变换装置及其空载时间补偿方法
专利名称：变换装置及其空载时间补偿方法
技术领域：
本发明涉及变换装置及其空载时间补偿方法。
背景技术：
变换装置是将施加的直流耦合电压变换为交流的装置。变换装置特别被用做感应电动机的驱动。
现有的电压型(VVVF)的变频器的结构如图5所示。
变换装置的电压变换部件51具有开关S1～S4。开关S1～S4根据电压指令信号进行通、断。为了将施加的直流耦合电压变换为交流电压，变换装置首先断开开关S2、S3，接通S1、S4，然后在下面的时间断开开关S1、S4，接通S2、S3。如此生成交流电压。在负荷52上，如图6所示流过交流电流。
为了防止在开关S1和S2，或者开关S3和S4的电流线路上发生短路，如图7所示，在电压指令信号中设置空载时间Td。
为了能够在任何条件下都能确保这个空载时间，就有必要进行空载时间的补偿。
空载时间补偿有以下的补偿方法检测出变换装置的输出电压，根据检测出的输出电压对电压指令信号的空载时间进行补偿的方法；检测出变换装置的输出电流，根据该输出电流的符号对电压指令信号的空载时间进行补偿的方法。日本特开平6-62579号公报中披露了这种检测出变换装置的输出电流、根据该输出电流的符号对电压指令信号的空载时间进行补偿的变换装置。
比较上述两个方法，在前者的方法中必须新设置电压检测器。而根据后者的方法，能够利用设置在变频器中的电流检测器。因此，考虑到成本和占用空间的因素，最好使用后者的方法。
但是，在后者的时隙补偿方法中，输出电流一旦变小就难于判断其正负了。所以，有可能进行错误的补偿。一旦进行了错误的补偿，虽然在变换装置的输出频率为50Hz的时候，即使进行了错误的补偿，电压降低也较少，但是特别在频率为1～5Hz左右的脉冲变窄的情况下，电流波形会产生变形。这也会成为电压降低的原因。
发明内容
本发明就是鉴于现有技术中存在的问题，以提供一种能够通过简单的方法防止错误补偿的变换装置及其空载时间补偿方法为目的。
为了达到这个目的，本发明提供了一种变换装置，其结构具有串联连接的施加直流电压的开关元件，其特征在于包括通过上述各开关元件根据控制信号各自通、断，而将上述直流电压变换为交流电压的电压变换部件；根据上述电压变换部件的输出电流的电流值，设定为了防止由于上述的串联连接的开关元件同时接通而发生短路而设置的补偿空载时间的空载时间补偿量，并将补偿了空载时间的上述控制信号提供给上述电压变换部件的控制部件。
另外，上述控制部件可以在上述输出电流的电流值超过第1阈值的情况下设置固定的上述时隙补偿量，而在该输出电流的电流值小于等于该第1阈值的情况下、根据该输出电流的电流值设置上述空载时间补偿量。这时，上述控制部件可以在上述输出电流的电流值小于等于上述第1阈值的情况下，一旦该输出电流的电流值变低就设置降低的上述空载时间补偿量。另外，上述控制部件可以在上述输出电流的电流值在上述第1阈值以下并且比低于该第1阈值的第2阈值高的情况下，一旦该输出电流的电流值变低就设置以规定的降低率降低了的空载时间补偿量，而在该输出电流的电流值小于等于该第2阈值的情况下，就加大该降低率。还有，上述控制部件可以在上述输出电流的电流值小于等于比第2阈值还低的第3阈值时，设置上述空载时间补偿量为0，不进行上述空载时间的补偿。
另外，在本发明的变换装置中，上述控制部件可以具有根据上述开关元件的开关速度将上述电压变换部件的输出电流的电流值与预先设定的第1阈值进行比较，判断该输出电流的电流值是否在该第1阈值以下的判断装置；在上述判断装置判断出上述输出电流的电流值在上述第1阈值以下的情况下，一旦上述输出电流的电流值变低就设置降低的上述空载时间补偿量的补偿量降低装置。
在这种情况下，上述判断装置可以在判断上述输出电流的电流值是否在上述第1阈值以下的同时，将上述输出电流的电流值与相应于与该电流值的检测精度设置的、低于该第1阈值的第2阈值进行比较，判断上述输出电流的电流值是否在第2阈值以下。上述补偿量降低装置也可以在上述判断装置判断出上述输出电流的电流值在上述第2阈值以下的情况下，以上述降低率加大该输出电流的电流值。此外，上述判断装置还可以判断上述输出电流的电流值是否在比上述第2阈值还低的第3阈值以下，上述补偿降低装置在上述判断装置判断出上述输出电流的电流值在上述第3阈值以下的时候，设置上述空载时间补偿量为0，不进行上述空载时间的补偿。
为达到上述目的，本发明提供了一种变换装置的空载时间补偿方法，该变换装置具有串联连接的施加直流电压的开关元件，其特征在于包括下列步骤在具有通过上述开关元件根据控制信号通、断，将上述直流电压变换为交流电压的电压变换部件的变换装置中，根据上述电压变换部件的输出电流的电流值，设置为防止由于上述的串联连接的开关元件同时接通而发生短路而设置的空载时间；将上述补偿了空载时间的控制信号提供给上述电压变换部件。
图1是表示本发明的第一个实施例的变换装置的结构的框图。
图2是表示图1的控制部件的矢量控制动作的流程图。
图3是表示变换装置动作的说明图。
图4是表示图1的控制部件的空载时间补偿的流程图。
图5是表示现有的变换装置的原理的说明图。
图6是图5的变换装置的动作波形图。
图7是图6的波形放大图。
具体实施例方式
下面，参照附图来说明本发明的实施例的变换装置。
