无线通信方法及其装置的制作方法
专利名称：无线通信方法及其装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及用多个发送机构成的发送装置和多个接收机构成的接收装置在同一频带上复用多个信号进行传输的无线通信方法及其装置。
背景技术：
在今后的无线通信中，为了实现图像分发等高速传输，要求频率利用效率高的无线通信方法。一般定义的频率利用效率可用通信量和使用的频谱空间的大小之比来表示。使用的频谱空间是使用的带宽、占有的物理空间的大小、以及使用的时间之积。增大频率利用效率的方法主要有以下3种方法。(1)增加单位频率上传输的信息传输量。(2)缩短小区半径，增加可重复利用的频率数。(3)通过交织信道配置来增加每个频带上可使用的信道数。
例如，在数字调制方式中，可以通过多值化来增加单位频率的信息传输量。其例子有固定微波通信中从16QAM(Quadrature Amplitude Modulation，正交调幅)转向256QAM。缩小带宽的例子有移动通信中交织信道配置的例子。缩小物理空间的例子有像PHS(Personal Handyphone System，个人手持电话系统)那样实现了微小区的例子。缩短使用时间的例子有PDC(PersonalDigital Cellular，个人数字蜂窝)中从全速率语音编码转向半速率语音编码的例子。
这样，为了提高频率利用效率，可组合各种无线传输技术。例如，在PDC中，通过组合基于扇区的频率配置、高效率语音编码、时分多址方式等技术，在3个扇区、1个载频上复用了3个或6个语音信道。
作为提高频率利用效率的简单方法，使多个发送机的使用频带相互接近即可，但是随着使用频带重叠，信号难以分离，其结果是，干扰量增加，通信质量恶化。
发明内容
本发明的目的在于提供一种无线通信方法及其装置，即使具有多个发送机的发送装置对多个信号进行空分复用，接收端也能够分离各个信道的接收信号。
根据本发明，在利用各发送信号间的传播特性的互相关小的特点来进行信号分离、实现高的频率利用效率的无线通信方法中，使各发送信号间具有频率差，使发送信号频带的一部分相互重叠，使各发送信号的传递特性间的互相关减小来进行发送。然后，对其进行空间分集接收来进行信号分离。由此，即使在发送天线间距窄的情况下，也能以减小各发送信号的传递特性间的互相关来发送，接收端可进行信号分离。进而，提供下述无线通信方法及其装置通过在多个发送装置的发送系统间以同一载频对传递特性的互相关小的发送信号进行复用并传输，来进行多路接入。
根据本发明的第1观点，在发送装置的多个发送机中，对各不相同的信息序列进行调制，以不同频率的载波从发送天线同时发送，使得各系统的发送信号频带的一部分相互重叠。
根据本发明的第2观点，用多个同样的发送装置来构成发送台装置。这里，从各发送装置发送的多个信息序列都不相同，减小各发送装置以同一载频发送的发送信号的传递特性间的互相关。
根据本发明的第3观点，使发送台装置的各发送装置内使用的互不相同的载频的组与其他发送装置内使用的载频的组相同。
根据本发明的第4观点，在构成上述发送台装置的各发送装置中，用各不相同的正交码对多个发送机要发送的信息序列进行正交编码。
根据本发明的第5观点，在构成上述发送台装置的各发送装置中，分别用纠错码对多个发送机要发送的信息序列进行编码。
根据本发明的第6观点，实现了下述无线通信方法设置的上述天线的天线元的个数与发送机总数大致相同，设置的接收机的个数与发送机总数相同，在同一频带上对来自发送信号间的传递特性的互相关小的发送装置的发送信号进行复用来传输，进行空间分集接收，减小所有信息序列之间的互相关，进行接收装置中的信道间干扰消除器的信号分离。
根据本发明的第7观点，消除信道间干扰的部件分配来自各个接收天线元的接收信号，施加加权系数并合成。根据合成所得的各输出信号来自适应地控制加权系数，使得各输出信号间的相关最小。在该受控制的加权系数达到最佳时，能够使各信道间的相互干扰最小。由此，能够在同一载波频带上复用传输来自多个发送装置的不同信息序列。
根据本发明的第8观点，接收装置通过用各个正交码对接收信号进行相关检波来还原发送信号。由此，能提高各信息序列的信号分量的检测精度，包含信道间干扰消除器的不完全性在内。
根据本发明的第9观点，接收装置使用与发送装置端所用的纠错码对应的解码器。由此，能提高各信息序列的信号分量的检测精度。
根据本发明的第10观点，在相邻配置各发送机的情况下，为了减小接收阵列天线间的接收信号的互相关，通过使相邻的各发送系统中的载频不同来减小频率相关。其结果是，能提高接收装置中的信号分离精度。由此，实现了下述无线通信方法在同一频带、或相邻并且信号频带的一部分相互重叠的相邻频带上减小复用传输，接收装置分离所有信息序列。
