一种无传感器正弦直流变频电流采样方法
专利名称：一种无传感器正弦直流变频电流采样方法
技术领域：
本发明涉及变频控制技术领域，特别是一种无传感器正弦直流变频电流采样方 法。
背景技术：
变频空调的核心是变频压缩机和变频驱动技术，变频控制技术与变频压缩机的发 展是相辅相成的，目前变频压缩机已发展出三代产品交流变频压缩机、直流无刷电机直流 变频压缩机、永磁同步电机直流变频压缩机，相应的变频控制技术也发展了三代交流变频 控制技术、120°方波直流变频控制技术、180°正弦波直流变频控制技术(又称矢量控制技 术)。180度直流变频技术由于其节能高效、噪音低、舒适性等诸多技术优势，成为空调行业 技术发展的必然趋势，也是目前空调行业最优的空调压缩机控制技术，日本作为变频空调 强国，直流变频空调已占其空调市场的99%左右，其中采用180°方波直流变频控制技术 的直流变频空调占到市场份额的60%左右，采用180°正弦波直流变频控制技术的直流变 频主流产品，而且呈快速上升的趋势。国内空调厂开发的直流变频大都是采用120°方波控 制技术，对于180 °正弦波控制技术产品，国内目前也发展迅速，通过和国外企业合作国内 各大国内空调厂都陆续推出相关产品，同时一些有实力的空调企业也在积极进行180°正 弦波控制技术核心算法的研究开发。目前180度直流变频压缩机驱动技术主要采用磁场定向控制技术(F0C)，其控制 原理是通过一定的坐标转换可以对磁通和转矩直接控制，实现电流和转速的双闭环控制 具有可以在不产生大流的情况下实现快速的动态响应，即能耗低，效率高，转矩性能好，可 以在不丢转速的情况下实现PMSM电机的精确高效驱动控制，FOC的具体实现方法在其他 文章里多有论述，不属于本文的论述范围，就不再详述不过FOC控制算法需要电机转子的 位置信息，在普通的电机控制中转子位置信息可以通过诸如编码器或旋转变压器等位置传 感器来获得，但是在压缩机这样一个封闭高温的系统里安置位置传感器显然不现实，这就 需要采用无位置传感器的FOC控制技术，该控制技术是基于转子永磁体与定子磁场相互作 用而实现的，就是通过精确测量定子的电流信息，然后用该电流信息以及各相施加电压逻 辑等信息通过数学模型解耦出压缩机转子的位置信息，由此可见，在无位置传感器的180 度正弦直流变频控制技术里面精确的采样定子相电流是至关重要的，是整个控制系统的基 石出。在变频空调领域对压缩机定子电流的采样大都采用采样电阻采样的方式，如中国 专利《一种用于变频器的电流采样电路及其采样方法》(专利号2009101^999. 9)。该专 利给出了单电阻采样方式和双电阻采样方式，下面对这两种采样方案存在的问题做一下分 析。1)单电阻采样方案分析
单电阻采样方式的典型电路如图1所示，通过单片机对母线N上的电流iDC采样，通过逻辑分析分解出各相电流的值iU、iV、iff, PMSM表示永磁同步电机。图2表示了电流检出 的时序原理，上部为与U、V、W三相相关的开关管的开关状态，中部为检测电阻上的电流值 (idc),下部为压缩机三相的电流。由于在变频方案里脉宽调制(Pulse Width Modulation, PWM)的载波频率很高(大约涨Hz)，而且因为负载成电感特性，逆变器交流侧的电流波形 大体上为正弦波，一个载波周期内几乎不产生变化。idc的波形是将交流侧的电流通过逆 变器开关群组切换而来的，逆变器各个桥的状态分别对应于0，iu, iv, iw, - iu, -iv, -iw的各个值。结合图1可以看出
①的区间(UP,VP, WN :on) idc ① =-iw
②的区间(UP,VN, WN :on) idc ② =iu 再由于iu、iv、iw的矢量和为零，即 iu+iv+iw=0
因此iu，iv, iw，根据下面的关系可以简单地求出
iu = idc ②，iv = idc ①-idc ②，iw = - idc ①
由此可见单电阻采样方法可以实现三相定子电流的重构，不过通过上面的逻辑分析可 以发现该采样方法存在一个问题，那就是有两相的占空比非常接近的时候将出现采样盲区 问题，如图3所示，在某两相电流大小交会的附近，例如图中30度、90度、150度等附近，此 时有某相占空比非常接近，图2中采样时刻区间①或②就会非常的窄，而且在IGBT刚切换 的时候会有比较大的电流震荡，使得在IGBT切换时刻点附近进行电流采样误差非常大，从 而引起整个控制的误差，造成驱动失败等问题。同样道理在低速区域由于各相占空比都比 较小也存在采样盲区问题。这个问题是单电阻采样方案里面一个棘手的问题，一般采用盲 区电流推断重构的方法来处理，但是处理效果并不是非常的理想。2)双电阻采样方案介绍
双电阻采样方式的典型电路如图4所示，单片机对某两相电流通过采样电阻进行采 样，再根据iu、iv、iw的矢量和为零，即iu+iv+iw=0的理论推算出第三相电流的值。双电 阻采样的逻辑如图5所示，电流采样时刻是在三相上桥臂都截止的时刻进行的，因为只有 在这个时刻才能保证采样电阻上均有反映该相电流的电流流过，只是此时可能采样得到的 电流是续流电流，不过续流电流也可以真实的反映相电流的值，由此可见双电阻采样方法 也可以实现三相定子电流的重构。根据以上分析，双电阻采样方法也可以实现三相定子电流的重构，不过由图5可 见该方案也存在电流采样盲区问题，就是当电流采样相为电压最大相的时候，如果该相占 空比比较搞的时候(比如电机高速区域)，电流可采样的区间(电压最大相下桥臂开通区间) 就变得狭窄，考虑到IGBT刚切换的时候会有比较大的电流震荡的问题，使得电流采样误差 相当大，从而引起整个控制的误差，造成驱动失败等问题。目前解决的办法是限制电压最大 相的最大占空比，一般限制在95%以下，给电流采样留出真够的区间，不过这样一来就限制 了母线电压的利用率，使得压缩机高频上不去，降低了变频空调的运行频率范围。另外双电阻采样还有个致命的缺点就是这种电流采样方式无法进行压缩机两相 PWM调制。