微功耗工频脉宽调制开关电源的制作方法

xiaoxiao2020-9-10  5

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微功耗工频脉宽调制开关电源的制作方法
【专利摘要】一种微功耗工频脉宽调制开关电源,所有功率器件都工作在工频,既不产生高频损耗,也不产生EMI干扰,该开关电源不采用复杂的PWM控制芯片,电路简单,安全可靠,寿命长,故障少,与传统高频脉宽调制开关电源相比,成本、体积、重量、功耗都减少90%。
【专利说明】微功耗工频脉宽调制开关电源
【技术领域】
[0001]本实用新型涉及一种微功耗工频脉宽调制开关电源。
【背景技术】
[0002]图1是传统高频脉宽调调制开关电源中的控制芯片UC3825的框图,框图已经如此复杂,电路本身的复杂性可见一斑。
[0003]高频脉宽调制的工作原理如图2波形所示:直流电压V=代表了输出电压值,V△是芯片本身产生的三角波电压,V=接在比较器的同相端,V△接在比较器的反相端,经过比较器的比较操作后,当V=大于V△时,比较器输出高电平,如方波电压V2,电压V2经过分频、异或操作后,得到最后的驱动方波信号VQ1、VQ2。当代表输出电压的直流电压V=变高时,比较器的输出电压V2的脉宽变窄,即最后的控制方波信号VQ1、VQ2也变窄,MOS管开通时间变短,输出电压变低,于是保持了输出电压的恒定,反之变然。
[0004]传统高频脉宽调制开关电源必须采用磁芯变压器降低由MOS管产生的高频方波高电压,滤波后得到需要的直流低电压,这里的“高频”和“变压器”,以及上述电路的复杂性,是传统高频脉宽调制开关电源产生弊端的三大根源。
[0005]I)高频工作的器件,会产生高频损耗和EMI干扰;
[0006]2)变压器的漏感会产生大量的电磁辐射,同时产生功率损耗;
[0007]3)电路的复杂性使得故障率增加,降低了系统的可靠性。

【发明内容】

[0008]本发明涉及一种工频脉宽调制开关电源,所有功率器件都工作在工频,既不产生高频损耗,也不产生EMI干扰,该开关电源不采用复杂的PWM控制芯片,电路简单,安全可靠,寿命长,故障少,与传统高频脉宽调制开关电源相比,成本、体积、重量、功耗都减少90%。
[0009]微功耗工频脉宽调制开关电源包括光耦U1、比较器U2、U3 ;二极管D2、D3、D6、D7组成整桥B,输入市电接整流桥B的输入端,整流桥B的正输出端是Vd,其负输出端是地;电容C2的正极、电阻R5、R7、RlO、二极管Dl的阳极都接在整流桥B的正输出端Vd ;电阻R2、1?3、1?4、1?8、二极管05的阴极、电容Cl的正极、比较器U2、U3的电源正端都接在一起形成端点Vcc,此端点通过电阻Rl接二极管Dl的阴极;电阻R12-R15、电容Cl、C3的负极、二极管D5的阴极、光耦Ul的三极管部份的发射极、比较器U2、U3的电源负端、功率MOS管Ql的源极都接地;光耦Ul的二极管部份的阳极接电阻R7的另一端,其阴极接电阻RlO的另一端,同时接功率MOS管Ql的漏极和电容C2的负极;功率MOS管Ql的栅极接比较器U3的输出端,同时接电阻R8的另一端,光耦Ul的三极管部份的集电极接电阻R2的另一端,通过电阻R9接比较器U2的同相输入端,同时接电阻R13的另一端,其反相端接电阻R3和电阻R12组成的串联支路的中点,比较器U2的输出端接电阻R4的另一端,同时接二极管D4的阳极,电阻R11、二极管D4的阴极、电容C3的正极接在一起。电阻Rll的另一端接比较器U3的同相输入端和电阻R14的另一端,比较器U3的反相输入端接电阻R5和电阻R15组成的串联支路的中点。
[0010]微功耗工频脉宽调制开关电源的全部控制电路实际只一个比较器,比较器的输出直接驱动功率MOS管,并不需要复杂的PWM脉宽调制芯片及其复杂的外围电路。
[0011]图5是微功耗工频脉宽调制开关电源控制原理,与图2的高频脉宽调制的工作原理相仿,直流电压Vp代表了输出电压值,Vn是正弦波参考电压,Vp接在比较器的同相端,Vn接在比较器的反相端,经过比较器的比较操作后,当Vp大于Vn时,比较器输出高电平,如方波电压Vg,电压Vg就是最后的驱动方波信号,当代表输出电压值的直流电压Vp变高时,比较器的输出电压Vg的脉宽变宽,电压Vg通过反相后,MOS管开通时间变短,输出电压Vo变低,于是保持了输出电压Vo的恒定,反之变然。图3是输出电压No的仿真波开,图4是调制产生的驱动信号Vg的仿真波形。