根据本发明的第11观点，实现了下述无线通信方法各发送装置使信号频带的一部分重叠，但是发送频率相关小的发送信号，并且在同一频带上对来自发送信号间的传递特性的互相关小的发送装置的发送信号进行复用来传输，进行空间分集接收，减小所有信息序列之间的互相关，进行接收装置中的信道间干扰消除器的信号分离。
根据本发明的第12观点，从发送端发送训练序列，进行消除各信道间干扰的部件的加权系数的初始收敛。
根据本发明的第13观点，为了在接收装置中提高同道干扰信号的分离精度，发送端乘以正交码，接收端对相应的正交码进行相关检波。
根据本发明的第14观点，为了在接收装置中提高同道干扰信号的分离精度，发送端进行纠错编码，接收端用解码器进行解码。
图1是本发明的原理性结构的方框图。
图2是用于说明本发明的工作原理的方框图。
图3是用于说明本发明的信道间干扰消除器的工作的方框图。
图4是本发明的发送台装置的实施例的方框图。
图5是与图4的发送台装置对应的接收装置的实施例的方框图。
图6是图5的信道间干扰消除器的实施例的方框图。
图7是本发明的发送台装置的另一实施例的方框图。
图8是与图7的发送台装置对应的接收装置的实施例的方框图。
图9是本发明的发送台装置的又一实施例的方框图。
图10是与图9的发送台装置对应的接收装置的实施例的方框图。
图11是本发明的发送台装置的另一实施例的方框图。
图12是与图11的发送台装置对应的接收装置的实施例的方框图。
图13是作为本发明的效果的、天线间隔和通信容量的关系图。
图14是作为本发明的效果的、频带分离度和通信容量的关系图。
图15是用于说明频带分离度的图。
图16是作为本发明的效果的、以发送天线间隔为参数的频带分离度和通信容量的关系图。
具体实施例方式
图1示出本发明的原理结构。图中示出发送台装置100使用分别由N个(N是2以上的整数)发送机TR-m1～TR-mN(m＝1，…，M)构成的M个(M是1以上的整数)发送装置10-1～10-M的情况。整个发送端有2个以上的发送机即可，因此，也可以使N为1以上的整数，M为2以上的整数。此外，各发送机TR-mn(m＝1…，M；n＝1…，N)具有信息序列生成器SG-n，生成要被传输的信息序列；以及调制器11-n，对该信息序列进行调制。其中，总共N×M＝K个信息序列都不相同。此外，设发送装置10-1～10-M间与同一号码n对应的发送机TR-1n～TR-Mn用同一频率fn的载波来发送信息序列。在图1的例子中，各发送装置10-m(m＝1…，M)具有N个发送天线TA-ml～TA-mN，从对应的发送机TR-ml～TR-mN送出调制过的载波。
例如，发送装置10-1的发送机TR-11所用的载频f1、和发送装置10-M的发送机TR-M1所用的载频f1相等。此外，在各发送装置10-m中，从各发送机TR-ml～TR-mN发送的信号具有不同载频f1～fN，各发送机TR-ml～TR-mN的各发送信号频带与另外至少1个发送机的发送信号频带相互偏离并重叠。
接收装置20由具有M×N＝K个天线元RA-1～RA-K(以下K＝M×N)的阵列天线、信道间干扰消除器21以及K＝M×N个接收机RC-1～RC-K构成。各接收机RC-k(k＝1…，K)包括解调器22-k，对分离出的接收信号进行解调；以及识别器23-k，识别解调出的信号并重现信息序列。这里，各发送装置10-m通常与各用户对应，所以发送装置间的距离被配置得足够远于发送装置内的各发送天线间的距离。一般通过扩大各发送接收天线配置间隔，各发送接收天线间唯一决定的传递特性的互相关减小，接收信号变得容易分离，所以在接收装置20中接收天线元间适度远离。
向信道间干扰消除器21中输入来自接收阵列天线元RA-1～RA-K的接收信号。各接收信号分别在同一中心频率上复用了M个发送信号。信道间干扰消除器21通过处理来自天线元RA-1～RA-K的接收信号，使得该输出信号间的互相关最小，从而消除信道间干扰。由此，能够分离包含从所有发送机发送的信息序列分量的发送信号。分离出的接收信号由各接收机RC-k的解调器22-k进行解调，由识别器23-k进行识别，重现信息序列。
接着具体说明信号分离的原理。为了便于说明，设M＝2，但是在M是1以上的任意整数时都能够实施本发明。图2示出其结构。设从发送装置10-1的发送天线TA-11到接收天线元RA-1～RA-4的路径分别为P11-1、P11-2、P11-3、P11-4。此外，设从发送装置10-2的发送天线TA-12到接收天线元RA-1～RA-4的路径分别为P12-1、P12-2、P12-3、P12-4。对发送装置10-2也同样规定路径P21-1～P21-4及P22-1～P22-4。
从各发送装置10-m的N个发送天线TA-ml～TA-mN分别以不同载频来发送信号。传播特性用传播路径的冲击响应来表示，为频率的函数。因此，通过不同载频来发送的信号间的传播特性一般不同。在受不同传播特性影响的各发送信号被天线接收到的情况下，其接收电平变动的形式各不相同。此时求出的与各发送信号对应的接收信号间的互相关被称为频率相关。此外，所讨论的2个接收信号的载频差越大，则频率相关越小。即，通过使发送机的载频不同，能够减小频率相关，减小接收阵列天线接收的各接收信号间的互相关。其结果是，可以相邻配置各发送天线。
