用于解调q态gfsk调制信号的方法和装置的制造方法
用于解调q态gfsk调制信号的方法和装置的制造方法
【技术领域】
[0001] 本发明设及信号传输领域，更准确地设及对通过经高斯滤波频移Q态调制的信号 进行接收。本发明更精确地设及一种对至少一个此类接收信号进行解调和解码的方法。
【背景技术】
[000引双态频移调制也被称为频移键控(prequen巧沈ift K巧ing，FSK)，其中，逻辑0由 频率为f。的信号进行表示，W及逻辑1由频率为f1的信号进行表示。四态频移调制也被称 为正交频移键控（Quaternary Rrequency Shift Keying，QFSK)，分布在带宽上的四个频率 各自与一个符号关联。
[0003] 在对连续相位进行频移键控调制中，电压控制振荡器对比特信号化itsignal)进 行控制。在该一实现方式中，比特间（inter-bit)转变之间没有相位变化，因此被称为恒定 相位调制。然而，由于待调制信号的二进制特性，所W频率会发生快速变化，进而导致对使 用乂帝见。
[0004] 由高斯滤波器进行预滤波的频移键控旨在减小带宽，因此被称为高斯滤波频移键 控调制，也被称为高斯频移键控（GaussianRrequen巧ShiftKeying,GFSK)。
[0005] 高斯滤波减小了待调制信号的带宽，并且也减小了调制信号的带宽。因此，与普通 的频移键控调制相比，GFSK调制具有更好的频谱效率。GFSK在藍牙或数字增强无绳电话 值igital Enhanced Cordless Tel巧hone, DECT)等标准中得到应用。
[0006] 然而，高斯滤波调制器W及进行信号传输的通信信道中存在的多轨迹效应 (multi-trajectcxry effect)导致了符号间干扰，使得信号的解调包括了非线性方面，从而 使其实现较为复杂。
[0007] 已经提出了对经GSFK调制的调制信号进行解调的不同方法。例如，Mi chae 1 Speth 等人的论文"MLSE Based Detection for GFSK Si即als with Arbitrary Modulation Index(针对任意调制指数的GFSK信号的基于MLSE的检测）"描述了一种对具有任意调制 指数的GFSK信号进行解码的方法。
[000引论文作者从针对GFSK信号的线性传输的模型出发，特别地对模拟传输信道的影 响的传递函数h进行了建模。接收到的GFSK信号为
[0009]
[0010] 其中，传输相位为
[0011]
[0012] 在实践中，相位ak_i被其估计值如_1所代替，该估计值借助于维特比网格（Viterbi trellis)并且基于每个维特比步骤中所作出的判定进行估计。对转变的度量基于接收到的 信号与根据先前估计状态所重构的信号之间的差异。
[001引Benseker等人的论文"A 1mm^ 1. 3mW GSM/邸GE Digital Baseband Receiver ASICin0.13ymCMOS(0.13微米CMOS制成的1mm2 1.3mWGSM/邸GE数字基带接收器专 用集成电路）"描述了借助于MLSE均衡器对高斯最小频移键控佑aussianMinimumShift Keying,GMSK)型信号的解调，并且该论文旨在降低度量计算的复杂度。在该方法中，通过 使用判定反馈序列估计器值ecisionFeedbackSequenceEstimator,DFSE)，确定了对传 输信道的脉冲响应的估计，并且由此产生的前置滤波器（pre-filter)被应用于接收到的 信号。
[0014] Michael Ready等人的论文"Demodulation of Cochannel FSK Signals Using Joint Maximum Ukelihood Sequence Estimation(使用联合最大似然序列估计的同信 道FSK信号的解调）"描述了联合最大似然序列估计Manchester编码频移键控（Joint Maximum Likelihood Sequence Estimation Manchester-encoded, frequency - shift k巧ing，JMLSE MEFSK)解调器并且使用了维特比（Viterbi)算法。
[0015] 然而，该些方法并不完全令人满意，特别是由于该些方法对硬件的要求。特别地， 该些方法通常无法对由具有四状态高斯滤波的频移键控（化equency shift keying with Gaussian filtering with four states, QGFSK)调制的信号进行解调。
【发明内容】
[0016] 本发明的目的在于允许对通过高斯滤波频移键控（例如，GSFK或QGFSK调制）Q态 调制的信号进行解调，该方法对进行解调的硬件具有最小的要求并且保持了好的解调和解 码质量。解调器得到均衡器的协助W更好地区分所接收的符号，所接收的符号受到符号间 (inter-symbol)干扰而改变。
[0017] 为此，根据第一方面，本发明提供了一种对接收的至少一个经高斯滤波的频移键 控Q态调制的信号进行解调和解码的方法，所述信号接收自通信信道并且包括由消息符号 构成的消息，其特征在于，为了确定消息符号，
[001引通过将线性滤波器施加到可能的连续消息符号的通过相移键控的M个Q态调制乘 积的多个序列上来对多个可能的相位增量进行估计；
[0019] 该方法的先前迭代的累积相位被加到所述可能的相位增量的每一个上W得到估 计相位；
[0020] 通过选择所述估计相位与接收到的信号最接近的可能的连续符号来确定所述消 息符号。
[0021] 根据第一方面，本发明有利地通过被单独采用或根据其不同的可能组合采用的下 述不同特性来完成。
[0022] 当频移键控调制为的双态高斯滤波频移键控调制时，相移键控调制为二进制相移 键控炬inary Phase Shift Ke}dng,BPSK)调制。
[0023] 当频移键控调制为的四态高斯滤波频移键控调制时，相移键控调制为四进制相移 键控（Quaternary化ase Shift K巧ing，QPSK)调制。
[0024] 所述选择可能的连续符号借助于最大似然标准来实现；
[0025] 所述选择估计相位与所接收的信号最接近的可能连续符号借助于Viterbi算法 来实现，Viterbi算法的网格由线性滤波器决定；
[0026] 新的累积相位通过向该方法的先前迭代的累积相位增加一对应于所确定的消息 符号的相移键控的相位增量来确定，所述新的累积相位为针对该方法的后续迭代的累积相 位；
[0027] 所述线性滤波器通过将二次误差标准的最小平方最小化来获得，该二次误差标准 表示了消息符号的已知序列通过相移键控的调制乘积与所接收的信号的、和消息符号的所 述已知序列对应的一部分之间的差异；
[002引所述线性滤波器是有M个系数建模的通信信道的脉冲响应的估计；
[0029] 对所述通信信道的脉冲响应的建模考虑到符号的调制从相移键控（PSK)调制到 频移键控（FSK)调制的转移；
[0030] 所述通信信道的脉冲响应根据所接收的信号中存在的符号的已知序列进行估计， 所述方法包括W下步骤：