变频压缩机的PWM调制有三相PWM调制和两相PWM调制2种方案，三相PWM调 制和两相PWM调制的逻辑如图6、图7所示，图中横轴为电气角度，纵轴为调制率(也叫占空 比)，中线上侧表示上桥臂调制率，中线下侧表示下桥臂调制率，中心线表示上下桥臂调制率相等，三角波为载波，U、V、W曲线代表电机三相线圈调制率。从逻辑图中可以看出，三相 PWM调制方式在任意角度区段均有三相参与调制，也就是说每一相的IGBT桥臂都在根据 PWM占空比进行开关调制，而两相PWM调制方式由于在每60度区间均有一相的调制率为1， 也就是说该相的IGBT在这60度区间里一个桥臂恒导通，一个桥臂恒关断，这样就消除了该 相IGBT的开关损耗，由于PWM调制过程中IGBT的损耗有开关损耗和通态损耗之分，而且开 关损耗占据了损耗的大部分功率，显然两相PWM调制的开关损耗功率是三相PWM调制开关 损耗功率的2/3，因此两相PWM调制相对三相PWM调制具有损耗低的优势，采用两相PWM 调制方式能够减少变频模块的功率损耗，提高变频空调的能效比，同时也可以降低模块发 热，使得模块散热条件更好，提高变频空调的可靠性。从图5的逻辑以及前面的分析可以看出，由于双电阻采样方式电压最大相占空比 不能达到100%，所以无法采用两相PWM调制方案，使得双电阻采样方式不但电压利用率， 而且模块功率损耗大，这是双电阻采样的一个很大的缺点。不过双电阻采样也有自己的有 点，比如双电阻采样方式就不会有单电阻采样方式遇到的低速采样盲区和两相占空比接近 点的盲区问题，而且双电阻采样对主控芯片的资源要求相对少，因为双电阻采样是单PWM 周期内通过一次A/D采样完成两相电流采样，而单电阻采样是单PWM周期内通过2次A/D 采样完成两相电流采样。从前面的电阻采样方案分析中可以发现，单电阻采样和双电阻采样都有各自的采 样盲区，双电阻采样还有电压利用率不高，无法采用两路PWM调制等缺点，总之各有优劣。
发明内容
本发明提供一种无传感器正弦直流变频电流采样方法，以解决现有技术的电阻采 样方法存在采样盲区，无法采样两路PWM调制的技术问题。一种无传感器正弦直流变频电流采样方法，所述变频电流通过变频器产生，变频 器包括六个开关管，电流采样电路中变频器的三相下桥臂输出端各自串联一个采样电阻， 通过采样电路采样流经采样电阻的电流矢量信息，所述变频器采用脉宽调制，所述方法包 括
在采样相位时刻进行电流采样时，对三相电压进行相位检测，对三相电压的相位进行 排序，确定电压最大相信号、电压中间相信号和电压最小相信号；
对与电压中间相信号对应的电流矢量信息和与电压最小相信号对应的电流矢量信息 进行电流采样；
与电压最大相信号对应的电流矢量信息为与电压中间相信号对应的电流矢量信息和 与电压最小相信号对应的电流矢量信息之和的反相。作为一种优选方案，所述三个电流矢量信息包括第一电流矢量信息、第二电流矢 量信息和第三电流矢量信息，第一电流矢量信息的电压相信号为第一电压相信号、第二电 流矢量信息的电压相信号为第二电压相信号、第三电流矢量信息的电压相信号为第三电压 相信号；
在0 第一采样切换点之间第一电压相信号 > 第二电压相信号，且第一电压相信号 >第三电压相信号，则在0 第一采样切换点之间的采样相位时刻，采样第二电流矢量信息 和第三电流矢量信息，第一电流矢量信息=-(第二电流矢量信息+第三电流矢量信息)；在第一采样切换点 第二采样切换点之间第二电压相信号〉第一电压相信号，且第 二电压相信号 > 第三电压相信号，则在第一采样切换点 第二采样切换点之间的采样相位 时刻，采样第一电流矢量信息和第三电流矢量信息，第二电流矢量信息=_ (第一电流矢量信 息+第三电流矢量信息)；
在第二采样切换点 第三采样切换点之间第三电压相信号 > 第二电压相信号，且第 三电压相信号 > 第一电压相信号，则在第二采样切换点 第三采样切换点之间的采样相位 时刻，采样第二电流矢量信息和第一电流矢量信息，第三电流矢量信息=_ (第二电流矢量信 息+第一电流矢量信息)；
在第三采样切换点 360度之间第一电压相信号〉第三电压相信号，且第一电压相信 号 > 第二电压相信号，则在第三采样切换点 360度之间的采样相位时刻，采样第三电流矢 量信息和第二电流矢量信息，第一电流矢量信息=_ (第三电流矢量信息+第二电流矢量信作为进一步的优选方案
在第一采样切换点时刻第一电压相信号=第二电压相信号〉第三电压相信号，则如果 第一采样切换点时刻为采样相位时刻，则采样第一电流矢量信息和第三电流矢量信息，第 二电流矢量信息=_ (第一电流矢量信息+第三电流矢量信息)；
在第二采样切换点时刻第三电压相信号=第二电压相信号〉第一电压相信号，则如果 第二采样切换点时刻为采样相位时刻，则采样第二电流矢量信息和第一电流矢量信息，第 三电流矢量信息=_ (第二电流矢量信息+第一电流矢量信息)；
在第三采样切换点时刻第一电压相信号=第三电压相信号〉第二电压相信号，则如果 第三采样切换点时刻为采样相位时刻，则采样第三电流矢量信息和第二电流矢量信息，第 一电流矢量信息=_ (第三电流矢量信息+第二电流矢量信息)。作为进一步的优选方案
在第一采样切换点时刻第一电压相信号=第二电压相信号〉第三电压相信号，则如果 第一采样切换点时刻为采样相位时刻，则采样第二电流矢量信息和第三电流矢量信息，第 一电流矢量信息=_ (第二电流矢量信息+第三电流矢量信息)；
在第二采样切换点时刻第三电压相信号=第二电压相信号〉第一电压相信号，则如果 第二采样切换点时刻为采样相位时刻，则采样第三电流矢量信息和第一电流矢量信息，第 二电流矢量信息=_ (第三电流矢量信息+第一电流矢量信息)；
在第三采样切换点时刻第一电压相信号=第三电压相信号〉第二电压相信号，则如果 第三采样切换点时刻为采样相位时刻，则采样第一电流矢量信息和第二电流矢量信息，第 三电流矢量信息=_ (第一电流矢量信息+第二电流矢量信息)。作为再进一步的优选方案，所述的第一采样切换点为30度、第二采样切换点为 150度、第三采样切换点为270度。作为一种优选方案，所述变频器采样三角波或锯齿波调制，所述采样相位时刻为 三角波或锯齿波的相位达到最大值的时刻。本发明的方法，实现了解决目前两种采样方式存在的电流采样盲区问题，同时可 以采用两相PWM调制方式，保证电流采样精度，提高母线电压的利用率，使得压缩机可以运 行在比较高的频率段，减小模块的功率损耗，而且要经济实惠，相对双电阻采样方式基本没有提高变频控制器的硬件成本，只是在软件处理上增加了一些软件设计难度，而且无论在 低速区域还是高速区域电流采样的精度有比较好，扩大了压缩机的运行频率区段和运行可靠性。