[0012]微功耗工频脉宽调制开关电源不采用磁芯变压器降低电压,因为功率MOS管输出的电压,是以正弦波以零点为中心的脉冲高度,正是为额定输出电压量身定做的,经在电容滤波后即是输出电压额定值,不必进行额外的功率变换。这里的“工频”和“不采用变压器”,以及上述简单之极的电路,是微功耗工频脉宽调制开关电源之所以具有优越性的三要素。
[0013]I)工频工作的器件,不会产生高频损耗和EMI干扰;
[0014]2)没有变压器就没有漏感产生的电磁辐射,同时也不会产生功率损耗;
[0015]3)简单之极的电路使得故障率降至极小,系统的可靠性提高至极大。
【专利附图】

【附图说明】
[0016]图1传统高频脉宽调调制开关电源中的控制芯片框图。
[0017]图2传统高频脉宽调调制开关电源中的控制波形。
[0018]图3微功耗工频脉宽调制开关电源控制原理(输出波形)。
[0019]图4微功耗工频脉宽调制开关电源控制原理(驱动波形)。
[0020]图5微功耗工频脉宽调制开关电源控制原理(调制波形)。
[0021]图6开环控制电路。
[0022]图7开环控制电路输出电压仿真波形。
[0023]图8开环控制电路调制仿真波形。
[0024]图9开环控制电路驱动方波仿真波形。
[0025]图10闭环控制电路。
[0026]图11闭环控制电路输出电压仿真波形。
[0027]图12闭环控制电路调制仿真波形。
[0028]图13闭环控制电路驱动方波仿真波形。
[0029]图14恒流控制电路。
[0030]图15恒流控制电路输出电压仿真波形。
[0031]图16恒流控制电路输出电压仿真波形(200 Ω )。
[0032]图17闭环控制电路调制仿真波形。
[0033]图18闭环控制电路驱动方波仿真波形。
[0034]图19闭环控制电路调调方波仿真波形。
[0035]图20恒压控制电路。[0036]图21恒压控制电路电压仿真波形。
【具体实施方式】
[0037]1.开环控制电路
[0038]图6是微功耗工频脉宽调制开关电源的开环控制电路,二极管D2、D3、D5、D6组成的整流桥从市电得到单向馒头波电压Vd,二极管D1、电阻R1、稳压管D4、电容Cl组成了辅助电源Vcc,比较器LM339的同相输入端接电阻R2、R6串联支路的中点,电阻R2的另一端接Vcc,电阻R6的另一端接地;LM339的反相输入端接电阻R3、R7串联支路的中点,电阻R3的另一端接Vd,电阻R7的另一端接地;LM339的输出端通过电阻R4接Vcc,同时直接接功率MOS管Ql的栅极,Ql的漏极接Vd,源极通过电阻R9和电容C2接地,输出电压Vo由电阻R9和电容C2取得。
[0039]调节电阻R6的大小,可以调节电压Vp相对于参考电压Vn的位置,即可以调节比较器输出方波的脉宽,从而改变功率MOS管的导通时间,改变输出电压Vo的幅值。
[0040]图7、8、9是开环控制电路各点电压仿真波形,电阻R6增大,电压Vp相对于参考电压Vn的位置增高,比较器输出方波Vg的脉宽变宽,从而增加功率MOS管的导通时间,使得输出电压Vo增加,反之亦然。
[0041]比较器的输出方波Vg,即功率MOS管栅极驱动信号的幅值,就是辅助电压Vcc的幅值,其脉宽决定于电压Vp大于参考电压Vn的持续时间,改变电阻R6的大小,就是改变Vg的脉宽,从而改变输出电压Vo的高低。
[0042]2.闭环控制电路
[0043]图10是微功耗工频脉宽调制开关电源的闭环控制电路,与图6的开环控制电路相t匕,增加了光耦4N33和2个电阻,电路接法如图示。
[0044]当输入电压增加,或负载电流减小时,输出电压Vo会增加,导至流经光耦4N33 二极管部份的电流增加,则三极管部份的集电极电流也增加,集电极电阻R2上的电压增加,于是4N33三极管部份集电极电压降低,使得电压Vp相对于参考电压Vn的相对位置下降,从而使得比较器LM339输出方波的脉宽变窄,功率MOS管导致通时间变短,于是输出电压Vo下降,反之亦然。