[0031] 提取与包含在所接收的信号中的符号的已知序列对应的符号；
[0032] 通过进行所述已知序列的符号的相移键控调制来构造参考信号R;
[0033] 根据所述参考信号R的分量构造矩阵P;
[0034] 通过将所述矩阵P施加到其分量对应于已知序列的符号的向量V来确
[0035] 定对所述通信信道的脉冲响应进行建模的矩阵H;
[0036] 所述矩阵P对应于维度为（L-M)XM的Hankel矩阵M的化nrose伪逆，Hankel矩 阵M由所述参考信号R的分量构成，其中L为所述已知序列的符号的个数。
[0037] 根据第二方面，本发明还设及一种用于至少一个接收的经高斯滤波频移键控Q态 调制信号进行解调和解码的解码器-均衡器，包括：至少一个存储器和一个处理器，所述处 理器被配置为实现根据第一方面的方法。本发明的第二方面也设及一种用于对使用Q态 GFSK高斯滤波器进行频移键控调制的信号进行接收的接收器，包括至少一个根据第二方面 的解调器-均衡器。
[003引根据第=方面，本发明还设及一种计算机程序产品，包括用于执行根据第一方面 的方法的步骤的程序代码指令，其中，所述程序由包括至少一个处理器的计算系统来执行。 典型地，所述计算机程序产品采用计算机可读信息介质的形式。
【附图说明】
[0039] 通过W下仅作为非限定性示例并且参考附图给出的说明，本发明将被更好地理 解，在附图中：
[0040] 通过W下描述，本发明的特征、目的和优点将显现，描述是示例性和非限定的，并 且必须参考附图，其中：
[0041] 图1为示出了用于执行根据本发明的方法的、装配有根据本发明的解调器-均衡 器的接收器的示图；
[0042] 图2为示出了根据本发明的方法的可能实施例的连续不同步骤的原理图；
[0043] 图3为示出了根据本发明的方法的可能实施例用于对通信信道的建模进行确定 的可能模式的不同步骤的原理图；
[0044] 图4为部分地示出了具有两个节点的网格的结构的示图；
[0045] 图5的曲线图示出了执行根 据本发明的方法的可能实施例所产生的仿真结果的 不同曲线；W及
[0046] 图6的曲线图示出了根据本发明的方法的可能实施例的某些实施方式所用的相 位噪声。
【具体实施方式】
[0047] 使用接收器1来接收通过经高斯滤波频移键控Q态调制的信号，该接收器1执行 此类接收所需的不同功能。所述接收器1可W是收发器，但在本发明与信号接收有关的范 围内，本说明书将仅指经由接收器1的接收，下面将描述尽管典型但纯说明性的操作。
[0048]信号借助于射频部分2进行接收，该射频部分2包括；被连接到射频接收模块和射 频处理模块上并用于接收信号的至少一个天线3、用于处理所接收信号的采样-保持电路4 W及模拟-数字转换器5。然后，所接收的信号由处理级6进行处理W被数字滤波，然后在 检测到上升沿时被特别处理W进行自动增益控制，该自动增益控制特别地控制射频部分。
[0049]接收器进行采集并且保持同步，并且借助于解调器-均衡器7的处理器8对信号 进行解调，然后进行解交织和信道解码，接下来进行二进制解扰，从而最终恢复出信源处的 二进制源。
[0化日]解调器-均衡器7的作用为对W二进制序列接收的QGFSK调制信号进行转换，该 调制信号随后将被传输至信道解码器。解调器-均衡器7包括至少一个处理器8,优选地为 用于处理数字信号的处理器或者数字信号处理器DSP，并且解调器-均衡器7优选地包括存 储器9。
[0化1] 在下文中，假设已经获得频率和时间同步，并且在频率符号处被采样的接收信号 的相位是可获得的。
[0化2] 根据本发明的解调方法W及用于执行该解调方法的解调器-均衡器旨在借助于 线性滤波器根据滤波后的频移键控Q态调制的参考信号重构经高斯滤波频移键控（GFSK)Q 态调制的信号。
[0053]本发明利用了发明人所发现的、未经发表的特性，根据该特性，经高斯滤波频移键 控调制的消息的第k个符号对应于同一消息的相移键控调制的乘积之和，利用对通信信道 进行建模的线性滤波器的系数对相移键控调制的乘积进行加权，其中包括从相移键控调制 转移到频移键控调制。
[0化4]该样，如果GFSK(k)表示第k个消息符号的双态高斯滤波频移键控调制，M表示线 性滤波器的系数的个数，H(m)表示对通信信道的脉冲响应建模的所述线性滤波器的第m个 系数，W及BPSK(l)表示对原始第1个消息符号的二进制相移键控调制，则可得到下式：
[0化引 W及在四态QGFSK调制的情况下；
[0059]
[0060] 其中，
[0061]
[0062] 因此，有可能借助于相移键控调制对高斯滤波频移键控调制的信号进行处理。得 知消息符号的已知序列即可确定线性滤波器的系数。
[0063] 实际上，本发明采用了根据经相移键控调制的参考信号来重构经高斯滤波频移键 控调制的信号。
[0064] 因此，根据本发明，
[0065] 通过将线性滤波器施加到可能的连续消息符号的通过相移键控的M个Q态调制乘 积的多个序列上来对多个可能的相位增量进行估计；
[0066] 该方法的先前迭代的累积相位被加到所述可能的相位增量的每一个上W得到估 计相位；
[0067] 所述消息符号通过选择估计相位与接收到的信号最接近的消息符号来确定。
[0068] 当频移键控调制为双态（即Q= 2)高斯滤波频移键控（GFSK)调制时，相移键控 调制为二进制相移键控炬inaryPhaseShiftKe}dng，BPSK)调制。
[0069] 当频移键控调制为四态（四态即Q= 4)高斯滤波频移键控QGFSK调制时，相移键 控调制为四进制相移键控（QuaternaryPhaseShiftKeying,QPSK)调制。
[0070] 为了充分考虑符号间干扰而不使本发明过载，选择2《M《4。具有3个系数的线 性滤波器被认为符合要求，因而优选地M= 3。
[0071] 优选地，所述可能的连续符号的选择借助于最大似然标准来完成，例如，借助于维 特比算法来完成，维特比算法的网格由线性滤波器来确定。在设及该一算法的实施例的情 况下进行W下描述。
[0072]参考图2,方法包括读取接收到的符号Z化）的第一步骤SOI，该接收到的符号Z化） 形成通信信道的接收到的信号的一部分。
[007引 最大似然序列估计（MaximumUkelihoodSequenceEstimation,MLSE；)解调 器-均衡器对W最大似然发送的符号序列进行估计：均衡器将接收的符号的序列与理论预 计算的序列相比较。如果Q表示所采用的调制方案的状态的个数并且N表示接收到的符号 的个数，则理论上需要计算接收到的序列与皆个序列之间的欧几里得巧uclidian)距离， 所W形成并且从皆序列中选择给出最小距离的序列。
[0074] 该算法的复杂度是无法避免的，因为必须计算针对每个接收到的序列的皆个欧几 里得距离。但是，当对通信信道的脉冲响应建模的线性滤波器的系数的个数M满足妒《128 时，可W显著减少使用维特比算法（常规地用在卷积编码解码器中）将要完成的运算量。
[0075] 借助于卷积编码器在二进制集合上进行的信道编码类似于调制信号通过通信信 道的偏移。同样地，有可能借助于对通信信道的脉冲响应建模的系数来生成网格。