例如，在路径P11-1和P12-1上，在视线距离内通信中，在同一发送装置10-1内的发送天线TA-11、TA-12的配置间隔为半波长、用两个路径以同一载频来传输信号的情况下，接收天线RA-1上的2个接收信号间的相关非常高。但是，即使发送天线配置间隔相同，通过使两个发送信号适当具有载频差，减小频率相关，也能够减小接收信号间的互相关。在各发送装置中，多个发送机的载频互不相同，所以也可以通过在向天线馈电前对多个发送机分别合成发送信号，提供给1个发送天线，来减少天线数。
此外，将M个发送装置相互远离配置。这里，从不同发送装置发送的信号间的传递特性的互相关一般很小。因此，可以在不同发送装置间使用同一频率的载波，并在同一载波频带上复用多个发送信号来传输。
在各发送装置10-m(m＝1，2)中，设发送机TR-ml的载频为f1，发送机TR-m2的载频为f2。从各发送天线发送的信号频谱及接收天线元接收的信号频谱与图2中各个天线相邻示出。所有发送信号在各传播路径上传输，被接收天线元RA-1～RA-4接收。来自发送天线TA-11和TA-21的发送信号在同一中心频率f1的频带上被复用传输。同样，来自发送天线TA-12和TA-22的发送信号也在同一中心频率f2的频带上被复用传输。此外，载频为f1的频带信号和载频为f2的频带信号使一部分频谱相互重叠来传输。
在接收装置20中，对各接收信号实施以下所示的用于消除信道间干扰的信号处理，分离各信息序列的信号分量。以下参照图3来说明其原理。
为了简化说明，设发送装置数M＝2，各发送装置内的发送机数N＝1，接收天线元数为2，接收机数为2，但是在比这些值大的系统中也可同样考虑。设所讨论的发送天线和接收天线元间的路径ij的衰减系数为aij，相位系数为θij，则各路径的传递函数由下式给出。Pij=aijejθij---(1)]]>设发送信号序列为x，接收信号序列为y，从发送天线到接收天线的路径矩阵为P，则y＝Px (2)x＝(x1x2)T(3)y＝(y1y2)T(4)P=p11p21p12p22---(5)]]>在信道间干扰消除器21中，设从接收天线元RA-1到接收机RC-1的路径的加权系数为w11，从接收天线元RA-2到接收机RC-2的路径的加权系数为w12，从接收天线元RA-2到接收机RC-1的路径的加权系数为w21，从接收天线元RA-2到接收机RC-2的路径的加权系数为w22，加权系数矩阵为W。如果此时的接收机输入信号序列为z，则可以表示为
z＝Wy(6)W=w11w21w12w22---(7)]]>z＝(z1z2)T(8)由式(2)和(6)得z=WPx]]>=p11w11+p21w12p11w21+P21w22p12w11+P22w12p12w21+p22w22x1x2---(9)]]>这里，如果有将式(9)的矩阵WP变为对角矩阵的矩阵W，则能够除去发送天线和接收天线间的路径上的信道间干扰。即，通过决定加权系数w11、w12、w21、w22，使得矩阵的非对角元素为p11w21+p21w22＝0P12w11+P22w12＝0(10)接收端能够分离还原发送的N个信道信号。在本发明中，通过操作加权系数矩阵W来使矩阵WP对角化。
使用各传播路径的估计传播特性来自适应地控制加权系数矩阵W。作为自适应地控制W的算法，可以使用迫零准则、最小二乘误差准则等准则。在自适应信号处理中普遍使用这些算法，在本发明中也可以利用同样的信号处理。作为一例，以下示出下述方法为了W的初始收敛，对各发送信号使用训练信号，通过自适应算法来更新加权系数矩阵W。
在式(9)中，作为加权系数设定用发送信号，从各个发送机TR-1、TR-2经天线TA-1、TA-2分别发送已知的序列(训练序列)，由接收机RC-1、RC-2进行接收后，集中计算加权系数矩阵W。
步骤1首先，将系数乘法器21W11～21W22的系数初始值表示为w11(0)～w22(0)，将对角分量wij(0)，i＝j例如全部设定为1，将非对角分量wij(0)，i≠j设定为0。
步骤2从各个发送机TR-1、TR-2依次发送的已知的训练序列x(x1，x2…)由接收天线元RA-1、RA-2接收，得到传递函数矩阵P＝(p11，…，P22)。具体地说，例如最初只从发送机TR-1进行发送，由接收天线RA-1、RA-2接收发送信号。对系数乘法器21W11、…、21W22设定对角分量系数wij(0)＝1，i＝j和非对角分量wij(0)＝0，i≠j。因此，各个接收天线元RA-1、RA-2接收到的信号不相互合成，原封不动地分别由对应的接收机RC-1、RC-2进行检波。设从发送机TR-1发送、由接收天线元RA-j接收到的信号为y1j。Px＝y，通过自适应地决定P′，使得由估计传递函数P′和训练信号x算出的复本P′x和接收信号y1j之间的误差最小，来对训练信号x求估计传递函数值p′11、p′22。