图1为现有技术单电阻采样电路；
图2为现有技术单电阻采样电路的电流检出的时序原理图； 图3为现有技术单电阻采样电路的压缩机三相电流逻辑图； 图4为现有技术双电阻采样电路； 图5为现有技术双电阻采样逻辑图； 图6为现有技术双电阻采样电路的压缩机三相调制逻辑图； 图7为压缩机两相调制逻辑图； 图8为本发明实施例电流采样结构图； 图9为本发明实施例电流最大相占空比为100%时的逻辑图； 图10为本发明实施例电流采样切换逻辑图； 图11为本发明实施例压缩机启动过程波形； 图12为本发明实施例压缩机频率IOHz波形； 图13为本发明实施例压缩机频率25Hz波形； 图14为本发明实施例压缩机频率50Hz波形； 图15为本发明实施例压缩机频率80Hz波形； 图16为本发明实施例压缩机频率IOOHz波形； 图17为本发明实施例压缩机频率120Hz波形。
具体实施例方式下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步详细的说明。如背景技术的电阻采样方案分析中可以发现，单电阻采样和双电阻采样都有各自 的采样盲区，而各自又没有对方的电流采样盲区，双电阻采样还有电压利用率不高，无法采 用两路PWM调制等缺点，总之各有优劣。电流采样优化方案的设计方向是要解决目前两种 采样方式存在的电流采样盲区问题，要可以采用两相PWM调制方式，保证电流采样精度，提 高母线电压的利用率，减小模块的功率损耗，同时要经济实惠，不至于过多提高控制器方案 的硬件成本。基于这些考虑，本发明实施例设计了一种新的电流采样和处理方式，其硬件电路 如图8所示
变频器包括六个开关管，电流采样电路中变频器的三相U相、V相和W相的下桥臂输出 端各自串联一个采样电阻，通过采样电路采样流经采样电阻的电流矢量信息iu、iv、iw，与 之相对应的相位分别为U相、V相和W相。所述变频器采用三角波脉宽调制，采样时刻和双 电阻采样方式一致(见图5)，即在三角波的最大相位点进行采样。这样避免了单电阻采样中 存在的低速采样盲区和两相占空比接近点的盲区问题。本实施例中不像双电阻采样方式中对固定的两相进行电流采样，是根据各相的电压关系进行切换的，永远采集电压中间相和电压最小相的电流信息，然后通过iu、iv、iw的 矢量和为零，即iu+iv+iw=0的理论推算出第三相电流的值，这样即使电压最大相的占空 比达到100%也不影响整个系统的电流精确采样和三相电流重构(如图9所示)，因此可以 采用两相PWM调制方法。本实施例的方法为
在采样相位时刻进行电流采样时，对三相电压进行相位检测，对三相电压的相位进行 排序，确定电压最大相信号、电压中间相信号和电压最小相信号；
对与电压中间相信号对应的电流矢量信息和与电压最小相信号对应的电流矢量信息 进行电流采样；
因为电流采样时刻需要下桥臂IGBT导通或处于续流状态，最大相可能上桥臂IGBT全 导通，下桥臂IGBT处于全关闭状态，而且没有续流状态，无法进行采样，因此必须是对中间 相和最小相采样。本实施例的采样时刻点为三角波处于相位最大值即顶点时进行采样。三角波不是 真实的波形，仅仅是个定时器，三角波的最大值时刻电路处于续流状态，三个取样电阻都有 电流通过，此刻触发数/模(A/D)转换器对电压进行采样，也有用锯齿波做的，也是在顶点 触发A/D转换器。与电压最大相信号对应的电流矢量信息为与电压中间相信号对应的电流矢量信 息和与电压最小相信号对应的电流矢量信息之和的反相。本实施例的电流采样切换点如图10中所示，在第一采样切换点30度时刻切换为 对V相和W相进行采样，在第二采样切换点150度时刻切换为对U相和W相进行采样，在第 三采样切换点270度时刻切换为对V相和U相进行采样，然后通过iu、iv、iw的矢量和为 零，即iu+iV+iW=0的理论推算出第三相电流的值，完成三相电流的重构，即
在0 30度之间W相电压>U相电压，且W相电压>V相电压，则在0 30度之间的 采样相位时刻，采样iU和iV，iff=- (iU+iV)；
在30度时刻切换为对V相和W相进行采样，在30度时刻W相电压=U相电压>V相 电压，由于30度时刻为采样相位时刻，则采样iW和iV，iU=- (iff+iV)；
当然，由于在该时刻W相电压=U相电压，因此也可以采样iU和iV，iff=- (iU+iV)； 在30度 150度之间U相电压>W相电压，且U相电压>V相电压，则在30度 150度 之间的采样相位时刻，采样iW和iV，iU=- (iff+iV)；
在150度时刻切换为对U相和W相进行采样V相电压=U相电压>W相电压，由于150 度时刻为采样相位时刻，则采样iU和iff, iV=- (iU+iff)；
当然，由于在该时刻V相电压=U相电压，因此也可以采样iV和iW，iU=- (iV+iff)； 在150度 270度之间V相电压>U相电压，且V相电压>W相电压，则在150度 270 度之间的采样相位时刻，采样iU和iff, iV=- (iU+iff)；
在第三采样切换点270度时刻切换为对V相和U相进行采样W相电压=V相电压>U相 电压，由于270度时刻为采样相位时刻，则采样iV和iU，iff=- (iV +iU)；
当然，由于在该时刻W相电压=V相电压，因此也可以采样iW和iU，iV=- (iff+iU)； 在270度 360度之间W相电压>U相电压，且W相电压>V相电压，则在0 30度之 间的采样相位时刻，采样iU和iV，iff=- (iU+iV)。
