点与接地之间级联连接的多个补偿用控制元件构成。11.如权利要求1至10中任一项所述的高频放大电路，其特征在于， 将电容与电阻的并联电路连接在相比于所述高频放大器和所述偏置电路的连接点更靠高频信号被输入的一侧。12.如权利要求1至11中任一项所述的高频放大电路，其特征在于， 多级连接所述高频放大器， 对于所述多级的高频放大器的每一级形成有所述偏置电路。
【专利摘要】本发明涉及一种高频放大电路(10)，其包括高频用放大器(101)、偏置电路(20)。偏置电路(20)包括偏置控制元件(102、103)。偏置控制元件(102)的发射极经由电阻(201)连接于放大器(101)的基极。偏置控制元件(103)的发射极经由电阻(203)连接于开关元件(104)的集电极。开关元件(104)的发射极接地。在偏置控制元件(102)的发射极和偏置控制元件(103)的发射极之间连接有电阻(204)。向偏置控制元件(102、103)的基极施加控制电压(VCTL)。向开关元件(104)的基极施加与动作模式相应的偏置电流调整用电压(VLIN)。
【IPC分类】H03F1/32, H03F1/30, H03F3/19
【公开号】CN104904117
【申请号】CN201380068007
【发明人】广冈博之
【申请人】株式会社村田制作所
【公开日】2015年9月9日
【申请日】2013年10月28日
【公告号】US20150295549, WO2014103495A1
最新回复(0)