[0045]图11、12、13是闭环控制电路各点电压仿真波形,当外界条件使得输出电压Vo下降时,电压Vp相对于参考电压Vn的位置在上升,于是LM339输出方波脉宽增加。
[0046]3.恒流控制电路
[0047]图14是恒流电路,与图10的闭环控制电路相比,增加了一个比较器LM339,以及一个二极管、一个电容、2个电阻,电路接法如图示;同时在输出电阻中串接了分压电阻R6,光耦4N33的二极管部份通过电阻R7跨接在分压电阻R6两端,输出滤波电容C2与负载电阻和分压电阻的串联支路并联。
[0048]设负载电阻RlO为200 Ω,电路稳定工作,此时输出电流300mA,负载电压60V,分压电阻R6=4Q,其上压降1.2V,整个电路达到平衡:U2同相端、反相端电压相等,其输出低电平,不向C3充电,C3上的电压使得U3比较器LM339同相端电压相对于反相端参考电压Vn保持上移,其输出端输出一定宽度的方波驱动Ql开通和关断,保持输出电波300mA。
[0049]当负载电阻R6改变为400 Ω时,会产生以下结果:通过负载电阻RlO和分压电阻R6电流减小,电阻R6上的电压也减小,Ul光耦4N33 二极管部份的电流减小,其三极管部份的集电极电流减小,则集电极电压升高。
[0050]在光耦4N33三极管部份的集电极电位升高期间,U2比较器LM339同相端电压Vp的电压幅值相对于参考电压Vn上移,于是U2的输出端持续输出高电平,通过二极管D4对电容C3持续充电,电容C3上的电压持续上升。
[0051]在电容C3上的电压持续上升期间,U3比较器LM339同相端电压Vp相对于反相端参考电压Vn持续上移,U3输出端方波脉宽持续增加,功率MOS管Ql的导通时间持续增加,负载电阻RlO和分压电阻R6串联支路中的电流持续增加,串联支路的电压持续升高。
[0052]负载电阻RlO和分压电阻R6串联支路中的电流增加、串联支路的电压升高,电压升高趋势持续到一定程度、分压电阻R6上的电压达到1.2V时,整个电路达到了新的平衡:负载电流300mA,U2同相端、反相端电压相等,U2的输出端输出低电平,不再向C3充电。
[0053]电容C3上的电压经过持续充电后,达到了 一个新的幅值,此电压幅值使得U3比较器LM339同相端电压Vp相对于反相端参考电压Vn保持一个新的上移,U3的输出端输出增加了宽度的方波,驱动Ql开通和关断,保持输出电流300mA,而负载电压为120V。
[0054]恒流电路中,当负载电阻200 Ω时,输出电流300mA,当负载电阻增加至400 Ω时,负载电流仍保持300mA,本电路恒流性能极佳。
[0055]当电路有随机事件发生,或者电容自放电,使得电容电压下降时,根据前面的讨论,U3比较器输出的脉宽将变窄,整机输出电压会降低,导致Ul光耦4N33三极管部份的集电极电压上升,于是U2输出端输出高电平,通过二极管D4对电容C3充电,根据前面的讨论,当C3是的电压达到随机事件发生,或者电容自放电之前的电压幅值时,电路达到平衡,恢复原来的状态。
[0056]图15是恒流电路不同负载时输出电流的仿真波形,从下到上依次是:负载电阻100 Ω时输出电流的仿真波形,输出电压30V;负载电阻200 Ω时输出电流的仿真波形,输出电压60V ;负载电阻300Ω时输出电流的仿真波形,输出电压90V;负载电阻400 Ω时输出电流的仿真波形,输出电压120V ;通过计算发现,本电路的恒流线性性能极佳。
[0057]图16、17、18、19是恒流电路各点电压仿真波形,图16是输出电压,此电压在开机时有一个上冲,是由于Ul光耦4N33三极管部份集电极电流为零,集电极电位最高;图17是同相端电压Vp和反相端参考电压Vn,同相端电压Vp在开机时的上冲,是由于Ul光稱4N33三极管部份的集电极电位最高所致,反相端参考电压Vn非常平稳,因为直接取自辅助电压Vcc0
[0058]图18是U2比较器LM339输出的方波电压,此电压通过二极管D4对电容C3充电,开机后的200ms, U2比较器一直输出高电平,但由于辅助电压Vcc尚未建立,所以看到一个从零增大的过程。此后输出的方波,是因为各种偶发事件,以及电容C3自放电,C3上的电压降低,于是启动了整机的反馈过程,U2比较器输出高电平对C3充电,保持输出电流恒定。