接着从发送机TR-2发送训练信号，对接收信号y2j同样使传递函数矩阵P的估计矩阵P′收敛。由此，求出下述估计传递函数矩阵P′。P′=p′11p′12p′21p′22---(11)]]>得到的矩阵P′是从各个发送机到各个接收天线元的传递函数的估计矩阵，在理想的状况下，P′＝P。
步骤3认为是理想的状况，通过计算作为单位矩阵的传递函数矩阵P的逆矩阵来求式(9)中的矩阵WP。例如这里是2×2矩阵，所以如下所示。W=P-11p11p22-p21p12p22-p12-p21p11---(12)]]>显然，通过这样决定对角化了的矩阵W，接收机在理论上能够完全分离发送信号x1、x2。
在接收训练序列以后的信息序列信号时，通过接收训练序列而求出了传播路径的传递函数估计值，将根据该传递函数估计值而求出的加权系数w11～w22作为初始设定值，将解调结果(解码结果)作为参考信号通过自适应算法来更新加权系数w11～w22，分别设定在信道间干扰消除器21的乘法器21W11～21W22中，接收以后的信息序列信号。在接收该信息序列信号时，也可以例如每隔一定时间用训练信号或接收机RC-1、RC-2的解调结果(解码结果)通过自适应算法来更新w11～w22。
应注意的是，在图3的原理性结构中，从互不相同的位置上的发送天线进行发送，所以对发送机的发送载频无需任何限制。即，即使2个发送机TR-1、TR-2使用同一频率，通过使用不同位置上的2个发送天线TA-1、TA-2，也能够分离接收信号。更重要的是，即使从同一天线发送发送信号x1、x2，如果发送频率互不相同，则在传播路径上经受的传递函数不同，所以还是能够分离信号。
发送台装置及接收装置图4是本发明的发送台装置的实施例，构成发送台装置100的各发送装置由N个发送机构成，各发送机由调制器和载波发生器构成。在图4中，示出发送装置数M＝2、发送机数N＝2的情况。发送装置10-1的发送机TR-11具有调制器11-1、变频器12-1、以及载频发生器13-1。在本例中，信息序列生成器SG生成的信息序列由串联并联变换器(S/P)15分离为2个序列的信号，作为互不相同的信息序列分别被输入到发送机TR-11、TR-12。其他发送机TR-12、TR-21、TR-22也采用同样的结构。
载波发生器13-1产生频率被设定为fL1的载波信号。调制器11-1的输出在变频器12-1中用载频fL1进行上变频，提供给发送天线TA-11。同一发送装置10-1内的发送机TR-12除了载频fL2使用与频率fL1不同的频率之外，采用与发送机TR-11同样的结构。载波的设定频率fL1、fL2在各发送装置间使用同一组合的频率，但是载频发生器最好是频率可变式的，以便能够支持任何组合。
与图4的发送台装置100对应的接收装置20的实施例示于图5。与图4对应，示出接收天线元数为4的结构。将天线元RA-1～RA-4接收到的接收信号分别输入到信道间干扰消除器21中。输入的信号可以是RF频带的信号，可以是下变频到IF频带的信号，可以是基带信号，也可以是对它们进行A/D变换后的数字信号，基本结构不随这些差异而改变。将基于后述手段的信道间干扰消除器21分离出的各信息序列的信号分量分别输入到从属的接收机RC-1～RC-4。在各个接收机RC-1～RC-4中，本地信号发生器25-1～25-4产生与输入信号对应的频率为fL1、fL2的本地信号，变频器24-1～24-4将接收信号变换到中频或基带。变频过的接收信号由解调器22-1～22-4进行检波，重现信号z1、z2、z3、z4。重现的信号z1、z2、z3、z4通过并联串联变换器26-1、26-2，还原出原来的2个信息序列。其中，解调器22-1～22-4的检波方法可以使用同步检波、延迟检波等任何检波方法。
接着，信道间干扰消除器21的实施例示于图6。在图6中，示出MN＝2。信道间干扰消除器21包括功率分配器21A-1、21A-2，将来自各天线元的输入接收信号功率分配给所有接收机；振幅相位调整乘法器21W11、21W12、21W21、21W22，用于将输入输出间的每个路径乘以用自适应算法求出的加权系数(抽头系数)；功率合成器21B-1、21B-2，合成振幅相位调整过的各输入信号；以及抽头系数控制器21C，计算抽头系数，提供给振幅相位调整乘法器21W11～21W22。
在接收训练信号时，向端子21R提供训练信号，并用作参考信号。在接收信息序列信号时，向端子21R反馈接收机的解调信号或判决信号z1、z2，用作参考信号。抽头系数控制器21C根据这些参考信号而自适应地控制各路径的加权系数。自适应地控制抽头系数的方法可以应用以往已知的使用峰值失真准则或最小二乘误差准则的算法。
对于抽头系数的初始收敛值的设定法，可以如前所述由发送装置端分别发送训练信号，用它们与以往同样地设定。这些电路可以用模拟电路来实现，也可以用数字电路来实现。