图1表示的是本实施例的变换装置的结构。
本实施例的变换装置是输出电压为方形波的电压型变换器，其结构具有直流平滑电容器11、电压变换部件12、U相电流检测器13、V相电流检测器14、转子位置检测器15、直流耦合电压检测器16和控制部件17。
直流平滑电容器11是用来平滑直流电源的直流电压的部件。
电压变换部件12根据控制部件17提供的电压指令值将由直流平滑电容器11平滑了的直流耦合电压变换为直流电压。电压变换部件12具有晶体管Q1～Q6和二极管D1～D6。
晶体管Q1～Q6是根据控制部件17提供的作为控制信号的脉冲信号进行开关动作的开关元件。该晶体管Q1～Q6使用例如IGBT(InjectionEnhanced Gate Transistor)。
晶体管Q1、Q3、Q5的集电极被连接到直流平滑电容器11的正极上。晶体管Q2、Q4、Q6的集电极各自被连接到晶体管Q1、Q3、Q5的发射极上，而其发射极各自被连接到直流平滑电容器11的负极上。
在晶体管Q1的发射极和晶体管Q2的集电极的连接点上连接有感应电动机(图中标记为“IM”)19的U相绕组。在晶体管Q3的发射极和晶体管Q4的集电极的连接点上连接有V相绕组。在晶体管Q5的发射极和晶体管Q6的集电极的连接点上连接有W相绕组。而晶体管Q1～Q6向晶体管Q1～Q6的各栅极提供作为控制信号的电压指令信号。电压指令信号是脉冲信号。晶体管Q1～Q6根据脉冲信号进行通、断。
二极管D1～D6在晶体管Q1～Q6关断时使输出电流换流的二极管。各二极管D1～D6的负极分别与晶体管Q1～Q6的集电极连接；各正极分别与晶体管Q1～Q6的发射极连接。
电压变换部件12向3相感应电动机19施加变换了的交流电压。
U相电流检测器13、V相电流检测器14各自检测提供给感应电动机19的U相、W相的初级绕组(定子绕组)的输出电流的电流值iu、iw。
转子位置检测器15检测与感应电动机19的定子的绕组轴(例如，将U相的绕组轴作为基准轴)对应的转子轴的旋转角度。
直流耦合电压检测器16检测由直流平滑电容器11平滑了的直流电压的电压值Vdc。
控制部件17具有判断电压变换部件12的输出电流的电流值的判断装置17a和设置空载时间补偿量的补偿量降低装置17b。控制部件17分别从U相电流检测器13、V相电流检测器14取得电流值iu、iv，根据取得的电流值iu、iv控制电压变换部件12。控制部件17能够用CPU等来构成。另外，在本实施例中，作为使用作为控制方法的矢量控制的部件，控制部件17生成作为脉冲信号的电压指令信号Tst(u)、Tst(v)、Tst(w)，并把这些信号输出到电压变换部件12。
另外，控制部件17求解对应于检测电流的电流值和空载时间补偿量Tdcom。控制部件17根据时隙补偿量Tdcom进行电压指令信号Tst(u)、Tst(v)、Tst(w)的空载时间补偿。
为进行这样的空载时间补偿，给检测电流的电流值设置极限值Iref(A)、Iref(B)、Iref(C)。
极限值Iref(A)是根据输出电流的检测精度设置的电流值。该极限值Iref(A)被设置为例如额定电流的10％左右。极限值Iref(B)是根据晶体管Q1～Q6的开关速度设置的极限值。该Iref(B)被设置为例如额定电流的20％左右。Iref(C)是为了判断空载时间补偿的补偿量是否为0的极限值。该Iref(C)被设置为例如额定电流的5％左右。
控制部件17具有图中未示出的存储器，将极限值Iref(A)、Iref(B)、Iref(C)预先存储在这个存储器中。另外，空载时间补偿的运算所必须的常数等也被存储在该存储器中。
下面说明本实施例的变换装置的动作。
直流平滑电容器11将直流电源18的直流电压平流。通过直流平滑电容器11平滑了的直流耦合电压被施加到电压变换部件12的晶体管Q1～Q6上。直流耦合电压检测器16检测该直流耦合电压的电压值Vdc。
通过晶体管Q1～Q6的通、断生成交流电压。其结果是，电流流过感应电动机19的U相、V相、W相的各绕组。U相电流检测器13、V相电流检测器14分别检测流过感应电动机19的U相、V相的电流的电流值iu、iv。
控制部件17根据矢量控制生成电压指令信号Tst(u)、Tst(v)、Tst(w)。
根据图2的流程图来说明这个动作。
控制部件17分别从U相电流检测器13、V相电流检测器14取得电流值iu、iv(步骤S11)。
另外，W相的电流iw的电流值是根据三相平衡的条件由U相电流值iu和V相电流值iv计算得出的。
控制部件17从转子位置检测器15取得转子位置(步骤S12)。
控制部件17利用转子位置，进行将电流值iu、iv、iw从以定子轴作为观测坐标的静止坐标系变换为以转子轴作为观测坐标的旋转坐标系的坐标变换。然后，控制部件17求解励磁电流值id和扭矩电流值iq(步骤S13)。
控制部件17取得励磁电流的电流指令值id*和扭矩电流的电流指令值iq*(步骤S14)。
控制部件17求解励磁电流的电流指令值id*与励磁电流值id的偏差ed、扭矩电流的电流指令值iq*与扭矩电流值iq的偏差eq。控制部件17进行所求出的偏差ed、eq的PI(比例积分)运算，并分别求解使偏差ed、eq为0的电压指令值vd*、vq*(步骤S15)。
