适用于cmos射频功率放大器的自适应偏置电路及放大器的制造方法
适用于cmos射频功率放大器的自适应偏置电路及放大器的制造方法
【专利摘要】本实用新型公开了一种适用于CMOS射频功率放大器的自适应偏置电路及放大器，包括与功率管M6栅极相连接的电阻R4、M4，二极管连接的M3、M5及滤波电容C1，还包括了功率控制电路M1、M2及电阻R1、R2。本实用新型采用了MOS管的栅源二极管的整流作用，对功率管M6的偏置电压进行补偿，在大信号时可以很好的提高功率放大器的线性输出功率水平。另外，通过功率控制电路，在低输出功率时通过开启功率控制电路减小偏置电路的电流，降低偏置电压改变PA的工作状态，更接近于ClassB状态，因而提高了低功率输出时的效率，从而提高了功率放大器的平均效率。
【专利说明】适用于CMOS射频功率放大器的自适应偏置电路及放大器
【技术领域】
[0001]本实用新型涉及一种应用于CMOS工艺北斗一代发射模块的射频功率放大器(Power Amplifier，下文简称PA)，该技术方案主要提高了传统型PA的线性功率及功率附加效率(Power-added Efficiency,下文简称PAE),主要解决了传统型固定偏置电路的低输出线性功率的问题，提高了 CMOS PA的整体性能。
【背景技术】
[0002]在高频功率器件中GaAs (包括HBT，MESFET, HEMT等)技术是最成熟的，但是GaAs工艺的成本高且不能与CMOS Si工艺相互兼容，尤其是在要求设备体积尽可能小、携带尽可能方便的前提下，CMOS工艺的以它低成本、高集成度等特点成为未来的发展趋势。
[0003]目前，由于CMOS工艺PA的研究正处于刚起步阶段，市场上成熟的CMOS PA产品比较少，市场份额比较小，但是CMOS工艺现在比较成熟，经过不懈的努力相信CMOS PA也会发展起来进而取代GaAs工艺PA。
[0004]传统的功率管的偏置电路由两个分压电阻来实现，如图1-1和图1-2所示，通过电阻Rl与R2分压得到一个适当的偏置电压提供给功率管Ml。当输入功率增加时，功率管栅源端的电压&电压信号增加，由于栅源端的P-N结二极管箝位作用，使得大的正向电压受限，尤其信号越大该箝位作用越明显，经过P-N结二极管整形以后的平均电压值Ves将会降低DVes，偏置点将会由S点移动到L1点，如图所示。L1点的斜率将会低于S点的斜率，所以对应的跨导降低，导致增益下降，相位失真。为了补偿在大信号下增益的压缩与相位失真，必须保持大信号与小信号的跨导一致。因此，应将偏置点由L1点移动到L2点，这样跨导就与S点的相同。一种有效的方法就是通过偏置电路补偿电压DVes和补偿电流I.。但是MOSFET管是电压偏置型器件，不同于BJT属于电流偏置型器件，所以采用补偿电压的方法。
实用新型内容
[0005]本实用新型提出了一种基于CMOS PA的自适应线性化偏置电路，相比于传统的电阻分压型或其它类型的偏置电路来说，在输出功率变化范围内，可以通过检测输入功率的大小，自适应的调整偏置电压的大小。
[0006]一种适用于CMOS射频功率放大器的自适应偏置电路，包括:功率管M3、M4和M5，以及电阻R3和R4 ；
[0007]功率管M4的栅极与功率管M3的栅极连接,且功率管M4的栅极与功率管M3的栅极是本自适应偏置电路的输入端；
[0008]功率管M4的漏极接电源VCC ;功率管M4的源极通过电阻R4接地，且功率管M4的源极是本自适应偏置电路的输出端；
[0009]功率管M3的漏极通过电阻R3接参考电压Vref，功率管M3的源极连接功率管M5的漏极和栅极，功率管M5的源极接地。
[0010]一种采用所述的自适应偏置电路结构的CMOS射频功率放大器,还包括功率放大器主体电路、功率控制电路和分压电阻R5 ；
[0011]所述功率放大器主体电路包括功率管M6、电感L1、电感L2、电容C2和电容C3 ;功率管M6的漏极通过电感LI连接电源VCC，功率管M6的源极通过电感L2接地；功率管M6的漏极直接连接电容C3的一端，电容C3的另一端为功率放大器主体电路的输出端；功率管M6的栅极直接连接电容C2的一端，电容C2另一端为功率放大器主体电路的输入端；功率管M6的栅极连接电阻R5的一端，电阻R5的另一端直接连接M4的源极；