为了使图4的发送台装置100的各发送机中所用的载波的相位的起伏或变动一致，各发送装置内的各发送机可以使用以公用的本地振荡器为源的载波发生器。各发送装置也使用同样的结构。再者，也可以使各发送装置用作源的本地振荡器与公用的本地振荡器同步工作。例如，在各发送装置上搭载GPS接收机，从卫星将基准信号传输到各发送装置，在各发送装置内使公用的本地振荡器与基准信号同步。
发送装置数M＝2的情况下，这种结构的实施例示于图7。该结构是在图4的结构中的各发送装置10-1、10-2中设置与基准振荡器30产生的整个系统的基准信号同步来分别产生本地信号的本地振荡器16。发送装置10-1将来自该本地振荡器16的本地信号分别提供给发送机TR-1、TR-2的载波发生器13-1、13-2，各载波发生器13-1、13-2与基准信号同步来产生频率为fL1、fL2的载波。发送装置10-2也采用同样的结构。由此，能够使发送机TR-11、TR-12、TR-21、TR-22间的载波的相位的起伏或变动一致。
与图7的发送台装置100对应的接收装置20的实施例示于图8。为了使各接收机RC-1～RC-4中的本地信号发生器25-1～25-4的相位变动或起伏一致，设置产生公用本地信号的公用本地振荡器27，各个本地信号发生器25-1～25-4以该公用本地信号为源来产生用于下变频的频率为fL1、fL2的本地信号。在本实施例中，还为了使接收装置的所有本地信号与发送端的载波同步，公用本地振荡器27例如与来自前述基于GPS的基准振荡器30的基准信号同步来产生公用本地信号。可以将解调器22-1～22-4解调出的z1、z2、z3、z4反馈到信道间干扰消除器21，用作参考信号。解调出的信号通过并联串联变换器26-1、26-2，还原出原来的2个信息序列。
在图4所示的发送台装置100的各接收装置中为了提高信号分离精度，可以利用正交编码或纠错编码等卷积编码手法。图9示出通过正交编码来提高分离精度的结构。如图9所示，在各发送机中设置正交编码器17-1、17-2，改善各发送机间的发送信号的正交性。在发送装置10-1中，正交编码器17-1由乘法器17A-1和正交码发生器17B-1构成。另一正交编码器17-2也采用同样的结构。各个正交码发生器17B-1、17B-2生成像CDMA通信中的扩频码那样相互正交的正交码，由乘法器17A-1、17A-2将正交码与信息序列相乘，乘法结果分别被输入到发送机TR-11、TR-12。在发送装置10-2中也同样。所有正交码使用互不相同的码。其他部分的结构和工作与图4的实施例相同。
图10示出接收图9的发送台装置100正交编码过的发送信号的情况下的接收装置20的结构。向接收机RC-1～RC-4的输出端分别插入相关器28A-1～28-4。向相关器28A-1～28-4分别提供正交码发生器28B-1～28B-4产生的正交码，与接收信号取相关。正交码发生器28B-1～28B-4分别产生与图9的分别对应的4个正交码发生器相同的码，与接收信号取相关，来分离正交码上叠加的输入信号z1、z2、z3、z4。其他部分的结构和工作与图5的实施例相同。该方法应用基于扩频的通信方法。由此，能够得到基于正交码的序列长度的扩频增益，能够提高信号的识别度，所以即使残留有信道间干扰也能够进行良好的通信。
图11示出使用纠错码的发送台装置100的实施例，采用将图9的正交编码器17-1、17-2置换为纠错编码器18-1、18-2的结构。在发送装置10-1中，要发送的信息序列由纠错编码器18-1、18-2进行纠错编码，输入到发送机TR-11、TR-12中。发送装置10-2也采用同样的结构。图12示出与图11的发送台装置100对应的接收装置20的结构，将图10的接收装置中的相关器28A-1～28A-4及正交码发生器28B-1～28B-4的分别对应的组置换为解码器29-1～29-4。接收机RC-1～RC-4的输出分别由解码器29-1～29-4进行解码来得到接收信号z1、z2、z3、z4，这些重现的信号通过并联串联变换器26-1、26-2，能够还原出原来的信息序列的信号。
通过使用图11的发送装置中的编码器18-1、18-2和图12中的解码器29-1～29-4的组合，例如在编码器使用卷积编码器的情况下，与其对应的解码器例如使用维特比解码器等最大似然估计器，能够提高信号的识别度。
在上述各实施例中，发送天线可以使用任何天线，也可以在各发送装置间使用偏振不同的天线，减小发送信号的传递特性间的互相关。