由于每个周期是360度，在一个周期内每120度电流最大相会更换一次，为了保证 对非最大相进行采样，就必须在最大相更换同时切换采样相，这三个切换点就是30度、150 度、270度。这种优化的方法，实现了解决目前两种采样方式存在的电流采样盲区问题，同时 可以采用两相PWM调制方式，保证电流采样精度，提高母线电压的利用率，使得压缩机可 以运行在比较高的频率段，减小模块的功率损耗，而且要经济实惠，相对双电阻采样方式 基本没有提高变频控制器的硬件成本，只是在软件处理上增加了一些软件设计难度，而且 无论在低速区域还是高速区域电流采样的精度有比较好，扩大了压缩机的运行频率区段 和运行可靠性，通过实践设计系统测试也证明了该方案的可行性和可靠性，图11 一图17 是采用本发明实施例的180度直流变频控制器对直流变频空调压缩机的驱动各频率段的 电流波形，测试用压缩机型号为松下的5CS130)(CC04，主控芯片采用TI的高速DSP芯片 TMS320F2401A。由此可见本优化方法完美的完成了电流采样方案的优化目标，是一种性价 比非常好的解决方案。
权利要求
1.一种无传感器正弦直流变频电流采样方法，所述变频电流通过变频器产生，变频器 包括六个开关管，电流采样电路中变频器的三相下桥臂输出端各自串联一个采样电阻，通 过采样电路采样流经采样电阻的电流矢量信息，所述变频器采用脉宽调制，其特征在于，所 述方法包括在采样相位时刻进行电流采样时，对三相电压进行相位检测，对三相电压的相位进行 排序，确定电压最大相信号、电压中间相信号和电压最小相信号；对与电压中间相信号对应的电流矢量信息和与电压最小相信号对应的电流矢量信息 进行电流采样；与电压最大相信号对应的电流矢量信息为与电压中间相信号对应的电流矢量信息和 与电压最小相信号对应的电流矢量信息之和的反相。
2.根据权利要求1所述的电流采样方法，其特征在于，所述三个电流矢量信息包括第 一电流矢量信息、第二电流矢量信息和第三电流矢量信息，第一电流矢量信息的电压相信 号为第一电压相信号、第二电流矢量信息的电压相信号为第二电压相信号、第三电流矢量 信息的电压相信号为第三电压相信号；在0 第一采样切换点之间第一电压相信号 > 第二电压相信号，且第一电压相信号 >第三电压相信号，则在0 第一采样切换点之间的采样相位时刻，采样第二电流矢量信息 和第三电流矢量信息，第一电流矢量信息=-(第二电流矢量信息+第三电流矢量信息)；在第一采样切换点 第二采样切换点之间第二电压相信号〉第一电压相信号，且第 二电压相信号 > 第三电压相信号，则在第一采样切换点 第二采样切换点之间的采样相位 时刻，采样第一电流矢量信息和第三电流矢量信息，第二电流矢量信息=-(第一电流矢量信 息+第三电流矢量信息)；在第二采样切换点 第三采样切换点之间第三电压相信号〉第二电压相信号，且第 三电压相信号 > 第一电压相信号，则在第二采样切换点 第三采样切换点之间的采样相位 时刻，采样第二电流矢量信息和第一电流矢量信息，第三电流矢量信息=-(第二电流矢量信 息+第一电流矢量信息)；在第三采样切换点 360度之间第一电压相信号〉第三电压相信号，且第一电压相信 号 > 第二电压相信号，则在第三采样切换点 360度之间的采样相位时刻，采样第三电流矢 量信息和第二电流矢量信息，第一电流矢量信息=_ (第三电流矢量信息+第二电流矢量信
3.根据权利要求2所述的电流采样方法，其特征在于在第一采样切换点时刻第一电压相信号=第二电压相信号〉第三电压相信号，则如果 第一采样切换点时刻为采样相位时刻，则采样第一电流矢量信息和第三电流矢量信息，第 二电流矢量信息=_ (第一电流矢量信息+第三电流矢量信息)；在第二采样切换点时刻第三电压相信号=第二电压相信号〉第一电压相信号，则如果 第二采样切换点时刻为采样相位时刻，则采样第二电流矢量信息和第一电流矢量信息，第 三电流矢量信息=_ (第二电流矢量信息+第一电流矢量信息)；在第三采样切换点时刻第一电压相信号=第三电压相信号〉第二电压相信号，则如果 第三采样切换点时刻为采样相位时刻，则采样第三电流矢量信息和第二电流矢量信息，第 一电流矢量信息=_ (第三电流矢量信息+第二电流矢量信息)。
4.根据权利要求2所述的电流采样方法，其特征在于在第一采样切换点时刻第一电压相信号=第二电压相信号〉第三电压相信号，则如果 第一采样切换点时刻为采样相位时刻，则采样第二电流矢量信息和第三电流矢量信息，第 一电流矢量信息=_ (第二电流矢量信息+第三电流矢量信息)；在第二采样切换点时刻第三电压相信号=第二电压相信号〉第一电压相信号，则如果 第二采样切换点时刻为采样相位时刻，则采样第三电流矢量信息和第一电流矢量信息，第 二电流矢量信息=_ (第三电流矢量信息+第一电流矢量信息)；在第三采样切换点时刻第一电压相信号=第三电压相信号〉第二电压相信号，则如果 第三采样切换点时刻为采样相位时刻，则采样第一电流矢量信息和第二电流矢量信息，第 三电流矢量信息=_ (第一电流矢量信息+第二电流矢量信息)。
5.根据权利要求2 4任一项所述的电流采样方法，其特征在于，所述的第一采样切换 点为30度、第二采样切换点为150度、第三采样切换点为270度。
6.根据权利要求1所述的电流采样方法，其特征在于，所述变频器采样三角波或锯齿 波调制，所述采样相位时刻为三角波或锯齿波的相位达到最大值的时刻。
全文摘要
本发明涉及变频控制技术领域，特别是一种用于变频器的电流采样方法，在采样相位时刻进行电流采样时，对三相电压进行相位检测，对三相电压的相位进行排序，确定电压最大相信号、电压中间相信号和电压最小相信号；对与电压中间相信号对应的电流矢量信息和与电压最小相信号对应的电流矢量信息进行电流采样；与电压最大相信号对应的电流矢量信息为与电压中间相信号对应的电流矢量信息和与电压最小相信号对应的电流矢量信息之和的反相。本发明的方法，实现了解决目前两种采样方式存在的电流采样盲区问题，同时可以采用两相PWM调制方式，保证电流采样精度。
文档编号H02P21/12GK102088271SQ20101059477
公开日2011年6月8日 申请日期2010年12月20日 优先权日2010年12月20日
发明者严光, 刘俊杰 申请人:广东美的电器股份有限公司
技术领域：