[0012]所述功率控制电路包括功率管Ml、功率管M2、电阻R1、电阻R2 ;功率率管Ml的栅极与功率管M2的漏极直接相连，然后通过电阻Rl连接控制电压；功率管M2的栅极与功率管Ml的源极直接相连，然后通过电阻R2接地；功率管M2的源极接地；功率管Ml的漏极直接连接功率管M3和M4的栅极，并且通过滤波电容Cl接地。
[0013]一种采用所述的自适应偏置电路结构的CMOS射频功率放大器,还包括功率放大器主体电路和分压电阻R5 ；
[0014]所述功率放大器主体电路包括功率管M6、电感L1、电感L2、电容C2和电容C3 ;功率管M6的漏极通过电感LI连接电源VCC，功率管M6的源极通过电感L2接地；功率管M6的漏极直接连接电容C3的一端，电容C3的另一端为功率放大器主体电路的输出端；功率管M6的栅极直接连接电容C2的一端，电容C2另一端为功率放大器主体电路的输入端；功率管M6的栅极连接电阻R5的一端，电阻R5的另一端直接连接M4的源极；
[0015]功率管M4的栅极与功率管M3的漏极；功率管M4的栅极与功率管M3的栅极都通过滤波电容Cl接射功率放大器主体电路的输入端。
[0016]本实用新型的原理说明如下:
[0017]本实用新型的目的在于提高两级PA的线性输出功率以及提高低输出功率时的PAE，通过采用自适应的线性化技术方案可以有效的提高线性输出功率。
[0018]本实用新型采用的技术方案是:通过采用一种自适应的偏置电路结构，如图2所示通过分压电阻R5连接到功率管M6的栅极，起电压补偿作用的主要是M4管的栅源二极管及电容Cl，由于MOS管不是电流偏置，所以通过电阻R4连接到地的通路提供偏置电压给M6，M3与M5是两个栅极和漏极相连的MOS 二极管，通过电阻R3与参考电压Vref相连，主要作用就是提供一个固定的参考电压，M3与M4通过栅极相连组成电流镜，可以通过调整参考电压Vref使偏置电压可控。Vref —般通过LDO提供，并且是数字可调的。与M3和M4栅极相连的电容Cl是滤波电容。在输入信号的频率处Cl的阻抗值要远小于M3与M5 二极管与R3的并联阻抗，故节点VP处的所有的射频信号通过Cl旁路到地，这样VP点的直流电压恒定。当输入信号功率增加时，由于功率管M6栅源二极管的整流作用，平均直流电压Ves降低。同理通过R5进入M4管的信号功率也增加，由于M4管栅源二极管的整流作用，平均直流电压也是降低的，但是VP点的直流电压基本保持不变，为了能使补偿效果更加明显，要选择合适的M4管尺寸，一般M4的尺寸远小于功率管M6的尺寸，这样就实现了偏置电压的补偿作用。图2中功率控制电路是由Ml、M2和Rl、R2组成的，Ml的漏端接偏置电路的VP端，Ml的栅极与M2的漏极相连，M2的栅极与Ml的源极相连，通过电阻R2接地，然后Ml的栅极及M2的漏极通过电阻Rl与Vctrl相连，Ml与M2是电流镜，通过与VP相连进行分流，可以控制偏置电流的大小，进而控制偏置电压的大小。当Vctrl电压小于2倍的Ves时，Ml与M2是截止的，功率控制电路不工作，当Vctrl电压大于2倍Ves时，Ml与M2开始工作，那么偏置电路中的电流减小，对应的偏置电压减小，功率管M6的工作状态发生改变，更接近ClassB状态，有利于提高低功率输出时的PAE。
[0019]本实用新型采用的另一种技术方案是:通过采用一种自适应的偏置电路结构，如图3所示通过分压电阻R5连接到功率管M6的栅极，起电压补偿作用的主要是M4管的栅源二极管及电容Cl，由于MOS管不是电流偏置，所以通过电阻R4连接到地的通路提供偏置电压给M6，M3与M5是两个栅极和漏极相连的MOS 二极管，通过电阻R3与参考电压Vref相连，主要作用就是提供一个固定的参考电压，M3与M4通过栅极相连组成电流镜，可以通过调整参考电压Vref使偏置电压可控。Vref —般通过LDO (低压差线性稳压器)提供，并且是数字可调的。当输入信号功率增加时，由于功率管M6栅源二极管的整流作用，平均直流电压降低。