在上述各实施例中，各发送装置内的多个发送机产生的载频相互略微偏离，从而得到提高信号分离度、并且提高频率利用效率的效果，这示于图13和图14。这里，如图15所示，将中心频率f0和f1之差Δf与传输带宽Ws之比定义为“频带分离度”。此外，在单址(发送装置数M＝1)中，将用只依赖于同时发送总数的理想通信容量归一化了的通信容量称为“归一化容量”。在图13和图14中设发送机数N＝2。图13示出频带分离度为0％(利用频带完全一致)时与发送机的天线间隔对应的归一化容量。图中示出，即使来自2个发送天线的发送信号的频带完全重叠，如果将天线间隔取得足够大，接收装置也能够分离接收。在发送天线间隔为0.5个波长左右时，归一化通信容量为零。此外，为了实现80％左右的归一化通信容量，需要将发送天线间隔取为15个波长左右。图14示出发送天线间隔为0.5个波长的情况下与频带分离度对应的归一化容量。即使发送天线间隔小至0.5个波长左右，通过偏离2个发送机的载频，直至频带分离度达到30％左右，也能够实现80％的归一化容量。
图16以发送天线间隔为参数示出多址(发送装置数M＝2)时与频带分离度对应的归一化容量。通过使发送天线间隔为30个波长左右，与单址的情况相比，能得到约2倍的通信容量。此外，随着发送装置间隔缩小，通信容量减少。
在图13、14及16中，示出不用正交码对信息序列进行编码的情况下的评价结果，但是通过用正交码对信息序列进行编码，能够进一步改善特性。
其中，在上述各实施例中，为了简单，示出设置的接收阵列天线的天线元数与想要分离的信息序列的个数、即发送机总数相同的例子，但是阵列天线的天线元数可以比它多，也可以比它少。在此情况下，在图6中设置的接收装置的功率分配器(21A-1、21A-2)的个数也与接收阵列天线天线元数相同，但是各功率分配器将接收信号分配为与信息序列数相同个，在各个路径上插入振幅相位调整乘法器即可。在天线元数多于信息序列数的情况下，能相应地改善信号的分离特性。而在天线元数少于信息序列数的情况下，分离特性恶化，但是通过结合其他技术，例如图9、图10所示的正交编码技术、或图11、图12所示的纠错编码技术等，能够改善分离特性。
如上所述，根据本发明，如果使同一发送装置内的多个发送机的载频相互略有不同，则即使发送信号频带相互大致重叠，接收装置也能够用多个接收天线根据每个路径的传递函数的差异来分离接收信号，所以(1)能够组合频率轴上的复用、和空间轴上的复用来实现高的频率利用效率；并且(2)能够通过频率相关和空间相关来降低复用信号间的互相关，提高信号分离精度，实现高的频率利用效率。
权利要求
1.一种发送装置，包含N个发送机，N是2以上的整数，该N个发送机分别包含调制器，对互不相同的信息序列进行调制；载波发生器，产生频率互不相同的载波；以及变频器，通过上述载波对上述调制器的输出进行变频，使得各发送信号频带与另外至少1个发送信号的发送信号频带部分重叠；以及1个以上的发送天线，送出来自上述N个发送机的输出信号。
2.一种发送台装置，包括M个如权利要求1所述的发送装置，M是2以上的整数，各发送装置的各上述发送机发送都不相同的信息序列。
3.如权利要求2所述的发送台装置，其中，各上述发送装置内的上述发送机的各个互不相同的载频的组与其他上述发送装置内的互不相同的载频的组相同。
4.如权利要求2或3所述的发送台装置，其中，各上述发送装置分别具有正交编码器，该编码器通过各不相同的正交码对要被发送的所有信息序列进行编码。
5.如权利要求2或3所述的发送台装置，其中，各上述发送装置具有纠错编码器，该编码器分别用纠错码对要被发送的所有信息序列进行编码。
6.一种接收装置，包含阵列天线，具有大致N×M个天线元来接收分别用不同的信息序列调制、由M组信号频带的一部分相互重叠的不同频率的N个载波发送的信号，其中，N是2以上的整数，M是1以上的整数；信道间干扰消除器，将来自上述阵列天线的上述天线元的接收信号分别分配为N份，分别进行加权合成来分离N×M个信号；N×M个接收机，分别具有对上述分离出的N×M个信号分别进行解调的解调器；以及系数控制器，控制上述信道间干扰消除器的加权系数，使得上述信道间干扰消除器的输出信号间的互相关最小。
7.如权利要求6所述的接收装置，其中，上述信道间干扰消除器包含分配器，将来自上述阵列天线的各天线元的接收信号分配为与想要分离的信号序列数相同的份数；乘法器，将分配的信号分别乘以加权系数；以及个数与上述信息序列数相同的合成器，合成来自互不相同的天线元的加权过的每个信号，生成个数与想要分离的信息序列数相同的合成信号，将上述合成信号分别提供给个数与上述信息序列数相同的上述接收机；上述系数控制器通过根据来自上述信道间干扰消除器的上述合成信号来控制向上述乘法器提供的加权系数，使上述信道间干扰消除器的输出信号间的互相关最小。
8.如权利要求6所述的接收装置，其中，与正交码对应，在各接收机的输出端上设有还原信息序列的相关器。
9.如权利要求6所述的接收装置，其中，与纠错码对应，在各接收机的输出端上设有还原信息序列的解码器。
10.一种无线通信方法，用于在多个发送机构成的至少1个发送装置、和具有阵列天线及个数与发送机总数相等的接收机的接收装置之间进行无线通信，其中，该阵列天线具有个数与使用的总发射机数大致相等的接收天线元，该方法包含下述步骤在发送端，(a)上述多个发送机分别对不同信息序列进行调制，各发送信号频带与另外至少1个发送信号频带部分相互重叠，以互不相同的载频从发送天线进行发送；在接收端，(b)接收阵列天线的多个天线元接收多个接收信号；(c)对上述接收信号实施信号处理而使处理后的输出信号间的互相关最小，从上述接收信号中分离各个信息序列信号分量；以及(d)多个接收机对分离出的各信息序列信号分量分别进行解调、重现。