[0076] 与经典的维特比算法相比，根据本发明的方法具有特有的特征，即迭代地建立高 质量的参考信号，同时由于得到了网格，所W估计的二级制序列是逐渐可获得的（仅当用 于更新累积路径度量的方法和对存留支路的选择完成后，二进制序列才被完成）。
[0077] 在Q态调制和由M态进行建模的通信信道的情况下，每个时刻可得到QM个态。通 过读取接收到的符号Z化)，计算针对网格的QM个态的分支度量（步骤S02)，该网格可借助 于模拟通信信道的脉冲响应的线性滤波器的系数来得到。
[0078] 根据先前接收到的符号所作的连续判定产生的k-M时刻的累积相位是已知的，其 被标记为Ck_M。通过在该累积相位上加上由先前滤波掉通信信道的脉冲响应的M个可能连 续符号所产生的相位增量，解调器能够针对QM个态中的每个在理论上有可能形成的情况下 来计算相对应的相位值。然后，通过计算与每个M元组相关联的相位值与接收到的信号之 间的欧几里得距离来将度量与每个M元组相关联。
[0079] 在四态（即Q= 4)调制W及由S个系数（M= 3)建模的通信信道的情况下给出 了一个示例。图4示出了针对从k-2到kS个时刻构建网格的示例，仅示出了时刻k-1下 起始于W及到达集合000和010的可能路径。
[0080] 对于时刻k下的S个符号或S元组的64(qm)个集合中的每个集合，比如 000, 001，…，对通信信道建模的=个系数中的每个系数被应用到=个符号的集合中的每个 符号上。如果化。，hi,tg对通信信道建模，并且如果狂。X,，X3)是组成集合的立元组中的 =个符号，则由经传输信道的建模来滤波的=个最近符号所产生的相位增量为AcDk_2 = hoXg+hjXg+hgXi〇
[0081] 在恒定操作系统中，累积相位Ck_3是已知的。相应的相位增量A。k_2被加到累 积相位Ck_3上W得到对应于网格的S元组狂。X2，X3)的相位值3，该S元组狂i，X2，X3)对 应于网格的节点。对于网格的每个节点，相关联的相位值3与接收到的信号Z之间的欧几里 得距离根据下式进行计算：
[0082]
[0083] 该给出了与每个S元组相关联的度量。
[0084] 在步骤S03中，累积路径度量被更新并且被相互比较。然后，对存留支路进行选择 (步骤S04)。到达节点（arrivalnode)由M个可能连续符号的序列构成。在通向每个到 达节点的Q个支路上，维特比算法要求保留其中的一个且仅一个支路。根据最大似然标准 的最可能支路被保留（也就是说，在最可能支路中，来自源节点的支路与路径度量之和为 最小）。针对每个到达节点，该给出了新的路径度量，该新的路径度量根据W下迭代进行记 录。
[0085] 如果该不是信号的末端，也就是说如果k<K，则相应的相位增量AcDk_m被选择 (步骤S05)W通过将所述相位增量AcDk_M+i加到先前所用的参考信号Ck_M的累积相位上 来构建下一迭代的参考信号Ck_M4 (步骤S06)。
[0086] 随后选择出所有到达节点中最可能的到达节点。迭代k-M与k-M+1之间可能产生 的相位增量被立即获知并且被用来构建后一参考信号Ck_M+i，当要计算与可能的妒个M元 组相关联的新的相位值时下一迭代基于所述后一参考信号Ck_M+i。
[0087] 最后，在信号的末端，即k=K，可根据被称为回溯（traceback)的方法重新获得 存留节点（步骤S07)。
[008引但是该步骤是可选的。实际上，与经典的维特比算法相比，该方法具有特有的特 征，即迭代地建立高质量的参考信号，并且构建网格。
[0089]因此，估计的可逐渐获得的（仅当用于更新累积路径度量的方法和对存留支路的 选择完成后，二级制序列才被完成），所W先验地不需要执行重新获取存留节点的后续处 理。
[0090] 为了增加在最后的网格上所作的回溯的可靠性W及提高算法的性能，每个封包W 已知的M个符号结尾。该绝对可信地给出了所有的存留路径结束所在的最终节点并且在迭 代K-M+1期间选择通向该最终节点的最可能的最终支路。因此，由于封包末端处已知符号 的存在所产生的性能增益，执行网格的完全"回溯"是有利的 。
[0091] 参考图3描述线性滤波器H的获取。线性滤波器是对通信信道的脉冲响应的建模 或估计，信号经由该通信信道被接收。通信信道由M个系数进行建模并且考虑到符号调制 从相移键控调制到通过频移键控调制的转移。
[0092] 线性滤波器通过将二次误差标准的最小平方最小化来获得，该二次误差标准表示 了通过相移键控调制的符号的已知序列与所接收的信号的、和所述经相移键控调制的符号 的已知序列相对应的一部分之间的差异。
[0093] 通信信道的脉冲响应根据接收到的信号中存在的符号的已知序列进行估计，所述 已知序列为报头，也被称为同步字段（sync虹onisationfield)。
[0094] 对脉冲响应的估计从提取（步骤S20)与包含在接收到的信号中的符号的已知序 列对应的报头的符号开始。例如，报头包括L个符号b。，bi，…，Ivi。在标准DECT的情况 下，L= 32。
[0095] 该些符号对接收器1是已知的，接收器1例如在其存储器9中具有本地副本，或者 具有生成已知符号的所述序列的方法，例如用于生成所述序列的算法。
[0096] 已知符号的该一序列构建（步骤S21)参考信号R，参考信号R与接收到的报头进 行比较允许对通信信道的脉冲相应进行估计。参考信号R由已知序列的符号的通过相移键 控调制的乘积进行构建。
[010U 更一般地，在频移键控调制为与BPSK调制相关联的GFSK调制的情况下，Xk通过下 式进行估计：
[0102]
[0103] 在频移键控调制为与QPSK调制相关联的QGFSK的情况下，Xk通过下式进行估计：
[0104]
[0105] 根据参考信号R的分量，构造出矩阵P，并且对通信信道建模的矩阵H通过将所述 矩阵P施加到其分量对应于报头的符号的向量V来确定出=PXV
[0106] 矩阵P对应于维度为（L-M)XM的Hankel矩阵M的化nrose伪逆，Hankel矩阵M 由参考信号R的分量构成。
[0107] 因此，根据分量X。至Xl-1，构建包括参考信号R的调制符号X。至Xl-1的化nkel矩 阵M(步骤S22)。该Hankel矩阵M为沿上升对角线的值都恒定的非方阵。矩阵M具有（L-M)XM的维度。该矩阵M的第一列对应于参考信号的L-M个第一分量，W使得矩阵M的形式 为：
[010引
[0109] 根据矩阵M，构造矩阵P(步骤S23)，矩阵P为所述Hankel矩阵M的化nrose伪逆。 矩阵P根据公式P= (M?XMriXM?进行计算，其中，M%M的共辆转置矩阵。
[0110] 因此，矩阵P可通过中间计算进行重构，该些中间计算使得根据先前建立的对应 于Hankel矩阵的Penrose伪逆的系统能够直接从参考信号R的调制信号X。至X构建 Hankel矩阵及其化nrose伪逆等等。
[0111] 因而，形成向量V，其分量对应于先前提取的报头的符号（步骤S24)。
[0112] 对通信信道建模的线性滤波器的矩阵H通过将所述矩阵P施加到其分量对应于报 头的符号的向量V来确定（步骤S25);H=PXV.