本发明涉及变频控制技术领域，特别是一种无传感器正弦直流变频电流采样方 法。
背景技术：
变频空调的核心是变频压缩机和变频驱动技术，变频控制技术与变频压缩机的发 展是相辅相成的，目前变频压缩机已发展出三代产品交流变频压缩机、直流无刷电机直流 变频压缩机、永磁同步电机直流变频压缩机，相应的变频控制技术也发展了三代交流变频 控制技术、120°方波直流变频控制技术、180°正弦波直流变频控制技术(又称矢量控制技 术)。180度直流变频技术由于其节能高效、噪音低、舒适性等诸多技术优势，成为空调行业 技术发展的必然趋势，也是目前空调行业最优的空调压缩机控制技术，日本作为变频空调 强国，直流变频空调已占其空调市场的99%左右，其中采用180°方波直流变频控制技术 的直流变频空调占到市场份额的60%左右，采用180°正弦波直流变频控制技术的直流变 频主流产品，而且呈快速上升的趋势。国内空调厂开发的直流变频大都是采用120°方波控 制技术，对于180 °正弦波控制技术产品，国内目前也发展迅速，通过和国外企业合作国内 各大国内空调厂都陆续推出相关产品，同时一些有实力的空调企业也在积极进行180°正 弦波控制技术核心算法的研究开发。目前180度直流变频压缩机驱动技术主要采用磁场定向控制技术(F0C)，其控制 原理是通过一定的坐标转换可以对磁通和转矩直接控制，实现电流和转速的双闭环控制 具有可以在不产生大流的情况下实现快速的动态响应，即能耗低，效率高，转矩性能好，可 以在不丢转速的情况下实现PMSM电机的精确高效驱动控制，FOC的具体实现方法在其他 文章里多有论述，不属于本文的论述范围，就不再详述不过FOC控制算法需要电机转子的 位置信息，在普通的电机控制中转子位置信息可以通过诸如编码器或旋转变压器等位置传 感器来获得，但是在压缩机这样一个封闭高温的系统里安置位置传感器显然不现实，这就 需要采用无位置传感器的FOC控制技术，该控制技术是基于转子永磁体与定子磁场相互作 用而实现的，就是通过精确测量定子的电流信息，然后用该电流信息以及各相施加电压逻 辑等信息通过数学模型解耦出压缩机转子的位置信息，由此可见，在无位置传感器的180 度正弦直流变频控制技术里面精确的采样定子相电流是至关重要的，是整个控制系统的基 石出。在变频空调领域对压缩机定子电流的采样大都采用采样电阻采样的方式，如中国 专利《一种用于变频器的电流采样电路及其采样方法》(专利号2009101^999. 9)。该专 利给出了单电阻采样方式和双电阻采样方式，下面对这两种采样方案存在的问题做一下分 析。1)单电阻采样方案分析
单电阻采样方式的典型电路如图1所示，通过单片机对母线N上的电流iDC采样，通过逻辑分析分解出各相电流的值iU、iV、iff, PMSM表示永磁同步电机。图2表示了电流检出 的时序原理，上部为与U、V、W三相相关的开关管的开关状态，中部为检测电阻上的电流值 (idc),下部为压缩机三相的电流。由于在变频方案里脉宽调制(Pulse Width Modulation, PWM)的载波频率很高(大约涨Hz)，而且因为负载成电感特性，逆变器交流侧的电流波形 大体上为正弦波，一个载波周期内几乎不产生变化。idc的波形是将交流侧的电流通过逆 变器开关群组切换而来的，逆变器各个桥的状态分别对应于0，iu, iv, iw, - iu, -iv, -iw的各个值。结合图1可以看出
①的区间(UP,VP, WN :on) idc ① =-iw
②的区间(UP,VN, WN :on) idc ② =iu 再由于iu、iv、iw的矢量和为零，即 iu+iv+iw=0
因此iu，iv, iw，根据下面的关系可以简单地求出
iu = idc ②，iv = idc ①-idc ②，iw = - idc ①
由此可见单电阻采样方法可以实现三相定子电流的重构，不过通过上面的逻辑分析可 以发现该采样方法存在一个问题，那就是有两相的占空比非常接近的时候将出现采样盲区 问题，如图3所示，在某两相电流大小交会的附近，例如图中30度、90度、150度等附近，此 时有某相占空比非常接近，图2中采样时刻区间①或②就会非常的窄，而且在IGBT刚切换 的时候会有比较大的电流震荡，使得在IGBT切换时刻点附近进行电流采样误差非常大，从 而引起整个控制的误差，造成驱动失败等问题。同样道理在低速区域由于各相占空比都比 较小也存在采样盲区问题。这个问题是单电阻采样方案里面一个棘手的问题，一般采用盲 区电流推断重构的方法来处理，但是处理效果并不是非常的理想。2)双电阻采样方案介绍
双电阻采样方式的典型电路如图4所示，单片机对某两相电流通过采样电阻进行采 样，再根据iu、iv、iw的矢量和为零，即iu+iv+iw=0的理论推算出第三相电流的值。双电 阻采样的逻辑如图5所示，电流采样时刻是在三相上桥臂都截止的时刻进行的，因为只有 在这个时刻才能保证采样电阻上均有反映该相电流的电流流过，只是此时可能采样得到的 电流是续流电流，不过续流电流也可以真实的反映相电流的值，由此可见双电阻采样方法 也可以实现三相定子电流的重构。根据以上分析，双电阻采样方法也可以实现三相定子电流的重构，不过由图5可 见该方案也存在电流采样盲区问题，就是当电流采样相为电压最大相的时候，如果该相占 空比比较搞的时候(比如电机高速区域)，电流可采样的区间(电压最大相下桥臂开通区间) 就变得狭窄，考虑到IGBT刚切换的时候会有比较大的电流震荡的问题，使得电流采样误差 相当大，从而引起整个控制的误差，造成驱动失败等问题。目前解决的办法是限制电压最大 相的最大占空比，一般限制在95%以下，给电流采样留出真够的区间，不过这样一来就限制 了母线电压的利用率，使得压缩机高频上不去，降低了变频空调的运行频率范围。另外双电阻采样还有个致命的缺点就是这种电流采样方式无法进行压缩机两相 PWM调制。变频压缩机的PWM调制有三相PWM调制和两相PWM调制2种方案，三相PWM调 制和两相PWM调制的逻辑如图6、图7所示，图中横轴为电气角度，纵轴为调制率(也叫占空 比)，中线上侧表示上桥臂调制率，中线下侧表示下桥臂调制率，中心线表示上下桥臂调制率相等，三角波为载波，U、V、W曲线代表电机三相线圈调制率。