[0020]同理Cl是射频输入信号注入到M4栅极的通路，注入量的大小正比于Cl的大小，输入功率越大，注入量也就越大，通过M4栅源二极管的整形作用以后对应的栅源电压Ves减小，但是VP点的直流电压基本保持不变，为了能使补偿效果更加明显，要选择合适的M4管尺寸，一般M4的尺寸远小于功率管M6的尺寸，这样就实现了偏置电压的补偿作用。
[0021]第一种技术方案没有引入环路，偏置电路功率注入端与电压输出端是同一个端口，所以不用考虑稳定性问题，而第二种技术方案引入了环路，偏置电路功率注入端与电压输出端及隔直电容C2形成一个小环路，可能会存在稳定性问题。
[0022]与以往偏置技术相比，本实用新型引入了自适应线性化偏置技术，尤其是技术方案一，对其大信号下的偏置电压进行了有效补偿，对其小信号下的PAE也进行了补偿。解决了 CMOS工艺下瓦特级PA的低线性功率问题，相比传统型偏置电路，该输出线性功率可以提高f2dBm，甚至更高。且技术方案一只改进了传统的偏置电路，没有引入稳定性的问题。
[0023]相比较于传统的射频功率放大器的偏置电路，本实用新型的使用可以使线性输出功率提高I?2dBm，因此，对于瓦特级CMOS PA的实现是非常重要的。另外，本实用新型在低输出功率时通过降低偏置电路的电流，减小偏置电压，使整个PA电路工作在接近ClassB状态，进而可以提闻PAE。
【专利附图】
【附图说明】
[0024]图1-1为传统的射频功率放大器的偏置电路；
[0025]图1-2是图1-1电路的伏安特性曲线；
[0026]图2为本实用新型的第一种技术方案电路图；
[0027]图3为本实用新型的第二种技术方案电路图；
[0028]图4为本实用新型两级射频功率放大器电路图。
【具体实施方式】
[0029]为了便于本专业领域的技术人员理解，下面结合附图及实施的具体技术方案对本实用新型做进一步的详细说明。
[0030]图2为本实用新型的第一种方案，右侧方框内的主要是功率管M6、LI为Choke电感(感值通常很大)、C2与C3主要是隔直电容、L2是键合线寄生电感。R5是隔直电阻(一般阻值比较大)，主要是为了使偏置电路阻抗不影响功率管M6的输入阻抗。左侧的方框图内的M4与Cl主要起偏置电压补偿作用，其补偿原理如下:由于MOS管是电压偏置型器件，所以M4的源极通过电阻R4到地，将偏置电流转化为偏置电压，提供给功率管M6。M3与M5是栅极与漏极相连的MOS 二极管，通过电阻R3与参考电压Vref相连，利用MOS 二极管的箝位作用，通过分压提供一个比较合适的偏置电压。当输入功率增加时，由于功率管M6的栅源二极管的整流作用，使得输入信号的正向电压的最大摆幅受限，所以对应的平均电压将低于原来的偏置电压，这样通过图1可以看到对应的跨导降低，增益压缩，引起相位失真。但是由于M4的存在，同理输入信号通过R4的作用，注入到偏置电路中，为了使补偿比较明显，通常M4的尺寸远小于功率管M6的尺寸，所以经过M4栅源二极管的整形
[0031]作用以后Ves会更小。由于电容Cl的存在,在输入信号功率时Cl的阻抗远小于M3与M5 二极管连接与电阻R3的并联值，所以对于所有的输入信号经过Cl旁路到地，因此，VP点直流电平保持恒定。那么由于M4管栅源二极管整形比较大，所以对应的Ves下降比较大，如果通过适当选择M4的尺寸及R4的阻值，就可以很好的补偿功率管M6的偏置电压。在一个比较大的功率范围内有一个比较恒定的跨导值，这样就实现了偏置电压的补偿作用。但是为了保持较高的线性度，一般PA均工作在功率回退状态下，这样效率就大大降低，平均PAE也降低。为了能够在比较低的输出功率的情况下提高效率，还可以在线性化偏置电路中增加功率控制电路。