控制部件17根据求出的电压指令值vd*、vq*、转子位置求解静止坐标系的三相电压指令值vu*、vv*、vw*(步骤S16)。
控制部件17根据求出的三相电压指令值vu*、vv*、vw*生成作为控制信号的电压指令信号Tst(u)、Tst(v)、Tst(w)(步骤S17)。
控制部件17对生成了的电压指令信号Tst(u)、Tst(v)、Tst(w)进行空载时间补偿(步骤S18)。
根据图3来说明这个空载时间补偿。
Iref(B)＜Im的区间IV是能够正确检测出电流值Im的区间。在这个区间中，空载时间补偿量Tdcom为固定值(kded1)。
在Iref(A)＜Im≤Iref(B)的区间III中，一旦将空载时间补偿量设置为固定值kded1，则随着电流值Im变小，空载时间补偿就会过度。所以，在区间III中，随着电流值Im而降低空载时间补偿量Tdcom。
区间III的空载时间补偿量Tdcom可根据下面的式(1)求出。
Tdcom＝(kded1-kded2)*(Im-Iref(A))/(Iref(B)-Iref(A))+kded2…(1)在Iref(C)＜Im≤Iref(A)的区间II中，电流值Im继续变小，则电压降低也变小。为此，如果根据式(1)设置空载时间补偿量Tdcom，就有可能产生过补偿而使变换装置的输出电压和输出电流产生偏差。所以，在区间II，随着电流值Im的变小，空载时间补偿量Tdcom的降低率要更大。
区间II的空载时间补偿量Tdcom可根据下面的式(2)求出。
Tdcom＝kded2*(Im-Iref(C))/(Iref(A)-Iref(C))…(2)在0＜Im≤Iref(C)的区间I中，根据U相电流检测器13、V相电流检测器14等的检测精度，电流的正负判断也变难了，若设置Tdcom＞0，则会误补偿，使变换装置的输出电压和输出电流产生偏差。所以，在区间I中将空载时间补偿量Tdcom设置为0。
控制部件17是如此设置空载时间补偿量Tdcom，并进行空载时间补偿的。
根据图4的流程图来说明这个动作。
另外，由于空载时间补偿量的动作在U相、V相、W相是共通的，所以在此只对U相的空载时间补偿进行说明。
控制部件17取得检测出来的电流值Im(步骤S21)。
电流值Im是通过U相电流检测器13、V相电流检测器14检测出来的变换装置的输出电流的电流值。
控制部件17将电流值Im与各极限值Iref(A)、Iref(B)、Iref(C)进行比较(步骤S22)。
控制部件17判断电流值Im是否在极限值Iref(C)以下(0＜Im≤Iref(C))(步骤S23)。
判断出电流值Im小于、等于极限值Iref(C)时(步骤S23中的是)，控制部件17将空载时间补偿量Tdcom设置为0(步骤S24)。
控制部件17在电压指令信号Tst的脉冲宽度tst上加上作为空载时间补偿量Tdcom的0(步骤S25)。
其次，在判断出电流值Im超过极限值Iref(C)的情况下(步骤S23中的否)，控制部件17对电流值Im是否在极限值Iref(A)以下(Im≤Iref(A))进行判断(步骤S26)。
在判断出电流值是在极限值Iref(A)以下的情况下(步骤S26中的是)，控制部件17根据式(2)计算出空载时间补偿量Tdcom(步骤S27)。
控制部件17计算出空载时间补偿量Tdcom后，马上进行电流值Im的符号判断(步骤S28)。
电流值Im的符号Tsgn为正的情况下(步骤S28中的是)，由于是上支路(晶体管Q1、Q3、Q5)的电压指令信号Tst的空载时间补偿，所以控制部件17进行从电压指令信号Tst的脉冲宽度tst中减去根据式(2)计算出的空载时间补偿量Tdcom的计算(步骤S29)。
在电流值Im的符号Tsgn为负的情况下(步骤S28中的否)，由于是下支路(晶体管Q2、Q4、Q6)的电压指令信号Tst的空载时间补偿，控制部件17进行在电压指令信号Tst的脉冲宽度上加上根据式(2)计算出的空载时间补偿量Tdcom的计算(步骤S30)。
其次，在判断出电流值Im超过极限值Iref(A)的情况下(步骤S27中的否)，控制部件17判断电流值Im是否小于、等于极限值Iref(B)(步骤S31)。
在判断出电流值Im是在极限值Iref(B)以下时(步骤S31中的是)，控制部件17根据式(1)计算出空载时间补偿量Tdcom(步骤S32)。
然后，控制部件在电流值Im的符号为正的情况下，进行从电压指令信号Tst的脉冲宽度tst中减去根据式(1)计算出的空载时间补偿量Tdcom的计算。控制部件17在符号Tsgn为负的情况下，进行在电压指令信号Tst的脉冲宽度上加上根据式(1)计算出的空载时间补偿量Tdcom的计算(步骤S28～S30)。
其次，在判断出电流值Im超过极限值Iref(B)的情况下(步骤S31中的否)，控制部件17将空载时间补偿量Tdcom设置为固定值kded1(步骤S33)。
然后，控制部件17在电流值Im的符号Tsgn为正的情况下，进行从电压指令信号Tst的脉冲宽度tst中减去这个空载时间补偿量Tdcom的运算。控制部件17在符号Tsgn为负的情况下，进行在电压指令信号Tst的脉冲宽度tst上加上这个空载时间补偿量Tdcom的运算(步骤S28～S30)。