从逻辑图中可以看出，三相 PWM调制方式在任意角度区段均有三相参与调制，也就是说每一相的IGBT桥臂都在根据 PWM占空比进行开关调制，而两相PWM调制方式由于在每60度区间均有一相的调制率为1， 也就是说该相的IGBT在这60度区间里一个桥臂恒导通，一个桥臂恒关断，这样就消除了该 相IGBT的开关损耗，由于PWM调制过程中IGBT的损耗有开关损耗和通态损耗之分，而且开 关损耗占据了损耗的大部分功率，显然两相PWM调制的开关损耗功率是三相PWM调制开关 损耗功率的2/3，因此两相PWM调制相对三相PWM调制具有损耗低的优势，采用两相PWM 调制方式能够减少变频模块的功率损耗，提高变频空调的能效比，同时也可以降低模块发 热，使得模块散热条件更好，提高变频空调的可靠性。从图5的逻辑以及前面的分析可以看出，由于双电阻采样方式电压最大相占空比 不能达到100%，所以无法采用两相PWM调制方案，使得双电阻采样方式不但电压利用率， 而且模块功率损耗大，这是双电阻采样的一个很大的缺点。不过双电阻采样也有自己的有 点，比如双电阻采样方式就不会有单电阻采样方式遇到的低速采样盲区和两相占空比接近 点的盲区问题，而且双电阻采样对主控芯片的资源要求相对少，因为双电阻采样是单PWM 周期内通过一次A/D采样完成两相电流采样，而单电阻采样是单PWM周期内通过2次A/D 采样完成两相电流采样。从前面的电阻采样方案分析中可以发现，单电阻采样和双电阻采样都有各自的采 样盲区，双电阻采样还有电压利用率不高，无法采用两路PWM调制等缺点，总之各有优劣。
发明内容
本发明提供一种无传感器正弦直流变频电流采样方法，以解决现有技术的电阻采 样方法存在采样盲区，无法采样两路PWM调制的技术问题。一种无传感器正弦直流变频电流采样方法，所述变频电流通过变频器产生，变频 器包括六个开关管，电流采样电路中变频器的三相下桥臂输出端各自串联一个采样电阻， 通过采样电路采样流经采样电阻的电流矢量信息，所述变频器采用脉宽调制，所述方法包 括
在采样相位时刻进行电流采样时，对三相电压进行相位检测，对三相电压的相位进行 排序，确定电压最大相信号、电压中间相信号和电压最小相信号；
对与电压中间相信号对应的电流矢量信息和与电压最小相信号对应的电流矢量信息 进行电流采样；
与电压最大相信号对应的电流矢量信息为与电压中间相信号对应的电流矢量信息和 与电压最小相信号对应的电流矢量信息之和的反相。作为一种优选方案，所述三个电流矢量信息包括第一电流矢量信息、第二电流矢 量信息和第三电流矢量信息，第一电流矢量信息的电压相信号为第一电压相信号、第二电 流矢量信息的电压相信号为第二电压相信号、第三电流矢量信息的电压相信号为第三电压 相信号；
在0 第一采样切换点之间第一电压相信号 > 第二电压相信号，且第一电压相信号 >第三电压相信号，则在0 第一采样切换点之间的采样相位时刻，采样第二电流矢量信息 和第三电流矢量信息，第一电流矢量信息=-(第二电流矢量信息+第三电流矢量信息)；在第一采样切换点 第二采样切换点之间第二电压相信号〉第一电压相信号，且第 二电压相信号 > 第三电压相信号，则在第一采样切换点 第二采样切换点之间的采样相位 时刻，采样第一电流矢量信息和第三电流矢量信息，第二电流矢量信息=_ (第一电流矢量信 息+第三电流矢量信息)；
在第二采样切换点 第三采样切换点之间第三电压相信号 > 第二电压相信号，且第 三电压相信号 > 第一电压相信号，则在第二采样切换点 第三采样切换点之间的采样相位 时刻，采样第二电流矢量信息和第一电流矢量信息，第三电流矢量信息=_ (第二电流矢量信 息+第一电流矢量信息)；
在第三采样切换点 360度之间第一电压相信号〉第三电压相信号，且第一电压相信 号 > 第二电压相信号，则在第三采样切换点 360度之间的采样相位时刻，采样第三电流矢 量信息和第二电流矢量信息，第一电流矢量信息=_ (第三电流矢量信息+第二电流矢量信作为进一步的优选方案
在第一采样切换点时刻第一电压相信号=第二电压相信号〉第三电压相信号，则如果 第一采样切换点时刻为采样相位时刻，则采样第一电流矢量信息和第三电流矢量信息，第 二电流矢量信息=_ (第一电流矢量信息+第三电流矢量信息)；
在第二采样切换点时刻第三电压相信号=第二电压相信号〉第一电压相信号，则如果 第二采样切换点时刻为采样相位时刻，则采样第二电流矢量信息和第一电流矢量信息，第 三电流矢量信息=_ (第二电流矢量信息+第一电流矢量信息)；
在第三采样切换点时刻第一电压相信号=第三电压相信号〉第二电压相信号，则如果 第三采样切换点时刻为采样相位时刻，则采样第三电流矢量信息和第二电流矢量信息，第 一电流矢量信息=_ (第三电流矢量信息+第二电流矢量信息)。作为进一步的优选方案
在第一采样切换点时刻第一电压相信号=第二电压相信号〉第三电压相信号，则如果 第一采样切换点时刻为采样相位时刻，则采样第二电流矢量信息和第三电流矢量信息，第 一电流矢量信息=_ (第二电流矢量信息+第三电流矢量信息)；
在第二采样切换点时刻第三电压相信号=第二电压相信号〉第一电压相信号，则如果 第二采样切换点时刻为采样相位时刻，则采样第三电流矢量信息和第一电流矢量信息，第 二电流矢量信息=_ (第三电流矢量信息+第一电流矢量信息)；
在第三采样切换点时刻第一电压相信号=第三电压相信号〉第二电压相信号，则如果 第三采样切换点时刻为采样相位时刻，则采样第一电流矢量信息和第二电流矢量信息，第 三电流矢量信息=_ (第一电流矢量信息+第二电流矢量信息)。作为再进一步的优选方案，所述的第一采样切换点为30度、第二采样切换点为 150度、第三采样切换点为270度。作为一种优选方案，所述变频器采样三角波或锯齿波调制，所述采样相位时刻为 三角波或锯齿波的相位达到最大值的时刻。本发明的方法，实现了解决目前两种采样方式存在的电流采样盲区问题，同时可 以采用两相PWM调制方式，保证电流采样精度，提高母线电压的利用率，使得压缩机可以运 行在比较高的频率段，减小模块的功率损耗，而且要经济实惠，相对双电阻采样方式基本没有提高变频控制器的硬件成本，只是在软件处理上增加了一些软件设计难度，而且无论在 低速区域还是高速区域电流采样的精度有比较好，扩大了压缩机的运行频率区段和运行可靠性。