[0113] 对通信信道建模的线性滤波器的系数优选地针对每个封包借助于符号的已知序 列进行更新，符号的已知序列在每个封包的开头被用作同步字段。
[0114] 下表1示出了对该方法的复杂度的估计。MIN表示使用最小捜索算法，而C0畑1C 为坐标旋转数字计算机（CoordinateRotationDigitalComputer)的缩写，是指进行坐标 旋转的数字运算，并且对应于=角函数的计算算法。
[01巧]表1 [0116]
[0117] 可W看出与经典算法相比，本发明的方法未增加复杂度。复杂度保持合理。
[0118] 图5的曲线示出了执行本发明的仿真结果。该曲线表现了W地为单位的信噪比 Es/NO的函数的二进制误码率订邸）。
[0119] 曲线41对应于在不具有相位噪声的情况下执行本发明的GFSK调制，而曲线42对 应于在具有相位噪声的情况下执行本发明的GFSK调制。曲线43对应于在不具有相位噪声 的情况下执行本发明的QGFSK调制，而曲线44对应于在具有相位噪声的情况下执行本发明 的96!^51(调制。
[0120] 可W看出，虽然调制形式QGFSK对相位噪声敏感，但是本发明的方法提供了优良 的性能。
[0121] 该些仿真通过W下方式进行：
[0122] 使用192比特的封包，其由32比特的报头和160比特的酬载（根据统一法随机排 序）组成；
[0123] 通过在合适的位置增加高斯白噪声和相位噪声来对信道建模；
[0124] 相位噪声借助于在频域中通过相位噪声曲线所滤波的白噪声来获得，相位噪声曲 线将如图6所示通过曲线45进行测试，曲线45示出了作为频率化的函数的频谱功率密度 (W地/化为单位）；
[0125] 假设W理想方式实现同步；
[0126] 解调器W浮点方式实施；
[0127] 调制参数如下，对于GFSK形式，h= 0. 5，BT= 0. 5;对于QGFSK形式（针对此形式 实施了格雷编码（Graycoding))，h= 0. 25,BT= 0. 5。
【主权项】
1. 一种对至少一个接收的经高斯滤波频移键控Q态调制的信号进行解调和解码的方 法，所述信号接收自通信信道并且包括由多个消息符号构成的消息，其特征在于，为了确定 一消息符号， 通过将线性滤波器施加到通过对可能连续消息符号进行相移键控得到的M个Q态调制 乘积的多个序列上，来对多个可能相位增量进行估计； 将该方法的先前迭代的累积相位加到每个可能相位增量上以得到估计相位； 通过选择估计相位与所接收的信号最接近的可能连续符号来确定所述消息符号。2. 根据前一权利要求所述的方法，其中， 当频移键控调制为双态高斯滤波频移键控调制时，相移键控调制为二进制相移键控BPSK调制；或者 当频移键控调制为四态高斯滤波频移键控调制时，相移键控调制为正交相移键控QPSK调制。3. 根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中，所述选择可能连续符号借助于最大 似然标准来实现。4. 根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中，所述选择估计相位与所接收的信号 最接近的可能连续符号借助于Viterbi算法来实现，所述Viterbi算法的网格由线性滤波 器决定。5. 根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中，通过向所述方法的先前迭代的累积 相位增加一与所确定的消息符号的相移键控相对应的相位增量来确定新的累积相位，所述 新的累积相位为供所述方法的后续迭代之用的累积相位。6. 根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中，所述线性滤波器通过将二次误差标 准的最小平方最小化来获得，所述二次误差标准表示了消息符号的已知序列通过相移键控 调制乘积与所接收的信号的、和消息符号的所述已知序列相对应的一部分之间的差异。7. 根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中，所述线性滤波器是由M个系数建模 的通信信道的脉冲响应的估计。8. 根据前一权利要求所述的方法，其中，对所述通信信道的脉冲响应的建模考虑到符 号的调制从相移键控调制到频移键控调制的转移。9. 根据权利要求7或8中任一项所述的方法，其中，所述通信信道的脉冲响应根据所接 收的信号中存在的符号的已知序列进行估计，所述方法包括以下步骤： 提取与包含在所接收的信号中的符号的已知序列对应的符号； 通过进行所述已知序列的符号的相移键控调制来构造参考信号R; 根据所述参考信号R的分量构造矩阵P; 通过将所述矩阵P施加到其分量对应于已知序列的符号的向量V来确定对所述通信信 道的脉冲响应进行建模的矩阵H。10. 根据前一权利要求所述的方法，其中，所述矩阵P对应于维度为（L-M)XM的 Hankel矩阵M的Penrose伪逆，所述Hankel矩阵M由所述参考信号R的分量构成，其中L 为所述已知序列的符号的个数。11. 一种用于对至少一个接收的经高斯滤波频移键控Q态调制的信号进行解调和解码 的解码器-均衡器，包括：至少一个存储器和一个处理器，所述处理器被配置为实现根据前 述权利要求中任一项所述的方法。12. -种用于对使用Q态GFSK高斯滤波器进行频移键控调制的信号进行接收的接收 器，包括至少一个根据权利要求11所述的解调器-均衡器。13. -种计算机程序产品，包括用于执行根据权利要求1至10中任一项所述的方法的 步骤的程序代码指令，其中，所述程序由包括至少一个处理器的计算系统来执行。
【专利摘要】本发明涉及一种对接收的至少一个经高斯滤波频移键控Q态调制的信号进行解调和解码的方法，所述信号接收自通信信道并且包括由多个消息符号构成的消息，其特征在于，为了确定一消息符号:通过将线性滤波器施加到通过对可能连续消息符号进行相移键控得到的M个Q态调制乘积的多个序列上，来对多个可能相位增量进行估计；将该方法的先前迭代的累积相位加到所述多个可能相位增量中的每一个上以得到估计相位；通过选择估计相位与接收信号最接近的可能连续符号来确定所述消息符号。
【IPC分类】H04L25/03, H04L27/10
【公开号】CN104904171
【申请号】CN201380057370
【发明人】阿兰·乔帝尼
【申请人】萨基姆防卫安全
【公开日】2015年9月9日
【申请日】2013年10月30日
【公告号】CA2889926A1, EP2915302A1, WO2014067980A1...