[0032]图2中最左侧的虚线框内就是功率控制电路。其控制原理如下所示:M1和M2为电流镜电路，Ml的栅极与M2的漏极相连，M2的栅极与Ml的源极相连，通过Rl及R2分别与电源、地相连。当Vctrl为高电平时(一般为大于2倍的阈值电压)，Ml与M2导通，功率控制电路开始工作，从VP点抽取一部分电流，由于Vref是固定不变的，所以，由于功率控制电路的分流作用导致偏置电路中的电流减小，偏置电压减小，PA的工作状态发生变化，更接近ClassB状态，因此PAE会有所提高；当Vctrl为低电平时，Ml与M2截止，功率控制电路不工作，只有偏置电路工作，因此不会影响在大功率输入时的线性度。这样就实现了功率控制作用。但是Vctrl需要手动设置，因此最好的解决方法就是增加一个自动调整电路。
[0033]图3为本实用新型的第二种方案，它与第一种方案不同之处在于引入了一个小的环路，首先，随着输入功率的增加，电容Cl是输入信号注入到偏置电路M4栅极的通路，并且注入量与Cl的大小呈正比。当输入信号功率增加时，由于功率管M6栅源二极管的整流作用，平均直流电压Ves降低。同理通过M4栅源二极管的整形作用以后对应的栅源电压Ves减小，但是VP点的直流电压基本保持不变，为了能使补偿效果更加明显，要选择合适的M4管尺寸，一般M4的尺寸远小于功率管M6的尺寸，这样就实现了偏置电压的补偿作用。但是第二种方案引入了一个小环路有可能引起稳定性问题，在实际电路设计中多采用第一种技术方案。
[0034]除了以上的两种技术方案，还有很多种方案可以提高线性度，但是偏置电路结构比较复杂，并且可实现性并不高，但是补偿的基本原理都和图2的原理是一样的。如图4所示，应用本自适应线性化偏置电路的两级CMOS射频PA电路，包括驱动级、功率级、偏置电路及匹配电路。
【权利要求】
1.一种适用于CMOS射频功率放大器的自适应偏置电路，其特征是包括:功率管M3、M4和M5，以及电阻R3和R4 ； 功率管M4的栅极与功率管M3的栅极连接，且功率管M4的栅极与功率管M3的栅极是本自适应偏置电路的输入端； 功率管M4的漏极接电源VCC ;功率管M4的源极通过电阻R4接地，且功率管M4的源极是本自适应偏置电路的输出端； 功率管M3的漏极通过电阻R3接参考电压Vref，功率管M3的源极连接功率管M5的漏极和栅极，功率管M5的源极接地。
2.一种采用权利要求1所述的自适应偏置电路结构的CMOS射频功率放大器，其特征是，还包括功率放大器主体电路、功率控制电路和分压电阻R5 所述功率放大器主体电路包括功率管M6、电感L1、电感L2、电容C2和电容C3 ;功率管M6的漏极通过电感LI连接电源VCC，功率管M6的源极通过电感L2接地；功率管M6的漏极直接连接电容C3的一端，电容C3的另一端为功率放大器主体电路的输出端；功率管M6的栅极直接连接电容C2的一端，电容C2另一端为功率放大器主体电路的输入端；功率管M6的栅极连接电阻R5的一端，电阻R5的另一端直接连接M4的源极； 所述功率控制电路包括功率管Ml、功率管M2、电阻R1、电阻R2 ;功率率管Ml的栅极与功率管M2的漏极直接相连，然后通过电阻Rl连接控制电压；功率管M2的栅极与功率管Ml的源极直接相连，然后通过电阻R2接地；功率管M2的源极接地；功率管Ml的漏极直接连接功率管M3和M4的栅极，并且通过滤波电容Cl接地。
3.一种采用权利要求1所述的自适应偏置电路结构的CMOS射频功率放大器，其特征是还包括功率放大器主体电路和分压电阻R5 所述功率放大器主体电路包括功率管M6、电感L1、电感L2、电容C2和电容C3 ;功率管M6的漏极通过电感LI连接电源VCC，功率管M6的源极通过电感L2接地；功率管M6的漏极直接连接电容C3的一端，电容C3的另一端为功率放大器主体电路的输出端；功率管M6的栅极直接连接电容C2的一端，电容C2另一端为功率放大器主体电路的输入端；功率管M6的栅极连接电阻R5的一端，电阻R5的另一端直接连接M4的源极； 功率管M4的栅极与功率管M3的漏极；功率管M4的栅极与功率管M3的栅极都通过滤波电容Cl接射功率放大器主体电路的输入端。
【文档编号】H03F1/32GK203457108SQ201320501238
【公开日】2014年2月26日 申请日期:2013年8月16日 优先权日:2013年8月16日
【发明者】袁立凯 申请人:江苏博纳雨田通信电子有限公司