控制部件17如此将进行了空载时间补偿的电压指令信号Tst(u)、Tst(v)、Tst(w)输出到电压变换部件12的晶体管Q1～Q6的栅极。
如以上的说明，根据本实施例，由于是根据输出电流的电流值来设置空载时间补偿量，所以对应于变换装置的输出电流通过简单的计算就能够进行最适当的空载时间补偿。
所以，在变换装置的输出频率数为1～5Hz左右、脉冲宽度变窄的情况下，也能够防止电流波形发生偏差，维持电压稳定。所以，由此就特别能够提高感应电动机19在低频驱动的时候的驱动性能，能够实现变换装置的小型化和低成本。
另外，对应于本发明的实施，可以考虑各种形式，并不局限于上述的实施例。
例如，极限值Iref(A)、Iref(B)、Iref(C)并不限定于本实施例中那样的值。对应于噪音、开关元件等的开关速度、U相电流检测器13、v相检测器14的检测精度等，能够适当设置这些值。
另外，电压变换部件12的晶体管Q1～Q6，对应于功率容量，能够使用双极型晶体管、FET(电场效应晶体管)、晶体闸流管等。
另外，感应电动机19不仅可以是3相的，2相的也可以，或者是超过3相的多相也可以。还可以不是感应电动机，而使用同步电动机。
另外，感应电动机的速度控制，并不仅限于矢量控制，也可以使用一次性频率控制、电压/频率控制。
如以上所说明的，根据本发明能够防止误补偿。
权利要求
1.一种变换装置，其特征在于包括串联连接的、被施加直流电压的开关元件；通过上述各开关元件各自根据控制信号的通、断而将上述直流电压变换为交流电压的电压变换部件；以及根据上述电压变换部件的输出电流的电流值设置为了防止上述串联连接的开关元件同时接通产生短路而设置的用来补偿空载时间的空载时间补偿量，并将进行了空载时间补偿的上述控制信号提供给上述电压变换部件的控制部件。
2.根据权利要求1所述的变换装置，其特征在于上述控制部件在上述输出电流的电流值超过第1极限值的情况下，设置固定的上述空载时间补偿量，在该输出电流的电流值小于、等于该第1极限值时，对应于该输出电流的电流值设置上述空载时间补偿量。
3.根据权利要求2所述的变换装置，其特征在于上述控制部件在上述输出电流的电流值小于、等于上述第1极限值时，若该输出电流的电流值变低则设置降低了的上述空载时间补偿量。
4.根据权利要求3所述的变换装置，其特征在于上述控制部件在上述输出电流的电流值小于、等于上述第1极限值、并且比低于该第1极限值的第2极限值高的情况下，若该输出电流的电流值变低则设置以规定的降低率降低了的上述空载时间补偿量，在该输出电流的电流值小于、等于该第2极限值时加大该降低率。
5.根据权利要求4所述的变换装置，其特征在于上述控制部件在上述输出电流的电流值小于、等于比上述第2极限值还低的第3极限值时，设置上述空载时间补偿量为0，不进行上述空载时间的补偿。
6.根据权利要求1所述的变换装置，其特征在于上述控制部件具有将上述电压变换部件的输出电流的电流值与根据上述开关元件的开关速度预先设置的第1极限值进行比较，判断该输出电流的电流值是否小于、等于该第1极限值的判断装置；以及在上述判断装置判断出上述输出电流的电流值小于、等于上述第1极限值时，若上述输出电流的电流值变低则设置降低了的上述空载时间补偿量的补偿量降低装置。
7.根据权利要求6所述的变换装置，其特征在于上述判断装置判断上述输出电流的电流值是否小于、等于上述第1极限值，同时将上述输出电流的电流值与对应于该电流值的检测精度而设置的低于该第1极限值的第2极限值进行比较，并判断上述输出电流的电流值是否小于、等于第2极限值；上述补偿量降低装置在上述判断装置判断出上述输出电流的电流值小于、等于上述第2极限值时，将上述输出电流的电流值的上述降低率加大。
8.根据权利要求7所述的变换装置，其特征在于上述判断装置还判断上述输出电流的电流值是否小于、等于低于上述第2极限值的第3极限值；上述补偿量降低装置在上述判断装置判断出上述输出电流的电流值小于、等于上述第3极限值时，将上述空载时间补偿量设置为0，不进行上述空载时间的补偿。
9.一种变换装置的空载时间补偿方法，所述变换装置具有串联连接的被施加直流电压的开关元件和通过上述开关元件根据控制信号的通、断而将上述直流电压变换为交流电压的电压变换部件，其特征在于包括下列步骤根据上述电压变换部件的输出电流的电流值设置为了防止上述串联连接的开关元件同时接通产生短路而设置的空载时间；将上述补偿了空载时间的控制信号提供给上述电压变换部件。
全文摘要
本发明的目的是设置适当的空载时间补偿量，防止误补偿。其控制部件(17)将由U相、V相电流检测器(13、14)检测出的电流值与预先设置的极限值进行比较。在上述电流值小于、等于根据晶体管(Q1～Q6)的开关速度设置的极限值的情况下，控制部件(17)根据检测出的电流值降低空载时间补偿量。在上述电流值小于、等于根据输出电流的检测精度设置的极限值的情况下，控制部件(17)将空载时间补偿量的降低率加大。并且在检测出的电流值减小到无法判断其正负的程度的情况下，设置空载时间补偿量为0。
文档编号H02M7/42GK1445918SQ0312042
公开日2003年10月1日 申请日期2003年3月14日 优先权日2002年3月14日
发明者川合良 申请人:三垦电气株式会社
技术领域：