【技术领域】
[0001] 本发明设及信号传输领域，更准确地设及对通过经高斯滤波频移Q态调制的信号 进行接收。本发明更精确地设及一种对至少一个此类接收信号进行解调和解码的方法。
【背景技术】
[000引双态频移调制也被称为频移键控(prequen巧沈ift K巧ing，FSK)，其中，逻辑0由 频率为f。的信号进行表示，W及逻辑1由频率为f1的信号进行表示。四态频移调制也被称 为正交频移键控（Quaternary Rrequency Shift Keying，QFSK)，分布在带宽上的四个频率 各自与一个符号关联。
[0003] 在对连续相位进行频移键控调制中，电压控制振荡器对比特信号化itsignal)进 行控制。在该一实现方式中，比特间（inter-bit)转变之间没有相位变化，因此被称为恒定 相位调制。然而，由于待调制信号的二进制特性，所W频率会发生快速变化，进而导致对使 用乂帝见。
[0004] 由高斯滤波器进行预滤波的频移键控旨在减小带宽，因此被称为高斯滤波频移键 控调制，也被称为高斯频移键控（GaussianRrequen巧ShiftKeying,GFSK)。
[0005] 高斯滤波减小了待调制信号的带宽，并且也减小了调制信号的带宽。因此，与普通 的频移键控调制相比，GFSK调制具有更好的频谱效率。GFSK在藍牙或数字增强无绳电话 值igital Enhanced Cordless Tel巧hone, DECT)等标准中得到应用。
[0006] 然而，高斯滤波调制器W及进行信号传输的通信信道中存在的多轨迹效应 (multi-trajectcxry effect)导致了符号间干扰，使得信号的解调包括了非线性方面，从而 使其实现较为复杂。
[0007] 已经提出了对经GSFK调制的调制信号进行解调的不同方法。例如，Mi chae 1 Speth 等人的论文"MLSE Based Detection for GFSK Si即als with Arbitrary Modulation Index(针对任意调制指数的GFSK信号的基于MLSE的检测）"描述了一种对具有任意调制 指数的GFSK信号进行解码的方法。
[000引论文作者从针对GFSK信号的线性传输的模型出发，特别地对模拟传输信道的影 响的传递函数h进行了建模。接收到的GFSK信号为
[0009]
[0010] 其中，传输相位为
[0011]
[0012] 在实践中，相位ak_i被其估计值如_1所代替，该估计值借助于维特比网格（Viterbi trellis)并且基于每个维特比步骤中所作出的判定进行估计。对转变的度量基于接收到的 信号与根据先前估计状态所重构的信号之间的差异。
[001引Benseker等人的论文"A 1mm^ 1. 3mW GSM/邸GE Digital Baseband Receiver ASICin0.13ymCMOS(0.13微米CMOS制成的1mm2 1.3mWGSM/邸GE数字基带接收器专 用集成电路）"描述了借助于MLSE均衡器对高斯最小频移键控佑aussianMinimumShift Keying,GMSK)型信号的解调，并且该论文旨在降低度量计算的复杂度。在该方法中，通过 使用判定反馈序列估计器值ecisionFeedbackSequenceEstimator,DFSE)，确定了对传 输信道的脉冲响应的估计，并且由此产生的前置滤波器（pre-filter)被应用于接收到的 信号。
[0014] Michael Ready等人的论文"Demodulation of Cochannel FSK Signals Using Joint Maximum Ukelihood Sequence Estimation(使用联合最大似然序列估计的同信 道FSK信号的解调）"描述了联合最大似然序列估计Manchester编码频移键控（Joint Maximum Likelihood Sequence Estimation Manchester-encoded, frequency - shift k巧ing，JMLSE MEFSK)解调器并且使用了维特比（Viterbi)算法。
[0015] 然而，该些方法并不完全令人满意，特别是由于该些方法对硬件的要求。特别地， 该些方法通常无法对由具有四状态高斯滤波的频移键控（化equency shift keying with Gaussian filtering with four states, QGFSK)调制的信号进行解调。
【发明内容】
[0016] 本发明的目的在于允许对通过高斯滤波频移键控（例如，GSFK或QGFSK调制）Q态 调制的信号进行解调，该方法对进行解调的硬件具有最小的要求并且保持了好的解调和解 码质量。解调器得到均衡器的协助W更好地区分所接收的符号，所接收的符号受到符号间 (inter-symbol)干扰而改变。
[0017] 为此，根据第一方面，本发明提供了一种对接收的至少一个经高斯滤波的频移键 控Q态调制的信号进行解调和解码的方法，所述信号接收自通信信道并且包括由消息符号 构成的消息，其特征在于，为了确定消息符号，
[001引通过将线性滤波器施加到可能的连续消息符号的通过相移键控的M个Q态调制乘 积的多个序列上来对多个可能的相位增量进行估计；
[0019] 该方法的先前迭代的累积相位被加到所述可能的相位增量的每一个上W得到估 计相位；
[0020] 通过选择所述估计相位与接收到的信号最接近的可能的连续符号来确定所述消 息符号。
[0021] 根据第一方面，本发明有利地通过被单独采用或根据其不同的可能组合采用的下 述不同特性来完成。
[0022] 当频移键控调制为的双态高斯滤波频移键控调制时，相移键控调制为二进制相移 键控炬inary Phase Shift Ke}dng,BPSK)调制。
[0023] 当频移键控调制为的四态高斯滤波频移键控调制时，相移键控调制为四进制相移 键控（Quaternary化ase Shift K巧ing，QPSK)调制。
[0024] 所述选择可能的连续符号借助于最大似然标准来实现；
[0025] 所述选择估计相位与所接收的信号最接近的可能连续符号借助于Viterbi算法 来实现，Viterbi算法的网格由线性滤波器决定；
[0026] 新的累积相位通过向该方法的先前迭代的累积相位增加一对应于所确定的消息 符号的相移键控的相位增量来确定，所述新的累积相位为针对该方法的后续迭代的累积相 位；
[0027] 所述线性滤波器通过将二次误差标准的最小平方最小化来获得，该二次误差标准 表示了消息符号的已知序列通过相移键控的调制乘积与所接收的信号的、和消息符号的所 述已知序列对应的一部分之间的差异；
[002引所述线性滤波器是有M个系数建模的通信信道的脉冲响应的估计；
[0029] 对所述通信信道的脉冲响应的建模考虑到符号的调制从相移键控（PSK)调制到 频移键控（FSK)调制的转移；
[0030] 所述通信信道的脉冲响应根据所接收的信号中存在的符号的已知序列进行估计， 所述方法包括W下步骤：
[0031] 提取与包含在所接收的信号中的符号的已知序列对应的符号；