【专利摘要】本实用新型公开了一种适用于CMOS射频功率放大器的自适应偏置电路及放大器，包括与功率管M6栅极相连接的电阻R4、M4，二极管连接的M3、M5及滤波电容C1，还包括了功率控制电路M1、M2及电阻R1、R2。本实用新型采用了MOS管的栅源二极管的整流作用，对功率管M6的偏置电压进行补偿，在大信号时可以很好的提高功率放大器的线性输出功率水平。另外，通过功率控制电路，在低输出功率时通过开启功率控制电路减小偏置电路的电流，降低偏置电压改变PA的工作状态，更接近于ClassB状态，因而提高了低功率输出时的效率，从而提高了功率放大器的平均效率。
【专利说明】适用于CMOS射频功率放大器的自适应偏置电路及放大器
【技术领域】
[0001]本实用新型涉及一种应用于CMOS工艺北斗一代发射模块的射频功率放大器(Power Amplifier，下文简称PA)，该技术方案主要提高了传统型PA的线性功率及功率附加效率(Power-added Efficiency,下文简称PAE),主要解决了传统型固定偏置电路的低输出线性功率的问题，提高了 CMOS PA的整体性能。
【背景技术】
[0002]在高频功率器件中GaAs (包括HBT，MESFET, HEMT等)技术是最成熟的，但是GaAs工艺的成本高且不能与CMOS Si工艺相互兼容，尤其是在要求设备体积尽可能小、携带尽可能方便的前提下，CMOS工艺的以它低成本、高集成度等特点成为未来的发展趋势。
[0003]目前，由于CMOS工艺PA的研究正处于刚起步阶段，市场上成熟的CMOS PA产品比较少，市场份额比较小，但是CMOS工艺现在比较成熟，经过不懈的努力相信CMOS PA也会发展起来进而取代GaAs工艺PA。
[0004]传统的功率管的偏置电路由两个分压电阻来实现，如图1-1和图1-2所示，通过电阻Rl与R2分压得到一个适当的偏置电压提供给功率管Ml。当输入功率增加时，功率管栅源端的电压&电压信号增加，由于栅源端的P-N结二极管箝位作用，使得大的正向电压受限，尤其信号越大该箝位作用越明显，经过P-N结二极管整形以后的平均电压值Ves将会降低DVes，偏置点将会由S点移动到L1点，如图所示。L1点的斜率将会低于S点的斜率，所以对应的跨导降低，导致增益下降，相位失真。为了补偿在大信号下增益的压缩与相位失真，必须保持大信号与小信号的跨导一致。因此，应将偏置点由L1点移动到L2点，这样跨导就与S点的相同。一种有效的方法就是通过偏置电路补偿电压DVes和补偿电流I.。但是MOSFET管是电压偏置型器件，不同于BJT属于电流偏置型器件，所以采用补偿电压的方法。
实用新型内容
[0005]本实用新型提出了一种基于CMOS PA的自适应线性化偏置电路，相比于传统的电阻分压型或其它类型的偏置电路来说，在输出功率变化范围内，可以通过检测输入功率的大小，自适应的调整偏置电压的大小。
[0006]一种适用于CMOS射频功率放大器的自适应偏置电路，包括:功率管M3、M4和M5，以及电阻R3和R4 ；
[0007]功率管M4的栅极与功率管M3的栅极连接,且功率管M4的栅极与功率管M3的栅极是本自适应偏置电路的输入端；
[0008]功率管M4的漏极接电源VCC ;功率管M4的源极通过电阻R4接地，且功率管M4的源极是本自适应偏置电路的输出端；
[0009]功率管M3的漏极通过电阻R3接参考电压Vref，功率管M3的源极连接功率管M5的漏极和栅极，功率管M5的源极接地。
[0010]一种采用所述的自适应偏置电路结构的CMOS射频功率放大器,还包括功率放大器主体电路、功率控制电路和分压电阻R5 ；
[0011]所述功率放大器主体电路包括功率管M6、电感L1、电感L2、电容C2和电容C3 ;功率管M6的漏极通过电感LI连接电源VCC，功率管M6的源极通过电感L2接地；功率管M6的漏极直接连接电容C3的一端，电容C3的另一端为功率放大器主体电路的输出端；功率管M6的栅极直接连接电容C2的一端，电容C2另一端为功率放大器主体电路的输入端；功率管M6的栅极连接电阻R5的一端，电阻R5的另一端直接连接M4的源极；