11.如权利要求10所述的无线通信方法，其中，在发送端相互拉开间隔设有多个上述发送装置，各个发送装置使用相同的上述不同载频的组来发送各不相同的信息序列，在接收端，由个数与发送端的发送机总数大致相等的接收天线元进行接收。
12.如权利要求10或11所述的无线通信方法，其中，包含从各发送机发送已知的训练信号的步骤；上述步骤(c)预先用各接收装置的接收天线元接收上述训练信号，接收装置将已知的训练信号序列作为参考信号，使上述互相关最小，对其后的信息序列接收信号分离上述信息序列。
13.如权利要求10或11所述的无线通信方法，其中，上述步骤(a)包含下述步骤(a-1)各发送装置的多个发送机用各不相同的正交码对各不相同的信息序列进行编码；以及(a-2)对其编码输出进行调制，以不同载频使各发送信号频带的一部分相互重叠来进行发送；上述步骤(d)还包含通过求上述解调出的信号和正交码之间的相关来还原信息序列的步骤。
14.如权利要求10或11所述的无线通信方法，其中，上述步骤(a)包含下述步骤(a-1)各发送装置的多个发送机用纠错码对各不相同的信息序列进行编码；以及(a-2)对其编码输出进行调制，以不同载频使各发送信号频带的一部分相互重叠来进行发送；上述步骤(d)还包含对上述解调出的信号进行与纠错码对应的解码来还原信息序列的步骤。
全文摘要
一种无线通信方法及装置，使发送装置内的多个发送机的载频互不相同，并且将发送信号频带相互部分重叠，在接收装置中，向信道间干扰消除器的输入输出间路径提供加权系数，以便信道间干扰消除器(21)使输出信号间的互相关最小。
文档编号H04B7/06GK1426171SQ0215597
公开日2003年6月25日 申请日期2002年12月11日 优先权日2001年12月12日
发明者福田敦史, 铃木恭宜, 寺田矩芳, 野岛俊雄 申请人:株式会社Ntt都科摩
技术领域：
本发明涉及用多个发送机构成的发送装置和多个接收机构成的接收装置在同一频带上复用多个信号进行传输的无线通信方法及其装置。
背景技术：
在今后的无线通信中，为了实现图像分发等高速传输，要求频率利用效率高的无线通信方法。一般定义的频率利用效率可用通信量和使用的频谱空间的大小之比来表示。使用的频谱空间是使用的带宽、占有的物理空间的大小、以及使用的时间之积。增大频率利用效率的方法主要有以下3种方法。(1)增加单位频率上传输的信息传输量。(2)缩短小区半径，增加可重复利用的频率数。(3)通过交织信道配置来增加每个频带上可使用的信道数。
例如，在数字调制方式中，可以通过多值化来增加单位频率的信息传输量。其例子有固定微波通信中从16QAM(Quadrature Amplitude Modulation，正交调幅)转向256QAM。缩小带宽的例子有移动通信中交织信道配置的例子。缩小物理空间的例子有像PHS(Personal Handyphone System，个人手持电话系统)那样实现了微小区的例子。缩短使用时间的例子有PDC(PersonalDigital Cellular，个人数字蜂窝)中从全速率语音编码转向半速率语音编码的例子。
这样，为了提高频率利用效率，可组合各种无线传输技术。例如，在PDC中，通过组合基于扇区的频率配置、高效率语音编码、时分多址方式等技术，在3个扇区、1个载频上复用了3个或6个语音信道。
作为提高频率利用效率的简单方法，使多个发送机的使用频带相互接近即可，但是随着使用频带重叠，信号难以分离，其结果是，干扰量增加，通信质量恶化。
发明内容
本发明的目的在于提供一种无线通信方法及其装置，即使具有多个发送机的发送装置对多个信号进行空分复用，接收端也能够分离各个信道的接收信号。
根据本发明，在利用各发送信号间的传播特性的互相关小的特点来进行信号分离、实现高的频率利用效率的无线通信方法中，使各发送信号间具有频率差，使发送信号频带的一部分相互重叠，使各发送信号的传递特性间的互相关减小来进行发送。然后，对其进行空间分集接收来进行信号分离。由此，即使在发送天线间距窄的情况下，也能以减小各发送信号的传递特性间的互相关来发送，接收端可进行信号分离。进而，提供下述无线通信方法及其装置通过在多个发送装置的发送系统间以同一载频对传递特性的互相关小的发送信号进行复用并传输，来进行多路接入。
根据本发明的第1观点，在发送装置的多个发送机中，对各不相同的信息序列进行调制，以不同频率的载波从发送天线同时发送，使得各系统的发送信号频带的一部分相互重叠。
根据本发明的第2观点，用多个同样的发送装置来构成发送台装置。这里，从各发送装置发送的多个信息序列都不相同，减小各发送装置以同一载频发送的发送信号的传递特性间的互相关。