本发明涉及变换装置及其空载时间补偿方法。
背景技术：
变换装置是将施加的直流耦合电压变换为交流的装置。变换装置特别被用做感应电动机的驱动。
现有的电压型(VVVF)的变频器的结构如图5所示。
变换装置的电压变换部件51具有开关S1～S4。开关S1～S4根据电压指令信号进行通、断。为了将施加的直流耦合电压变换为交流电压，变换装置首先断开开关S2、S3，接通S1、S4，然后在下面的时间断开开关S1、S4，接通S2、S3。如此生成交流电压。在负荷52上，如图6所示流过交流电流。
为了防止在开关S1和S2，或者开关S3和S4的电流线路上发生短路，如图7所示，在电压指令信号中设置空载时间Td。
为了能够在任何条件下都能确保这个空载时间，就有必要进行空载时间的补偿。
空载时间补偿有以下的补偿方法检测出变换装置的输出电压，根据检测出的输出电压对电压指令信号的空载时间进行补偿的方法；检测出变换装置的输出电流，根据该输出电流的符号对电压指令信号的空载时间进行补偿的方法。日本特开平6-62579号公报中披露了这种检测出变换装置的输出电流、根据该输出电流的符号对电压指令信号的空载时间进行补偿的变换装置。
比较上述两个方法，在前者的方法中必须新设置电压检测器。而根据后者的方法，能够利用设置在变频器中的电流检测器。因此，考虑到成本和占用空间的因素，最好使用后者的方法。
但是，在后者的时隙补偿方法中，输出电流一旦变小就难于判断其正负了。所以，有可能进行错误的补偿。一旦进行了错误的补偿，虽然在变换装置的输出频率为50Hz的时候，即使进行了错误的补偿，电压降低也较少，但是特别在频率为1～5Hz左右的脉冲变窄的情况下，电流波形会产生变形。这也会成为电压降低的原因。
发明内容
本发明就是鉴于现有技术中存在的问题，以提供一种能够通过简单的方法防止错误补偿的变换装置及其空载时间补偿方法为目的。
为了达到这个目的，本发明提供了一种变换装置，其结构具有串联连接的施加直流电压的开关元件，其特征在于包括通过上述各开关元件根据控制信号各自通、断，而将上述直流电压变换为交流电压的电压变换部件；根据上述电压变换部件的输出电流的电流值，设定为了防止由于上述的串联连接的开关元件同时接通而发生短路而设置的补偿空载时间的空载时间补偿量，并将补偿了空载时间的上述控制信号提供给上述电压变换部件的控制部件。
另外，上述控制部件可以在上述输出电流的电流值超过第1阈值的情况下设置固定的上述时隙补偿量，而在该输出电流的电流值小于等于该第1阈值的情况下、根据该输出电流的电流值设置上述空载时间补偿量。这时，上述控制部件可以在上述输出电流的电流值小于等于上述第1阈值的情况下，一旦该输出电流的电流值变低就设置降低的上述空载时间补偿量。另外，上述控制部件可以在上述输出电流的电流值在上述第1阈值以下并且比低于该第1阈值的第2阈值高的情况下，一旦该输出电流的电流值变低就设置以规定的降低率降低了的空载时间补偿量，而在该输出电流的电流值小于等于该第2阈值的情况下，就加大该降低率。还有，上述控制部件可以在上述输出电流的电流值小于等于比第2阈值还低的第3阈值时，设置上述空载时间补偿量为0，不进行上述空载时间的补偿。
另外，在本发明的变换装置中，上述控制部件可以具有根据上述开关元件的开关速度将上述电压变换部件的输出电流的电流值与预先设定的第1阈值进行比较，判断该输出电流的电流值是否在该第1阈值以下的判断装置；在上述判断装置判断出上述输出电流的电流值在上述第1阈值以下的情况下，一旦上述输出电流的电流值变低就设置降低的上述空载时间补偿量的补偿量降低装置。
在这种情况下，上述判断装置可以在判断上述输出电流的电流值是否在上述第1阈值以下的同时，将上述输出电流的电流值与相应于与该电流值的检测精度设置的、低于该第1阈值的第2阈值进行比较，判断上述输出电流的电流值是否在第2阈值以下。上述补偿量降低装置也可以在上述判断装置判断出上述输出电流的电流值在上述第2阈值以下的情况下，以上述降低率加大该输出电流的电流值。此外，上述判断装置还可以判断上述输出电流的电流值是否在比上述第2阈值还低的第3阈值以下，上述补偿降低装置在上述判断装置判断出上述输出电流的电流值在上述第3阈值以下的时候，设置上述空载时间补偿量为0，不进行上述空载时间的补偿。
为达到上述目的，本发明提供了一种变换装置的空载时间补偿方法，该变换装置具有串联连接的施加直流电压的开关元件，其特征在于包括下列步骤在具有通过上述开关元件根据控制信号通、断，将上述直流电压变换为交流电压的电压变换部件的变换装置中，根据上述电压变换部件的输出电流的电流值，设置为防止由于上述的串联连接的开关元件同时接通而发生短路而设置的空载时间；将上述补偿了空载时间的控制信号提供给上述电压变换部件。
图1是表示本发明的第一个实施例的变换装置的结构的框图。
图2是表示图1的控制部件的矢量控制动作的流程图。
图3是表示变换装置动作的说明图。
图4是表示图1的控制部件的空载时间补偿的流程图。
图5是表示现有的变换装置的原理的说明图。
图6是图5的变换装置的动作波形图。
图7是图6的波形放大图。
具体实施例方式
下面，参照附图来说明本发明的实施例的变换装置。
图1表示的是本实施例的变换装置的结构。