[0032] 通过进行所述已知序列的符号的相移键控调制来构造参考信号R;
[0033] 根据所述参考信号R的分量构造矩阵P;
[0034] 通过将所述矩阵P施加到其分量对应于已知序列的符号的向量V来确
[0035] 定对所述通信信道的脉冲响应进行建模的矩阵H;
[0036] 所述矩阵P对应于维度为（L-M)XM的Hankel矩阵M的化nrose伪逆，Hankel矩 阵M由所述参考信号R的分量构成，其中L为所述已知序列的符号的个数。
[0037] 根据第二方面，本发明还设及一种用于至少一个接收的经高斯滤波频移键控Q态 调制信号进行解调和解码的解码器-均衡器，包括：至少一个存储器和一个处理器，所述处 理器被配置为实现根据第一方面的方法。本发明的第二方面也设及一种用于对使用Q态 GFSK高斯滤波器进行频移键控调制的信号进行接收的接收器，包括至少一个根据第二方面 的解调器-均衡器。
[003引根据第=方面，本发明还设及一种计算机程序产品，包括用于执行根据第一方面 的方法的步骤的程序代码指令，其中，所述程序由包括至少一个处理器的计算系统来执行。 典型地，所述计算机程序产品采用计算机可读信息介质的形式。
【附图说明】
[0039] 通过W下仅作为非限定性示例并且参考附图给出的说明，本发明将被更好地理 解，在附图中：
[0040] 通过W下描述，本发明的特征、目的和优点将显现，描述是示例性和非限定的，并 且必须参考附图，其中：
[0041] 图1为示出了用于执行根据本发明的方法的、装配有根据本发明的解调器-均衡 器的接收器的示图；
[0042] 图2为示出了根据本发明的方法的可能实施例的连续不同步骤的原理图；
[0043] 图3为示出了根据本发明的方法的可能实施例用于对通信信道的建模进行确定 的可能模式的不同步骤的原理图；
[0044] 图4为部分地示出了具有两个节点的网格的结构的示图；
[0045] 图5的曲线图示出了执行根 据本发明的方法的可能实施例所产生的仿真结果的 不同曲线；W及
[0046] 图6的曲线图示出了根据本发明的方法的可能实施例的某些实施方式所用的相 位噪声。
【具体实施方式】
[0047] 使用接收器1来接收通过经高斯滤波频移键控Q态调制的信号，该接收器1执行 此类接收所需的不同功能。所述接收器1可W是收发器，但在本发明与信号接收有关的范 围内，本说明书将仅指经由接收器1的接收，下面将描述尽管典型但纯说明性的操作。
[0048]信号借助于射频部分2进行接收，该射频部分2包括；被连接到射频接收模块和射 频处理模块上并用于接收信号的至少一个天线3、用于处理所接收信号的采样-保持电路4 W及模拟-数字转换器5。然后，所接收的信号由处理级6进行处理W被数字滤波，然后在 检测到上升沿时被特别处理W进行自动增益控制，该自动增益控制特别地控制射频部分。
[0049]接收器进行采集并且保持同步，并且借助于解调器-均衡器7的处理器8对信号 进行解调，然后进行解交织和信道解码，接下来进行二进制解扰，从而最终恢复出信源处的 二进制源。
[0化日]解调器-均衡器7的作用为对W二进制序列接收的QGFSK调制信号进行转换，该 调制信号随后将被传输至信道解码器。解调器-均衡器7包括至少一个处理器8,优选地为 用于处理数字信号的处理器或者数字信号处理器DSP，并且解调器-均衡器7优选地包括存 储器9。
[0化1] 在下文中，假设已经获得频率和时间同步，并且在频率符号处被采样的接收信号 的相位是可获得的。
[0化2] 根据本发明的解调方法W及用于执行该解调方法的解调器-均衡器旨在借助于 线性滤波器根据滤波后的频移键控Q态调制的参考信号重构经高斯滤波频移键控（GFSK)Q 态调制的信号。
[0053]本发明利用了发明人所发现的、未经发表的特性，根据该特性，经高斯滤波频移键 控调制的消息的第k个符号对应于同一消息的相移键控调制的乘积之和，利用对通信信道 进行建模的线性滤波器的系数对相移键控调制的乘积进行加权，其中包括从相移键控调制 转移到频移键控调制。
[0化4]该样，如果GFSK(k)表示第k个消息符号的双态高斯滤波频移键控调制，M表示线 性滤波器的系数的个数，H(m)表示对通信信道的脉冲响应建模的所述线性滤波器的第m个 系数，W及BPSK(l)表示对原始第1个消息符号的二进制相移键控调制，则可得到下式：
[0化引 W及在四态QGFSK调制的情况下；
[0059]
[0060] 其中，
[0061]
[0062] 因此，有可能借助于相移键控调制对高斯滤波频移键控调制的信号进行处理。得 知消息符号的已知序列即可确定线性滤波器的系数。
[0063] 实际上，本发明采用了根据经相移键控调制的参考信号来重构经高斯滤波频移键 控调制的信号。
[0064] 因此，根据本发明，
[0065] 通过将线性滤波器施加到可能的连续消息符号的通过相移键控的M个Q态调制乘 积的多个序列上来对多个可能的相位增量进行估计；
[0066] 该方法的先前迭代的累积相位被加到所述可能的相位增量的每一个上W得到估 计相位；
[0067] 所述消息符号通过选择估计相位与接收到的信号最接近的消息符号来确定。
[0068] 当频移键控调制为双态（即Q= 2)高斯滤波频移键控（GFSK)调制时，相移键控 调制为二进制相移键控炬inaryPhaseShiftKe}dng，BPSK)调制。
[0069] 当频移键控调制为四态（四态即Q= 4)高斯滤波频移键控QGFSK调制时，相移键 控调制为四进制相移键控（QuaternaryPhaseShiftKeying,QPSK)调制。
[0070] 为了充分考虑符号间干扰而不使本发明过载，选择2《M《4。具有3个系数的线 性滤波器被认为符合要求，因而优选地M= 3。
[0071] 优选地，所述可能的连续符号的选择借助于最大似然标准来完成，例如，借助于维 特比算法来完成，维特比算法的网格由线性滤波器来确定。在设及该一算法的实施例的情 况下进行W下描述。
[0072]参考图2,方法包括读取接收到的符号Z化）的第一步骤SOI，该接收到的符号Z化） 形成通信信道的接收到的信号的一部分。
[007引 最大似然序列估计（MaximumUkelihoodSequenceEstimation,MLSE；)解调 器-均衡器对W最大似然发送的符号序列进行估计：均衡器将接收的符号的序列与理论预 计算的序列相比较。如果Q表示所采用的调制方案的状态的个数并且N表示接收到的符号 的个数，则理论上需要计算接收到的序列与皆个序列之间的欧几里得巧uclidian)距离， 所W形成并且从皆序列中选择给出最小距离的序列。
[0074] 该算法的复杂度是无法避免的，因为必须计算针对每个接收到的序列的皆个欧几 里得距离。但是，当对通信信道的脉冲响应建模的线性滤波器的系数的个数M满足妒《128 时，可W显著减少使用维特比算法（常规地用在卷积编码解码器中）将要完成的运算量。
[0075] 借助于卷积编码器在二进制集合上进行的信道编码类似于调制信号通过通信信 道的偏移。同样地，有可能借助于对通信信道的脉冲响应建模的系数来生成网格。