[0059]图19是U3比较器LM339同相端电压Vp和反相端参考电压Vn,同相端电压Vp是电容C3上的电压分压而来,反相端参考电压Vn是由整流馒头波电压分压而来,两者相交,在Vp大于Vn时间间隔,U3输出高电平,直接驱动Ql的开通和关断。
[0060]图20是恒流控制电路用作恒压输出,与图14电路相比,去掉分压电阻R6,U1光耦4N33的二极管通过电阻R7跨接在负载电阻RlO两端,适当调节电阻R7,可使输出电压为额定值。图21是负载电阻RlO分别为100Ω、200Ω、300Ω、400Ω、500Ω时,输出电压仿真波
形,从仿真波形可以看出,输出电压波形非常接近,其值几乎相等,说明恒流控制电路用作恒压输出,其输出特性极佳。实际上恒流控制和恒压控制的原理完全一样,都是对输出电压进行检测,只要保持分压电阻R6上的电压为1.2V,即可保持输出电流恒定,同样道理,只要保持负载电阻RlO上的电压为额定值,即可保持输出电压恒定。
[0061]4.几点说明
[0062]I)本开关电源电路极其简单,开环控制核心器件只一个比较器,闭环控制只多一个光耦,恒流控制再多一个比较器;
[0063]2)所有功率器件都工作在工频,而能实现高频脉宽调制的全部功能,其优越性可想而知;
[0064]3)本开关电源在功率变换整个过程中,唯一功率损耗是功率MOS管Ql的静态损耗,即截止损耗和导通损耗,因此总功率损耗极微。
[0065]4)微功耗工频脉宽调制开关电源与传统高频脉宽调制开关电源相比,成本、体积、重量、功耗都减小90%,而性能大大优化;
[0066]5)由于所有器件工作在工频,输出电压滤波电容要求较大,在不能满足纹波要求时,可接超级电容;
[0067]6)本开关电源适合非隔离应用,例如恒流照明、恒流充电等。
【权利要求】
1.一种微功耗工频脉宽调制开关电源,其特征是:整机包括光耦U1、第二、三比较器(U2、U3);第二、三、六、七二极管(D2、D3、D6、D7)组成整桥B,输入市电接整流桥B的输入端,整流桥B的正输出端是Vd,其负输出端是地;第二电容(C2)的正极、第五、七、十电阻(R5、R7、R10)、第一二极管(Dl)的阳极都接在整流桥B的正输出端Vd;第二、三、四、八电阻(R2、R3、R4、R8)、第五二极管(D5)的阴极、第一电容(Cl)的正极、第二、三比较器(U2、U3)的电源正端都接在一起形成端点Vcc,此端点通过第一电阻(Rl)接第一二极管(Dl)的阴极;第十二到第十五电阻(R12-R15)、第一、三电容(C1、C3)的负极、第五二极管(D5)的阴极、第一光耦Ul三极管部份的发射极、第二、三比较器(U2、U3)的电源负端、功率MOS管Ql的源极都接地;光耦Ul的二极管部份的阳极接第七电阻(R7)的另一端,其阴极接第十电阻(RlO)的另一端,同时接功率MOS管Ql的漏极和第二电容(C2)的负极;功率MOS管Ql的栅极接第三比较器(U3)的输出端,同时接第八电阻(R8)的另一端,光耦Ul的三极管部份的集电极接第二电阻(R2)的另一端,通过第九电阻(R9)接第二比较器(U2)的同相输入端,同时接第十三电阻(R13)的另一端,其反相端接第三电阻(R3)和第十二电阻(R12)组成的串联支路的中点,第二比较器(U2)的输出端接第四电阻(R4)的另一端,同时接第四二极管(D4)的阳极,第十一电阻(R11)、第四二极管(D4)的阴极、第三电容(C3)的正极接在一起;第十一电阻(Rll)的另一端接第三比较器(U3)的同相输入端和第十四电阻(R14)的另一端,第三比较器(U3)的反相输入端接第五电阻(R5)和第十五电阻(R15)组成串联支路的中点。
【文档编号】H03K7/08GK203377850SQ201320440212
【公开日】2014年1月1日 申请日期:2013年7月23日 优先权日:2013年7月23日
【发明者】郁百超 申请人:郁百超

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