本实施例的变换装置是输出电压为方形波的电压型变换器，其结构具有直流平滑电容器11、电压变换部件12、U相电流检测器13、V相电流检测器14、转子位置检测器15、直流耦合电压检测器16和控制部件17。
直流平滑电容器11是用来平滑直流电源的直流电压的部件。
电压变换部件12根据控制部件17提供的电压指令值将由直流平滑电容器11平滑了的直流耦合电压变换为直流电压。电压变换部件12具有晶体管Q1～Q6和二极管D1～D6。
晶体管Q1～Q6是根据控制部件17提供的作为控制信号的脉冲信号进行开关动作的开关元件。该晶体管Q1～Q6使用例如IGBT(InjectionEnhanced Gate Transistor)。
晶体管Q1、Q3、Q5的集电极被连接到直流平滑电容器11的正极上。晶体管Q2、Q4、Q6的集电极各自被连接到晶体管Q1、Q3、Q5的发射极上，而其发射极各自被连接到直流平滑电容器11的负极上。
在晶体管Q1的发射极和晶体管Q2的集电极的连接点上连接有感应电动机(图中标记为“IM”)19的U相绕组。在晶体管Q3的发射极和晶体管Q4的集电极的连接点上连接有V相绕组。在晶体管Q5的发射极和晶体管Q6的集电极的连接点上连接有W相绕组。而晶体管Q1～Q6向晶体管Q1～Q6的各栅极提供作为控制信号的电压指令信号。电压指令信号是脉冲信号。晶体管Q1～Q6根据脉冲信号进行通、断。
二极管D1～D6在晶体管Q1～Q6关断时使输出电流换流的二极管。各二极管D1～D6的负极分别与晶体管Q1～Q6的集电极连接；各正极分别与晶体管Q1～Q6的发射极连接。
电压变换部件12向3相感应电动机19施加变换了的交流电压。
U相电流检测器13、V相电流检测器14各自检测提供给感应电动机19的U相、W相的初级绕组(定子绕组)的输出电流的电流值iu、iw。
转子位置检测器15检测与感应电动机19的定子的绕组轴(例如，将U相的绕组轴作为基准轴)对应的转子轴的旋转角度。
直流耦合电压检测器16检测由直流平滑电容器11平滑了的直流电压的电压值Vdc。
控制部件17具有判断电压变换部件12的输出电流的电流值的判断装置17a和设置空载时间补偿量的补偿量降低装置17b。控制部件17分别从U相电流检测器13、V相电流检测器14取得电流值iu、iv，根据取得的电流值iu、iv控制电压变换部件12。控制部件17能够用CPU等来构成。另外，在本实施例中，作为使用作为控制方法的矢量控制的部件，控制部件17生成作为脉冲信号的电压指令信号Tst(u)、Tst(v)、Tst(w)，并把这些信号输出到电压变换部件12。
另外，控制部件17求解对应于检测电流的电流值和空载时间补偿量Tdcom。控制部件17根据时隙补偿量Tdcom进行电压指令信号Tst(u)、Tst(v)、Tst(w)的空载时间补偿。
为进行这样的空载时间补偿，给检测电流的电流值设置极限值Iref(A)、Iref(B)、Iref(C)。
极限值Iref(A)是根据输出电流的检测精度设置的电流值。该极限值Iref(A)被设置为例如额定电流的10％左右。极限值Iref(B)是根据晶体管Q1～Q6的开关速度设置的极限值。该Iref(B)被设置为例如额定电流的20％左右。Iref(C)是为了判断空载时间补偿的补偿量是否为0的极限值。该Iref(C)被设置为例如额定电流的5％左右。
控制部件17具有图中未示出的存储器，将极限值Iref(A)、Iref(B)、Iref(C)预先存储在这个存储器中。另外，空载时间补偿的运算所必须的常数等也被存储在该存储器中。
下面说明本实施例的变换装置的动作。
直流平滑电容器11将直流电源18的直流电压平流。通过直流平滑电容器11平滑了的直流耦合电压被施加到电压变换部件12的晶体管Q1～Q6上。直流耦合电压检测器16检测该直流耦合电压的电压值Vdc。
通过晶体管Q1～Q6的通、断生成交流电压。其结果是，电流流过感应电动机19的U相、V相、W相的各绕组。U相电流检测器13、V相电流检测器14分别检测流过感应电动机19的U相、V相的电流的电流值iu、iv。
控制部件17根据矢量控制生成电压指令信号Tst(u)、Tst(v)、Tst(w)。
根据图2的流程图来说明这个动作。
控制部件17分别从U相电流检测器13、V相电流检测器14取得电流值iu、iv(步骤S11)。
另外，W相的电流iw的电流值是根据三相平衡的条件由U相电流值iu和V相电流值iv计算得出的。
控制部件17从转子位置检测器15取得转子位置(步骤S12)。
控制部件17利用转子位置，进行将电流值iu、iv、iw从以定子轴作为观测坐标的静止坐标系变换为以转子轴作为观测坐标的旋转坐标系的坐标变换。然后，控制部件17求解励磁电流值id和扭矩电流值iq(步骤S13)。
控制部件17取得励磁电流的电流指令值id*和扭矩电流的电流指令值iq*(步骤S14)。
控制部件17求解励磁电流的电流指令值id*与励磁电流值id的偏差ed、扭矩电流的电流指令值iq*与扭矩电流值iq的偏差eq。控制部件17进行所求出的偏差ed、eq的PI(比例积分)运算，并分别求解使偏差ed、eq为0的电压指令值vd*、vq*(步骤S15)。
控制部件17根据求出的电压指令值vd*、vq*、转子位置求解静止坐标系的三相电压指令值vu*、vv*、vw*(步骤S16)。