[0076] 与经典的维特比算法相比，根据本发明的方法具有特有的特征，即迭代地建立高 质量的参考信号，同时由于得到了网格，所W估计的二级制序列是逐渐可获得的（仅当用 于更新累积路径度量的方法和对存留支路的选择完成后，二进制序列才被完成）。
[0077] 在Q态调制和由M态进行建模的通信信道的情况下，每个时刻可得到QM个态。通 过读取接收到的符号Z化)，计算针对网格的QM个态的分支度量（步骤S02)，该网格可借助 于模拟通信信道的脉冲响应的线性滤波器的系数来得到。
[0078] 根据先前接收到的符号所作的连续判定产生的k-M时刻的累积相位是已知的，其 被标记为Ck_M。通过在该累积相位上加上由先前滤波掉通信信道的脉冲响应的M个可能连 续符号所产生的相位增量，解调器能够针对QM个态中的每个在理论上有可能形成的情况下 来计算相对应的相位值。然后，通过计算与每个M元组相关联的相位值与接收到的信号之 间的欧几里得距离来将度量与每个M元组相关联。
[0079] 在四态（即Q= 4)调制W及由S个系数（M= 3)建模的通信信道的情况下给出 了一个示例。图4示出了针对从k-2到kS个时刻构建网格的示例，仅示出了时刻k-1下 起始于W及到达集合000和010的可能路径。
[0080] 对于时刻k下的S个符号或S元组的64(qm)个集合中的每个集合，比如 000, 001，…，对通信信道建模的=个系数中的每个系数被应用到=个符号的集合中的每个 符号上。如果化。，hi,tg对通信信道建模，并且如果狂。X,，X3)是组成集合的立元组中的 =个符号，则由经传输信道的建模来滤波的=个最近符号所产生的相位增量为AcDk_2 = hoXg+hjXg+hgXi〇
[0081] 在恒定操作系统中，累积相位Ck_3是已知的。相应的相位增量A。k_2被加到累 积相位Ck_3上W得到对应于网格的S元组狂。X2，X3)的相位值3，该S元组狂i，X2，X3)对 应于网格的节点。对于网格的每个节点，相关联的相位值3与接收到的信号Z之间的欧几里 得距离根据下式进行计算：
[0082]
[0083] 该给出了与每个S元组相关联的度量。
[0084] 在步骤S03中，累积路径度量被更新并且被相互比较。然后，对存留支路进行选择 (步骤S04)。到达节点（arrivalnode)由M个可能连续符号的序列构成。在通向每个到 达节点的Q个支路上，维特比算法要求保留其中的一个且仅一个支路。根据最大似然标准 的最可能支路被保留（也就是说，在最可能支路中，来自源节点的支路与路径度量之和为 最小）。针对每个到达节点，该给出了新的路径度量，该新的路径度量根据W下迭代进行记 录。
[0085] 如果该不是信号的末端，也就是说如果k<K，则相应的相位增量AcDk_m被选择 (步骤S05)W通过将所述相位增量AcDk_M+i加到先前所用的参考信号Ck_M的累积相位上 来构建下一迭代的参考信号Ck_M4 (步骤S06)。
[0086] 随后选择出所有到达节点中最可能的到达节点。迭代k-M与k-M+1之间可能产生 的相位增量被立即获知并且被用来构建后一参考信号Ck_M+i，当要计算与可能的妒个M元 组相关联的新的相位值时下一迭代基于所述后一参考信号Ck_M+i。
[0087] 最后，在信号的末端，即k=K，可根据被称为回溯（traceback)的方法重新获得 存留节点（步骤S07)。
[008引但是该步骤是可选的。实际上，与经典的维特比算法相比，该方法具有特有的特 征，即迭代地建立高质量的参考信号，并且构建网格。
[0089]因此，估计的可逐渐获得的（仅当用于更新累积路径度量的方法和对存留支路的 选择完成后，二级制序列才被完成），所W先验地不需要执行重新获取存留节点的后续处 理。
[0090] 为了增加在最后的网格上所作的回溯的可靠性W及提高算法的性能，每个封包W 已知的M个符号结尾。该绝对可信地给出了所有的存留路径结束所在的最终节点并且在迭 代K-M+1期间选择通向该最终节点的最可能的最终支路。因此，由于封包末端处已知符号 的存在所产生的性能增益，执行网格的完全"回溯"是有利的 。
[0091] 参考图3描述线性滤波器H的获取。线性滤波器是对通信信道的脉冲响应的建模 或估计，信号经由该通信信道被接收。通信信道由M个系数进行建模并且考虑到符号调制 从相移键控调制到通过频移键控调制的转移。
[0092] 线性滤波器通过将二次误差标准的最小平方最小化来获得，该二次误差标准表示 了通过相移键控调制的符号的已知序列与所接收的信号的、和所述经相移键控调制的符号 的已知序列相对应的一部分之间的差异。
[0093] 通信信道的脉冲响应根据接收到的信号中存在的符号的已知序列进行估计，所述 已知序列为报头，也被称为同步字段（sync虹onisationfield)。
[0094] 对脉冲响应的估计从提取（步骤S20)与包含在接收到的信号中的符号的已知序 列对应的报头的符号开始。例如，报头包括L个符号b。，bi，…，Ivi。在标准DECT的情况 下，L= 32。
[0095] 该些符号对接收器1是已知的，接收器1例如在其存储器9中具有本地副本，或者 具有生成已知符号的所述序列的方法，例如用于生成所述序列的算法。
[0096] 已知符号的该一序列构建（步骤S21)参考信号R，参考信号R与接收到的报头进 行比较允许对通信信道的脉冲相应进行估计。参考信号R由已知序列的符号的通过相移键 控调制的乘积进行构建。
[010U 更一般地，在频移键控调制为与BPSK调制相关联的GFSK调制的情况下，Xk通过下 式进行估计：
[0102]
[0103] 在频移键控调制为与QPSK调制相关联的QGFSK的情况下，Xk通过下式进行估计：
[0104]
[0105] 根据参考信号R的分量，构造出矩阵P，并且对通信信道建模的矩阵H通过将所述 矩阵P施加到其分量对应于报头的符号的向量V来确定出=PXV
[0106] 矩阵P对应于维度为（L-M)XM的Hankel矩阵M的化nrose伪逆，Hankel矩阵M 由参考信号R的分量构成。
[0107] 因此，根据分量X。至Xl-1，构建包括参考信号R的调制符号X。至Xl-1的化nkel矩 阵M(步骤S22)。该Hankel矩阵M为沿上升对角线的值都恒定的非方阵。矩阵M具有（L-M)XM的维度。该矩阵M的第一列对应于参考信号的L-M个第一分量，W使得矩阵M的形式 为：
[010引
[0109] 根据矩阵M，构造矩阵P(步骤S23)，矩阵P为所述Hankel矩阵M的化nrose伪逆。 矩阵P根据公式P= (M?XMriXM?进行计算，其中，M%M的共辆转置矩阵。
[0110] 因此，矩阵P可通过中间计算进行重构，该些中间计算使得根据先前建立的对应 于Hankel矩阵的Penrose伪逆的系统能够直接从参考信号R的调制信号X。至X构建 Hankel矩阵及其化nrose伪逆等等。
[0111] 因而，形成向量V，其分量对应于先前提取的报头的符号（步骤S24)。
[0112] 对通信信道建模的线性滤波器的矩阵H通过将所述矩阵P施加到其分量对应于报 头的符号的向量V来确定（步骤S25);H=PXV.