[0012]所述功率控制电路包括功率管Ml、功率管M2、电阻R1、电阻R2 ;功率率管Ml的栅极与功率管M2的漏极直接相连，然后通过电阻Rl连接控制电压；功率管M2的栅极与功率管Ml的源极直接相连，然后通过电阻R2接地；功率管M2的源极接地；功率管Ml的漏极直接连接功率管M3和M4的栅极，并且通过滤波电容Cl接地。
[0013]一种采用所述的自适应偏置电路结构的CMOS射频功率放大器,还包括功率放大器主体电路和分压电阻R5 ；
[0014]所述功率放大器主体电路包括功率管M6、电感L1、电感L2、电容C2和电容C3 ;功率管M6的漏极通过电感LI连接电源VCC，功率管M6的源极通过电感L2接地；功率管M6的漏极直接连接电容C3的一端，电容C3的另一端为功率放大器主体电路的输出端；功率管M6的栅极直接连接电容C2的一端，电容C2另一端为功率放大器主体电路的输入端；功率管M6的栅极连接电阻R5的一端，电阻R5的另一端直接连接M4的源极；
[0015]功率管M4的栅极与功率管M3的漏极；功率管M4的栅极与功率管M3的栅极都通过滤波电容Cl接射功率放大器主体电路的输入端。
[0016]本实用新型的原理说明如下:
[0017]本实用新型的目的在于提高两级PA的线性输出功率以及提高低输出功率时的PAE，通过采用自适应的线性化技术方案可以有效的提高线性输出功率。
[0018]本实用新型采用的技术方案是:通过采用一种自适应的偏置电路结构，如图2所示通过分压电阻R5连接到功率管M6的栅极，起电压补偿作用的主要是M4管的栅源二极管及电容Cl，由于MOS管不是电流偏置，所以通过电阻R4连接到地的通路提供偏置电压给M6，M3与M5是两个栅极和漏极相连的MOS 二极管，通过电阻R3与参考电压Vref相连，主要作用就是提供一个固定的参考电压，M3与M4通过栅极相连组成电流镜，可以通过调整参考电压Vref使偏置电压可控。Vref —般通过LDO提供，并且是数字可调的。与M3和M4栅极相连的电容Cl是滤波电容。在输入信号的频率处Cl的阻抗值要远小于M3与M5 二极管与R3的并联阻抗，故节点VP处的所有的射频信号通过Cl旁路到地，这样VP点的直流电压恒定。当输入信号功率增加时，由于功率管M6栅源二极管的整流作用，平均直流电压Ves降低。同理通过R5进入M4管的信号功率也增加，由于M4管栅源二极管的整流作用，平均直流电压也是降低的，但是VP点的直流电压基本保持不变，为了能使补偿效果更加明显，要选择合适的M4管尺寸，一般M4的尺寸远小于功率管M6的尺寸，这样就实现了偏置电压的补偿作用。图2中功率控制电路是由Ml、M2和Rl、R2组成的，Ml的漏端接偏置电路的VP端，Ml的栅极与M2的漏极相连，M2的栅极与Ml的源极相连，通过电阻R2接地，然后Ml的栅极及M2的漏极通过电阻Rl与Vctrl相连，Ml与M2是电流镜，通过与VP相连进行分流，可以控制偏置电流的大小，进而控制偏置电压的大小。当Vctrl电压小于2倍的Ves时，Ml与M2是截止的，功率控制电路不工作，当Vctrl电压大于2倍Ves时，Ml与M2开始工作，那么偏置电路中的电流减小，对应的偏置电压减小，功率管M6的工作状态发生改变，更接近ClassB状态，有利于提高低功率输出时的PAE。
[0019]本实用新型采用的另一种技术方案是:通过采用一种自适应的偏置电路结构，如图3所示通过分压电阻R5连接到功率管M6的栅极，起电压补偿作用的主要是M4管的栅源二极管及电容Cl，由于MOS管不是电流偏置，所以通过电阻R4连接到地的通路提供偏置电压给M6，M3与M5是两个栅极和漏极相连的MOS 二极管，通过电阻R3与参考电压Vref相连，主要作用就是提供一个固定的参考电压，M3与M4通过栅极相连组成电流镜，可以通过调整参考电压Vref使偏置电压可控。Vref —般通过LDO (低压差线性稳压器)提供，并且是数字可调的。当输入信号功率增加时，由于功率管M6栅源二极管的整流作用，平均直流电压降低。