控制部件17根据求出的三相电压指令值vu*、vv*、vw*生成作为控制信号的电压指令信号Tst(u)、Tst(v)、Tst(w)(步骤S17)。
控制部件17对生成了的电压指令信号Tst(u)、Tst(v)、Tst(w)进行空载时间补偿(步骤S18)。
根据图3来说明这个空载时间补偿。
Iref(B)＜Im的区间IV是能够正确检测出电流值Im的区间。在这个区间中，空载时间补偿量Tdcom为固定值(kded1)。
在Iref(A)＜Im≤Iref(B)的区间III中，一旦将空载时间补偿量设置为固定值kded1，则随着电流值Im变小，空载时间补偿就会过度。所以，在区间III中，随着电流值Im而降低空载时间补偿量Tdcom。
区间III的空载时间补偿量Tdcom可根据下面的式(1)求出。
Tdcom＝(kded1-kded2)*(Im-Iref(A))/(Iref(B)-Iref(A))+kded2…(1)在Iref(C)＜Im≤Iref(A)的区间II中，电流值Im继续变小，则电压降低也变小。为此，如果根据式(1)设置空载时间补偿量Tdcom，就有可能产生过补偿而使变换装置的输出电压和输出电流产生偏差。所以，在区间II，随着电流值Im的变小，空载时间补偿量Tdcom的降低率要更大。
区间II的空载时间补偿量Tdcom可根据下面的式(2)求出。
Tdcom＝kded2*(Im-Iref(C))/(Iref(A)-Iref(C))…(2)在0＜Im≤Iref(C)的区间I中，根据U相电流检测器13、V相电流检测器14等的检测精度，电流的正负判断也变难了，若设置Tdcom＞0，则会误补偿，使变换装置的输出电压和输出电流产生偏差。所以，在区间I中将空载时间补偿量Tdcom设置为0。
控制部件17是如此设置空载时间补偿量Tdcom，并进行空载时间补偿的。
根据图4的流程图来说明这个动作。
另外，由于空载时间补偿量的动作在U相、V相、W相是共通的，所以在此只对U相的空载时间补偿进行说明。
控制部件17取得检测出来的电流值Im(步骤S21)。
电流值Im是通过U相电流检测器13、V相电流检测器14检测出来的变换装置的输出电流的电流值。
控制部件17将电流值Im与各极限值Iref(A)、Iref(B)、Iref(C)进行比较(步骤S22)。
控制部件17判断电流值Im是否在极限值Iref(C)以下(0＜Im≤Iref(C))(步骤S23)。
判断出电流值Im小于、等于极限值Iref(C)时(步骤S23中的是)，控制部件17将空载时间补偿量Tdcom设置为0(步骤S24)。
控制部件17在电压指令信号Tst的脉冲宽度tst上加上作为空载时间补偿量Tdcom的0(步骤S25)。
其次，在判断出电流值Im超过极限值Iref(C)的情况下(步骤S23中的否)，控制部件17对电流值Im是否在极限值Iref(A)以下(Im≤Iref(A))进行判断(步骤S26)。
在判断出电流值是在极限值Iref(A)以下的情况下(步骤S26中的是)，控制部件17根据式(2)计算出空载时间补偿量Tdcom(步骤S27)。
控制部件17计算出空载时间补偿量Tdcom后，马上进行电流值Im的符号判断(步骤S28)。
电流值Im的符号Tsgn为正的情况下(步骤S28中的是)，由于是上支路(晶体管Q1、Q3、Q5)的电压指令信号Tst的空载时间补偿，所以控制部件17进行从电压指令信号Tst的脉冲宽度tst中减去根据式(2)计算出的空载时间补偿量Tdcom的计算(步骤S29)。
在电流值Im的符号Tsgn为负的情况下(步骤S28中的否)，由于是下支路(晶体管Q2、Q4、Q6)的电压指令信号Tst的空载时间补偿，控制部件17进行在电压指令信号Tst的脉冲宽度上加上根据式(2)计算出的空载时间补偿量Tdcom的计算(步骤S30)。
其次，在判断出电流值Im超过极限值Iref(A)的情况下(步骤S27中的否)，控制部件17判断电流值Im是否小于、等于极限值Iref(B)(步骤S31)。
在判断出电流值Im是在极限值Iref(B)以下时(步骤S31中的是)，控制部件17根据式(1)计算出空载时间补偿量Tdcom(步骤S32)。
然后，控制部件在电流值Im的符号为正的情况下，进行从电压指令信号Tst的脉冲宽度tst中减去根据式(1)计算出的空载时间补偿量Tdcom的计算。控制部件17在符号Tsgn为负的情况下，进行在电压指令信号Tst的脉冲宽度上加上根据式(1)计算出的空载时间补偿量Tdcom的计算(步骤S28～S30)。
其次，在判断出电流值Im超过极限值Iref(B)的情况下(步骤S31中的否)，控制部件17将空载时间补偿量Tdcom设置为固定值kded1(步骤S33)。
然后，控制部件17在电流值Im的符号Tsgn为正的情况下，进行从电压指令信号Tst的脉冲宽度tst中减去这个空载时间补偿量Tdcom的运算。控制部件17在符号Tsgn为负的情况下，进行在电压指令信号Tst的脉冲宽度tst上加上这个空载时间补偿量Tdcom的运算(步骤S28～S30)。
控制部件17如此将进行了空载时间补偿的电压指令信号Tst(u)、Tst(v)、Tst(w)输出到电压变换部件12的晶体管Q1～Q6的栅极。