[0113] 对通信信道建模的线性滤波器的系数优选地针对每个封包借助于符号的已知序 列进行更新，符号的已知序列在每个封包的开头被用作同步字段。
[0114] 下表1示出了对该方法的复杂度的估计。MIN表示使用最小捜索算法，而C0畑1C 为坐标旋转数字计算机（CoordinateRotationDigitalComputer)的缩写，是指进行坐标 旋转的数字运算，并且对应于=角函数的计算算法。
[01巧]表1 [0116]
[0117] 可W看出与经典算法相比，本发明的方法未增加复杂度。复杂度保持合理。
[0118] 图5的曲线示出了执行本发明的仿真结果。该曲线表现了W地为单位的信噪比 Es/NO的函数的二进制误码率订邸）。
[0119] 曲线41对应于在不具有相位噪声的情况下执行本发明的GFSK调制，而曲线42对 应于在具有相位噪声的情况下执行本发明的GFSK调制。曲线43对应于在不具有相位噪声 的情况下执行本发明的QGFSK调制，而曲线44对应于在具有相位噪声的情况下执行本发明 的96!^51(调制。
[0120] 可W看出，虽然调制形式QGFSK对相位噪声敏感，但是本发明的方法提供了优良 的性能。
[0121] 该些仿真通过W下方式进行：
[0122] 使用192比特的封包，其由32比特的报头和160比特的酬载（根据统一法随机排 序）组成；
[0123] 通过在合适的位置增加高斯白噪声和相位噪声来对信道建模；
[0124] 相位噪声借助于在频域中通过相位噪声曲线所滤波的白噪声来获得，相位噪声曲 线将如图6所示通过曲线45进行测试，曲线45示出了作为频率化的函数的频谱功率密度 (W地/化为单位）；
[0125] 假设W理想方式实现同步；
[0126] 解调器W浮点方式实施；
[0127] 调制参数如下，对于GFSK形式，h= 0. 5，BT= 0. 5;对于QGFSK形式（针对此形式 实施了格雷编码（Graycoding))，h= 0. 25,BT= 0. 5。
【主权项】
1. 一种对至少一个接收的经高斯滤波频移键控Q态调制的信号进行解调和解码的方 法，所述信号接收自通信信道并且包括由多个消息符号构成的消息，其特征在于，为了确定 一消息符号， 通过将线性滤波器施加到通过对可能连续消息符号进行相移键控得到的M个Q态调制 乘积的多个序列上，来对多个可能相位增量进行估计； 将该方法的先前迭代的累积相位加到每个可能相位增量上以得到估计相位； 通过选择估计相位与所接收的信号最接近的可能连续符号来确定所述消息符号。2. 根据前一权利要求所述的方法，其中， 当频移键控调制为双态高斯滤波频移键控调制时，相移键控调制为二进制相移键控BPSK调制；或者 当频移键控调制为四态高斯滤波频移键控调制时，相移键控调制为正交相移键控QPSK调制。3. 根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中，所述选择可能连续符号借助于最大 似然标准来实现。4. 根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中，所述选择估计相位与所接收的信号 最接近的可能连续符号借助于Viterbi算法来实现，所述Viterbi算法的网格由线性滤波 器决定。5. 根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中，通过向所述方法的先前迭代的累积 相位增加一与所确定的消息符号的相移键控相对应的相位增量来确定新的累积相位，所述 新的累积相位为供所述方法的后续迭代之用的累积相位。6. 根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中，所述线性滤波器通过将二次误差标 准的最小平方最小化来获得，所述二次误差标准表示了消息符号的已知序列通过相移键控 调制乘积与所接收的信号的、和消息符号的所述已知序列相对应的一部分之间的差异。7. 根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中，所述线性滤波器是由M个系数建模 的通信信道的脉冲响应的估计。8. 根据前一权利要求所述的方法，其中，对所述通信信道的脉冲响应的建模考虑到符 号的调制从相移键控调制到频移键控调制的转移。9. 根据权利要求7或8中任一项所述的方法，其中，所述通信信道的脉冲响应根据所接 收的信号中存在的符号的已知序列进行估计，所述方法包括以下步骤： 提取与包含在所接收的信号中的符号的已知序列对应的符号； 通过进行所述已知序列的符号的相移键控调制来构造参考信号R; 根据所述参考信号R的分量构造矩阵P; 通过将所述矩阵P施加到其分量对应于已知序列的符号的向量V来确定对所述通信信 道的脉冲响应进行建模的矩阵H。10. 根据前一权利要求所述的方法，其中，所述矩阵P对应于维度为（L-M)XM的 Hankel矩阵M的Penrose伪逆，所述Hankel矩阵M由所述参考信号R的分量构成，其中L 为所述已知序列的符号的个数。11. 一种用于对至少一个接收的经高斯滤波频移键控Q态调制的信号进行解调和解码 的解码器-均衡器，包括：至少一个存储器和一个处理器，所述处理器被配置为实现根据前 述权利要求中任一项所述的方法。12. -种用于对使用Q态GFSK高斯滤波器进行频移键控调制的信号进行接收的接收 器，包括至少一个根据权利要求11所述的解调器-均衡器。13. -种计算机程序产品，包括用于执行根据权利要求1至10中任一项所述的方法的 步骤的程序代码指令，其中，所述程序由包括至少一个处理器的计算系统来执行。
【专利摘要】本发明涉及一种对接收的至少一个经高斯滤波频移键控Q态调制的信号进行解调和解码的方法，所述信号接收自通信信道并且包括由多个消息符号构成的消息，其特征在于，为了确定一消息符号:通过将线性滤波器施加到通过对可能连续消息符号进行相移键控得到的M个Q态调制乘积的多个序列上，来对多个可能相位增量进行估计；将该方法的先前迭代的累积相位加到所述多个可能相位增量中的每一个上以得到估计相位；通过选择估计相位与接收信号最接近的可能连续符号来确定所述消息符号。
【IPC分类】H04L25/03, H04L27/10
【公开号】CN104904171
【申请号】CN201380057370
【发明人】阿兰·乔帝尼
【申请人】萨基姆防卫安全
【公开日】2015年9月9日
【申请日】2013年10月30日
【公告号】CA2889926A1, EP2915302A1, WO2014067980A1...
最新回复(0)