图1为现有技术单电阻采样电路；
图2为现有技术单电阻采样电路的电流检出的时序原理图； 图3为现有技术单电阻采样电路的压缩机三相电流逻辑图； 图4为现有技术双电阻采样电路； 图5为现有技术双电阻采样逻辑图； 图6为现有技术双电阻采样电路的压缩机三相调制逻辑图； 图7为压缩机两相调制逻辑图； 图8为本发明实施例电流采样结构图； 图9为本发明实施例电流最大相占空比为100%时的逻辑图； 图10为本发明实施例电流采样切换逻辑图； 图11为本发明实施例压缩机启动过程波形； 图12为本发明实施例压缩机频率IOHz波形； 图13为本发明实施例压缩机频率25Hz波形； 图14为本发明实施例压缩机频率50Hz波形； 图15为本发明实施例压缩机频率80Hz波形； 图16为本发明实施例压缩机频率IOOHz波形； 图17为本发明实施例压缩机频率120Hz波形。
具体实施例方式下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步详细的说明。如背景技术的电阻采样方案分析中可以发现，单电阻采样和双电阻采样都有各自 的采样盲区，而各自又没有对方的电流采样盲区，双电阻采样还有电压利用率不高，无法采 用两路PWM调制等缺点，总之各有优劣。电流采样优化方案的设计方向是要解决目前两种 采样方式存在的电流采样盲区问题，要可以采用两相PWM调制方式，保证电流采样精度，提 高母线电压的利用率，减小模块的功率损耗，同时要经济实惠，不至于过多提高控制器方案 的硬件成本。基于这些考虑，本发明实施例设计了一种新的电流采样和处理方式，其硬件电路 如图8所示
变频器包括六个开关管，电流采样电路中变频器的三相U相、V相和W相的下桥臂输出 端各自串联一个采样电阻，通过采样电路采样流经采样电阻的电流矢量信息iu、iv、iw，与 之相对应的相位分别为U相、V相和W相。所述变频器采用三角波脉宽调制，采样时刻和双 电阻采样方式一致(见图5)，即在三角波的最大相位点进行采样。这样避免了单电阻采样中 存在的低速采样盲区和两相占空比接近点的盲区问题。本实施例中不像双电阻采样方式中对固定的两相进行电流采样，是根据各相的电压关系进行切换的，永远采集电压中间相和电压最小相的电流信息，然后通过iu、iv、iw的 矢量和为零，即iu+iv+iw=0的理论推算出第三相电流的值，这样即使电压最大相的占空 比达到100%也不影响整个系统的电流精确采样和三相电流重构(如图9所示)，因此可以 采用两相PWM调制方法。本实施例的方法为
在采样相位时刻进行电流采样时，对三相电压进行相位检测，对三相电压的相位进行 排序，确定电压最大相信号、电压中间相信号和电压最小相信号；
对与电压中间相信号对应的电流矢量信息和与电压最小相信号对应的电流矢量信息 进行电流采样；
因为电流采样时刻需要下桥臂IGBT导通或处于续流状态，最大相可能上桥臂IGBT全 导通，下桥臂IGBT处于全关闭状态，而且没有续流状态，无法进行采样，因此必须是对中间 相和最小相采样。本实施例的采样时刻点为三角波处于相位最大值即顶点时进行采样。三角波不是 真实的波形，仅仅是个定时器，三角波的最大值时刻电路处于续流状态，三个取样电阻都有 电流通过，此刻触发数/模(A/D)转换器对电压进行采样，也有用锯齿波做的，也是在顶点 触发A/D转换器。与电压最大相信号对应的电流矢量信息为与电压中间相信号对应的电流矢量信 息和与电压最小相信号对应的电流矢量信息之和的反相。本实施例的电流采样切换点如图10中所示，在第一采样切换点30度时刻切换为 对V相和W相进行采样，在第二采样切换点150度时刻切换为对U相和W相进行采样，在第 三采样切换点270度时刻切换为对V相和U相进行采样，然后通过iu、iv、iw的矢量和为 零，即iu+iV+iW=0的理论推算出第三相电流的值，完成三相电流的重构，即
在0 30度之间W相电压>U相电压，且W相电压>V相电压，则在0 30度之间的 采样相位时刻，采样iU和iV，iff=- (iU+iV)；
在30度时刻切换为对V相和W相进行采样，在30度时刻W相电压=U相电压>V相 电压，由于30度时刻为采样相位时刻，则采样iW和iV，iU=- (iff+iV)；
当然，由于在该时刻W相电压=U相电压，因此也可以采样iU和iV，iff=- (iU+iV)； 在30度 150度之间U相电压>W相电压，且U相电压>V相电压，则在30度 150度 之间的采样相位时刻，采样iW和iV，iU=- (iff+iV)；
在150度时刻切换为对U相和W相进行采样V相电压=U相电压>W相电压，由于150 度时刻为采样相位时刻，则采样iU和iff, iV=- (iU+iff)；
当然，由于在该时刻V相电压=U相电压，因此也可以采样iV和iW，iU=- (iV+iff)； 在150度 270度之间V相电压>U相电压，且V相电压>W相电压，则在150度 270 度之间的采样相位时刻，采样iU和iff, iV=- (iU+iff)；
在第三采样切换点270度时刻切换为对V相和U相进行采样W相电压=V相电压>U相 电压，由于270度时刻为采样相位时刻，则采样iV和iU，iff=- (iV +iU)；
当然，由于在该时刻W相电压=V相电压，因此也可以采样iW和iU，iV=- (iff+iU)； 在270度 360度之间W相电压>U相电压，且W相电压>V相电压，则在0 30度之 间的采样相位时刻，采样iU和iV，iff=- (iU+iV)。