如以上的说明，根据本实施例，由于是根据输出电流的电流值来设置空载时间补偿量，所以对应于变换装置的输出电流通过简单的计算就能够进行最适当的空载时间补偿。
所以，在变换装置的输出频率数为1～5Hz左右、脉冲宽度变窄的情况下，也能够防止电流波形发生偏差，维持电压稳定。所以，由此就特别能够提高感应电动机19在低频驱动的时候的驱动性能，能够实现变换装置的小型化和低成本。
另外，对应于本发明的实施，可以考虑各种形式，并不局限于上述的实施例。
例如，极限值Iref(A)、Iref(B)、Iref(C)并不限定于本实施例中那样的值。对应于噪音、开关元件等的开关速度、U相电流检测器13、v相检测器14的检测精度等，能够适当设置这些值。
另外，电压变换部件12的晶体管Q1～Q6，对应于功率容量，能够使用双极型晶体管、FET(电场效应晶体管)、晶体闸流管等。
另外，感应电动机19不仅可以是3相的，2相的也可以，或者是超过3相的多相也可以。还可以不是感应电动机，而使用同步电动机。
另外，感应电动机的速度控制，并不仅限于矢量控制，也可以使用一次性频率控制、电压/频率控制。
如以上所说明的，根据本发明能够防止误补偿。
权利要求
1.一种变换装置，其特征在于包括串联连接的、被施加直流电压的开关元件；通过上述各开关元件各自根据控制信号的通、断而将上述直流电压变换为交流电压的电压变换部件；以及根据上述电压变换部件的输出电流的电流值设置为了防止上述串联连接的开关元件同时接通产生短路而设置的用来补偿空载时间的空载时间补偿量，并将进行了空载时间补偿的上述控制信号提供给上述电压变换部件的控制部件。
2.根据权利要求1所述的变换装置，其特征在于上述控制部件在上述输出电流的电流值超过第1极限值的情况下，设置固定的上述空载时间补偿量，在该输出电流的电流值小于、等于该第1极限值时，对应于该输出电流的电流值设置上述空载时间补偿量。
3.根据权利要求2所述的变换装置，其特征在于上述控制部件在上述输出电流的电流值小于、等于上述第1极限值时，若该输出电流的电流值变低则设置降低了的上述空载时间补偿量。
4.根据权利要求3所述的变换装置，其特征在于上述控制部件在上述输出电流的电流值小于、等于上述第1极限值、并且比低于该第1极限值的第2极限值高的情况下，若该输出电流的电流值变低则设置以规定的降低率降低了的上述空载时间补偿量，在该输出电流的电流值小于、等于该第2极限值时加大该降低率。
5.根据权利要求4所述的变换装置，其特征在于上述控制部件在上述输出电流的电流值小于、等于比上述第2极限值还低的第3极限值时，设置上述空载时间补偿量为0，不进行上述空载时间的补偿。
6.根据权利要求1所述的变换装置，其特征在于上述控制部件具有将上述电压变换部件的输出电流的电流值与根据上述开关元件的开关速度预先设置的第1极限值进行比较，判断该输出电流的电流值是否小于、等于该第1极限值的判断装置；以及在上述判断装置判断出上述输出电流的电流值小于、等于上述第1极限值时，若上述输出电流的电流值变低则设置降低了的上述空载时间补偿量的补偿量降低装置。
7.根据权利要求6所述的变换装置，其特征在于上述判断装置判断上述输出电流的电流值是否小于、等于上述第1极限值，同时将上述输出电流的电流值与对应于该电流值的检测精度而设置的低于该第1极限值的第2极限值进行比较，并判断上述输出电流的电流值是否小于、等于第2极限值；上述补偿量降低装置在上述判断装置判断出上述输出电流的电流值小于、等于上述第2极限值时，将上述输出电流的电流值的上述降低率加大。
8.根据权利要求7所述的变换装置，其特征在于上述判断装置还判断上述输出电流的电流值是否小于、等于低于上述第2极限值的第3极限值；上述补偿量降低装置在上述判断装置判断出上述输出电流的电流值小于、等于上述第3极限值时，将上述空载时间补偿量设置为0，不进行上述空载时间的补偿。
9.一种变换装置的空载时间补偿方法，所述变换装置具有串联连接的被施加直流电压的开关元件和通过上述开关元件根据控制信号的通、断而将上述直流电压变换为交流电压的电压变换部件，其特征在于包括下列步骤根据上述电压变换部件的输出电流的电流值设置为了防止上述串联连接的开关元件同时接通产生短路而设置的空载时间；将上述补偿了空载时间的控制信号提供给上述电压变换部件。
全文摘要
本发明的目的是设置适当的空载时间补偿量，防止误补偿。其控制部件(17)将由U相、V相电流检测器(13、14)检测出的电流值与预先设置的极限值进行比较。在上述电流值小于、等于根据晶体管(Q1～Q6)的开关速度设置的极限值的情况下，控制部件(17)根据检测出的电流值降低空载时间补偿量。在上述电流值小于、等于根据输出电流的检测精度设置的极限值的情况下，控制部件(17)将空载时间补偿量的降低率加大。并且在检测出的电流值减小到无法判断其正负的程度的情况下，设置空载时间补偿量为0。
文档编号H02M7/42GK1445918SQ0312042
公开日2003年10月1日 申请日期2003年3月14日 优先权日2002年3月14日
发明者川合良 申请人:三垦电气株式会社
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