[0020]同理Cl是射频输入信号注入到M4栅极的通路，注入量的大小正比于Cl的大小，输入功率越大，注入量也就越大，通过M4栅源二极管的整形作用以后对应的栅源电压Ves减小，但是VP点的直流电压基本保持不变，为了能使补偿效果更加明显，要选择合适的M4管尺寸，一般M4的尺寸远小于功率管M6的尺寸，这样就实现了偏置电压的补偿作用。
[0021]第一种技术方案没有引入环路，偏置电路功率注入端与电压输出端是同一个端口，所以不用考虑稳定性问题，而第二种技术方案引入了环路，偏置电路功率注入端与电压输出端及隔直电容C2形成一个小环路，可能会存在稳定性问题。
[0022]与以往偏置技术相比，本实用新型引入了自适应线性化偏置技术，尤其是技术方案一，对其大信号下的偏置电压进行了有效补偿，对其小信号下的PAE也进行了补偿。解决了 CMOS工艺下瓦特级PA的低线性功率问题，相比传统型偏置电路，该输出线性功率可以提高f2dBm，甚至更高。且技术方案一只改进了传统的偏置电路，没有引入稳定性的问题。
[0023]相比较于传统的射频功率放大器的偏置电路，本实用新型的使用可以使线性输出功率提高I?2dBm，因此，对于瓦特级CMOS PA的实现是非常重要的。另外，本实用新型在低输出功率时通过降低偏置电路的电流，减小偏置电压，使整个PA电路工作在接近ClassB状态，进而可以提闻PAE。
【专利附图】
【附图说明】
[0024]图1-1为传统的射频功率放大器的偏置电路；
[0025]图1-2是图1-1电路的伏安特性曲线；
[0026]图2为本实用新型的第一种技术方案电路图；
[0027]图3为本实用新型的第二种技术方案电路图；
[0028]图4为本实用新型两级射频功率放大器电路图。
【具体实施方式】
[0029]为了便于本专业领域的技术人员理解，下面结合附图及实施的具体技术方案对本实用新型做进一步的详细说明。
[0030]图2为本实用新型的第一种方案，右侧方框内的主要是功率管M6、LI为Choke电感(感值通常很大)、C2与C3主要是隔直电容、L2是键合线寄生电感。R5是隔直电阻(一般阻值比较大)，主要是为了使偏置电路阻抗不影响功率管M6的输入阻抗。左侧的方框图内的M4与Cl主要起偏置电压补偿作用，其补偿原理如下:由于MOS管是电压偏置型器件，所以M4的源极通过电阻R4到地，将偏置电流转化为偏置电压，提供给功率管M6。M3与M5是栅极与漏极相连的MOS 二极管，通过电阻R3与参考电压Vref相连，利用MOS 二极管的箝位作用，通过分压提供一个比较合适的偏置电压。当输入功率增加时，由于功率管M6的栅源二极管的整流作用，使得输入信号的正向电压的最大摆幅受限，所以对应的平均电压将低于原来的偏置电压，这样通过图1可以看到对应的跨导降低，增益压缩，引起相位失真。但是由于M4的存在，同理输入信号通过R4的作用，注入到偏置电路中，为了使补偿比较明显，通常M4的尺寸远小于功率管M6的尺寸，所以经过M4栅源二极管的整形
[0031]作用以后Ves会更小。由于电容Cl的存在,在输入信号功率时Cl的阻抗远小于M3与M5 二极管连接与电阻R3的并联值，所以对于所有的输入信号经过Cl旁路到地，因此，VP点直流电平保持恒定。那么由于M4管栅源二极管整形比较大，所以对应的Ves下降比较大，如果通过适当选择M4的尺寸及R4的阻值，就可以很好的补偿功率管M6的偏置电压。在一个比较大的功率范围内有一个比较恒定的跨导值，这样就实现了偏置电压的补偿作用。但是为了保持较高的线性度，一般PA均工作在功率回退状态下，这样效率就大大降低，平均PAE也降低。为了能够在比较低的输出功率的情况下提高效率，还可以在线性化偏置电路中增加功率控制电路。
[0032]图2中最左侧的虚线框内就是功率控制电路。其控制原理如下所示:M1和M2为电流镜电路，Ml的栅极与M2的漏极相连，M2的栅极与Ml的源极相连，通过Rl及R2分别与电源、地相连。当Vctrl为高电平时(一般为大于2倍的阈值电压)，Ml与M2导通，功率控制电路开始工作，从VP点抽取一部分电流，由于Vref是固定不变的，所以，由于功率控制电路的分流作用导致偏置电路中的电流减小，偏置电压减小，PA的工作状态发生变化，更接近ClassB状态，因此PAE会有所提高；当Vctrl为低电平时，Ml与M2截止，功率控制电路不工作，只有偏置电路工作，因此不会影响在大功率输入时的线性度。这样就实现了功率控制作用。但是Vctrl需要手动设置，因此最好的解决方法就是增加一个自动调整电路。