由于每个周期是360度，在一个周期内每120度电流最大相会更换一次，为了保证 对非最大相进行采样，就必须在最大相更换同时切换采样相，这三个切换点就是30度、150 度、270度。这种优化的方法，实现了解决目前两种采样方式存在的电流采样盲区问题，同时 可以采用两相PWM调制方式，保证电流采样精度，提高母线电压的利用率，使得压缩机可 以运行在比较高的频率段，减小模块的功率损耗，而且要经济实惠，相对双电阻采样方式 基本没有提高变频控制器的硬件成本，只是在软件处理上增加了一些软件设计难度，而且 无论在低速区域还是高速区域电流采样的精度有比较好，扩大了压缩机的运行频率区段 和运行可靠性，通过实践设计系统测试也证明了该方案的可行性和可靠性，图11 一图17 是采用本发明实施例的180度直流变频控制器对直流变频空调压缩机的驱动各频率段的 电流波形，测试用压缩机型号为松下的5CS130)(CC04，主控芯片采用TI的高速DSP芯片 TMS320F2401A。由此可见本优化方法完美的完成了电流采样方案的优化目标，是一种性价 比非常好的解决方案。
权利要求
1.一种无传感器正弦直流变频电流采样方法，所述变频电流通过变频器产生，变频器 包括六个开关管，电流采样电路中变频器的三相下桥臂输出端各自串联一个采样电阻，通 过采样电路采样流经采样电阻的电流矢量信息，所述变频器采用脉宽调制，其特征在于，所 述方法包括在采样相位时刻进行电流采样时，对三相电压进行相位检测，对三相电压的相位进行 排序，确定电压最大相信号、电压中间相信号和电压最小相信号；对与电压中间相信号对应的电流矢量信息和与电压最小相信号对应的电流矢量信息 进行电流采样；与电压最大相信号对应的电流矢量信息为与电压中间相信号对应的电流矢量信息和 与电压最小相信号对应的电流矢量信息之和的反相。
2.根据权利要求1所述的电流采样方法，其特征在于，所述三个电流矢量信息包括第 一电流矢量信息、第二电流矢量信息和第三电流矢量信息，第一电流矢量信息的电压相信 号为第一电压相信号、第二电流矢量信息的电压相信号为第二电压相信号、第三电流矢量 信息的电压相信号为第三电压相信号；在0 第一采样切换点之间第一电压相信号 > 第二电压相信号，且第一电压相信号 >第三电压相信号，则在0 第一采样切换点之间的采样相位时刻，采样第二电流矢量信息 和第三电流矢量信息，第一电流矢量信息=-(第二电流矢量信息+第三电流矢量信息)；在第一采样切换点 第二采样切换点之间第二电压相信号〉第一电压相信号，且第 二电压相信号 > 第三电压相信号，则在第一采样切换点 第二采样切换点之间的采样相位 时刻，采样第一电流矢量信息和第三电流矢量信息，第二电流矢量信息=-(第一电流矢量信 息+第三电流矢量信息)；在第二采样切换点 第三采样切换点之间第三电压相信号〉第二电压相信号，且第 三电压相信号 > 第一电压相信号，则在第二采样切换点 第三采样切换点之间的采样相位 时刻，采样第二电流矢量信息和第一电流矢量信息，第三电流矢量信息=-(第二电流矢量信 息+第一电流矢量信息)；在第三采样切换点 360度之间第一电压相信号〉第三电压相信号，且第一电压相信 号 > 第二电压相信号，则在第三采样切换点 360度之间的采样相位时刻，采样第三电流矢 量信息和第二电流矢量信息，第一电流矢量信息=_ (第三电流矢量信息+第二电流矢量信
3.根据权利要求2所述的电流采样方法，其特征在于在第一采样切换点时刻第一电压相信号=第二电压相信号〉第三电压相信号，则如果 第一采样切换点时刻为采样相位时刻，则采样第一电流矢量信息和第三电流矢量信息，第 二电流矢量信息=_ (第一电流矢量信息+第三电流矢量信息)；在第二采样切换点时刻第三电压相信号=第二电压相信号〉第一电压相信号，则如果 第二采样切换点时刻为采样相位时刻，则采样第二电流矢量信息和第一电流矢量信息，第 三电流矢量信息=_ (第二电流矢量信息+第一电流矢量信息)；在第三采样切换点时刻第一电压相信号=第三电压相信号〉第二电压相信号，则如果 第三采样切换点时刻为采样相位时刻，则采样第三电流矢量信息和第二电流矢量信息，第 一电流矢量信息=_ (第三电流矢量信息+第二电流矢量信息)。
4.根据权利要求2所述的电流采样方法，其特征在于在第一采样切换点时刻第一电压相信号=第二电压相信号〉第三电压相信号，则如果 第一采样切换点时刻为采样相位时刻，则采样第二电流矢量信息和第三电流矢量信息，第 一电流矢量信息=_ (第二电流矢量信息+第三电流矢量信息)；在第二采样切换点时刻第三电压相信号=第二电压相信号〉第一电压相信号，则如果 第二采样切换点时刻为采样相位时刻，则采样第三电流矢量信息和第一电流矢量信息，第 二电流矢量信息=_ (第三电流矢量信息+第一电流矢量信息)；在第三采样切换点时刻第一电压相信号=第三电压相信号〉第二电压相信号，则如果 第三采样切换点时刻为采样相位时刻，则采样第一电流矢量信息和第二电流矢量信息，第 三电流矢量信息=_ (第一电流矢量信息+第二电流矢量信息)。
5.根据权利要求2 4任一项所述的电流采样方法，其特征在于，所述的第一采样切换 点为30度、第二采样切换点为150度、第三采样切换点为270度。
6.根据权利要求1所述的电流采样方法，其特征在于，所述变频器采样三角波或锯齿 波调制，所述采样相位时刻为三角波或锯齿波的相位达到最大值的时刻。
全文摘要
本发明涉及变频控制技术领域，特别是一种用于变频器的电流采样方法，在采样相位时刻进行电流采样时，对三相电压进行相位检测，对三相电压的相位进行排序，确定电压最大相信号、电压中间相信号和电压最小相信号；对与电压中间相信号对应的电流矢量信息和与电压最小相信号对应的电流矢量信息进行电流采样；与电压最大相信号对应的电流矢量信息为与电压中间相信号对应的电流矢量信息和与电压最小相信号对应的电流矢量信息之和的反相。本发明的方法，实现了解决目前两种采样方式存在的电流采样盲区问题，同时可以采用两相PWM调制方式，保证电流采样精度。
文档编号H02P21/12GK102088271SQ20101059477
公开日2011年6月8日 申请日期2010年12月20日 优先权日2010年12月20日
发明者严光, 刘俊杰 申请人:广东美的电器股份有限公司
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