[0033]图3为本实用新型的第二种方案，它与第一种方案不同之处在于引入了一个小的环路，首先，随着输入功率的增加，电容Cl是输入信号注入到偏置电路M4栅极的通路，并且注入量与Cl的大小呈正比。当输入信号功率增加时，由于功率管M6栅源二极管的整流作用，平均直流电压Ves降低。同理通过M4栅源二极管的整形作用以后对应的栅源电压Ves减小，但是VP点的直流电压基本保持不变，为了能使补偿效果更加明显，要选择合适的M4管尺寸，一般M4的尺寸远小于功率管M6的尺寸，这样就实现了偏置电压的补偿作用。但是第二种方案引入了一个小环路有可能引起稳定性问题，在实际电路设计中多采用第一种技术方案。
[0034]除了以上的两种技术方案，还有很多种方案可以提高线性度，但是偏置电路结构比较复杂，并且可实现性并不高，但是补偿的基本原理都和图2的原理是一样的。如图4所示，应用本自适应线性化偏置电路的两级CMOS射频PA电路，包括驱动级、功率级、偏置电路及匹配电路。
【权利要求】
1.一种适用于CMOS射频功率放大器的自适应偏置电路，其特征是包括:功率管M3、M4和M5，以及电阻R3和R4 ； 功率管M4的栅极与功率管M3的栅极连接，且功率管M4的栅极与功率管M3的栅极是本自适应偏置电路的输入端； 功率管M4的漏极接电源VCC ;功率管M4的源极通过电阻R4接地，且功率管M4的源极是本自适应偏置电路的输出端； 功率管M3的漏极通过电阻R3接参考电压Vref，功率管M3的源极连接功率管M5的漏极和栅极，功率管M5的源极接地。
2.一种采用权利要求1所述的自适应偏置电路结构的CMOS射频功率放大器，其特征是，还包括功率放大器主体电路、功率控制电路和分压电阻R5 所述功率放大器主体电路包括功率管M6、电感L1、电感L2、电容C2和电容C3 ;功率管M6的漏极通过电感LI连接电源VCC，功率管M6的源极通过电感L2接地；功率管M6的漏极直接连接电容C3的一端，电容C3的另一端为功率放大器主体电路的输出端；功率管M6的栅极直接连接电容C2的一端，电容C2另一端为功率放大器主体电路的输入端；功率管M6的栅极连接电阻R5的一端，电阻R5的另一端直接连接M4的源极； 所述功率控制电路包括功率管Ml、功率管M2、电阻R1、电阻R2 ;功率率管Ml的栅极与功率管M2的漏极直接相连，然后通过电阻Rl连接控制电压；功率管M2的栅极与功率管Ml的源极直接相连，然后通过电阻R2接地；功率管M2的源极接地；功率管Ml的漏极直接连接功率管M3和M4的栅极，并且通过滤波电容Cl接地。
3.一种采用权利要求1所述的自适应偏置电路结构的CMOS射频功率放大器，其特征是还包括功率放大器主体电路和分压电阻R5 所述功率放大器主体电路包括功率管M6、电感L1、电感L2、电容C2和电容C3 ;功率管M6的漏极通过电感LI连接电源VCC，功率管M6的源极通过电感L2接地；功率管M6的漏极直接连接电容C3的一端，电容C3的另一端为功率放大器主体电路的输出端；功率管M6的栅极直接连接电容C2的一端，电容C2另一端为功率放大器主体电路的输入端；功率管M6的栅极连接电阻R5的一端，电阻R5的另一端直接连接M4的源极； 功率管M4的栅极与功率管M3的漏极；功率管M4的栅极与功率管M3的栅极都通过滤波电容Cl接射功率放大器主体电路的输入端。
【文档编号】H03F1/32GK203457108SQ201320501238
【公开日】2014年2月26日 申请日期:2013年8月16日 优先权日:2013年8月16日
【发明者】袁立凯 申请人:江苏博纳雨田通信电子有限公司
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