根据本发明的第3观点，使发送台装置的各发送装置内使用的互不相同的载频的组与其他发送装置内使用的载频的组相同。
根据本发明的第4观点，在构成上述发送台装置的各发送装置中，用各不相同的正交码对多个发送机要发送的信息序列进行正交编码。
根据本发明的第5观点，在构成上述发送台装置的各发送装置中，分别用纠错码对多个发送机要发送的信息序列进行编码。
根据本发明的第6观点，实现了下述无线通信方法设置的上述天线的天线元的个数与发送机总数大致相同，设置的接收机的个数与发送机总数相同，在同一频带上对来自发送信号间的传递特性的互相关小的发送装置的发送信号进行复用来传输，进行空间分集接收，减小所有信息序列之间的互相关，进行接收装置中的信道间干扰消除器的信号分离。
根据本发明的第7观点，消除信道间干扰的部件分配来自各个接收天线元的接收信号，施加加权系数并合成。根据合成所得的各输出信号来自适应地控制加权系数，使得各输出信号间的相关最小。在该受控制的加权系数达到最佳时，能够使各信道间的相互干扰最小。由此，能够在同一载波频带上复用传输来自多个发送装置的不同信息序列。
根据本发明的第8观点，接收装置通过用各个正交码对接收信号进行相关检波来还原发送信号。由此，能提高各信息序列的信号分量的检测精度，包含信道间干扰消除器的不完全性在内。
根据本发明的第9观点，接收装置使用与发送装置端所用的纠错码对应的解码器。由此，能提高各信息序列的信号分量的检测精度。
根据本发明的第10观点，在相邻配置各发送机的情况下，为了减小接收阵列天线间的接收信号的互相关，通过使相邻的各发送系统中的载频不同来减小频率相关。其结果是，能提高接收装置中的信号分离精度。由此，实现了下述无线通信方法在同一频带、或相邻并且信号频带的一部分相互重叠的相邻频带上减小复用传输，接收装置分离所有信息序列。
根据本发明的第11观点，实现了下述无线通信方法各发送装置使信号频带的一部分重叠，但是发送频率相关小的发送信号，并且在同一频带上对来自发送信号间的传递特性的互相关小的发送装置的发送信号进行复用来传输，进行空间分集接收，减小所有信息序列之间的互相关，进行接收装置中的信道间干扰消除器的信号分离。
根据本发明的第12观点，从发送端发送训练序列，进行消除各信道间干扰的部件的加权系数的初始收敛。
根据本发明的第13观点，为了在接收装置中提高同道干扰信号的分离精度，发送端乘以正交码，接收端对相应的正交码进行相关检波。
根据本发明的第14观点，为了在接收装置中提高同道干扰信号的分离精度，发送端进行纠错编码，接收端用解码器进行解码。
图1是本发明的原理性结构的方框图。
图2是用于说明本发明的工作原理的方框图。
图3是用于说明本发明的信道间干扰消除器的工作的方框图。
图4是本发明的发送台装置的实施例的方框图。
图5是与图4的发送台装置对应的接收装置的实施例的方框图。
图6是图5的信道间干扰消除器的实施例的方框图。
图7是本发明的发送台装置的另一实施例的方框图。
图8是与图7的发送台装置对应的接收装置的实施例的方框图。
图9是本发明的发送台装置的又一实施例的方框图。
图10是与图9的发送台装置对应的接收装置的实施例的方框图。
图11是本发明的发送台装置的另一实施例的方框图。
图12是与图11的发送台装置对应的接收装置的实施例的方框图。
图13是作为本发明的效果的、天线间隔和通信容量的关系图。
图14是作为本发明的效果的、频带分离度和通信容量的关系图。
图15是用于说明频带分离度的图。
图16是作为本发明的效果的、以发送天线间隔为参数的频带分离度和通信容量的关系图。
具体实施例方式
图1示出本发明的原理结构。图中示出发送台装置100使用分别由N个(N是2以上的整数)发送机TR-m1～TR-mN(m＝1，…，M)构成的M个(M是1以上的整数)发送装置10-1～10-M的情况。整个发送端有2个以上的发送机即可，因此，也可以使N为1以上的整数，M为2以上的整数。此外，各发送机TR-mn(m＝1…，M；n＝1…，N)具有信息序列生成器SG-n，生成要被传输的信息序列；以及调制器11-n，对该信息序列进行调制。其中，总共N×M＝K个信息序列都不相同。此外，设发送装置10-1～10-M间与同一号码n对应的发送机TR-1n～TR-Mn用同一频率fn的载波来发送信息序列。在图1的例子中，各发送装置10-m(m＝1…，M)具有N个发送天线TA-ml～TA-mN，从对应的发送机TR-ml～TR-mN送出调制过的载波。
例如，发送装置10-1的发送机TR-11所用的载频f1、和发送装置10-M的发送机TR-M1所用的载频f1相等。此外，在各发送装置10-m中，从各发送机TR-ml～TR-mN发送的信号具有不同载频f1～fN，各发送机TR-ml～TR-mN的各发送信号频带与另外至少1个发送机的发送信号频带相互偏离并重叠。
接收装置20由具有M×N＝K个天线元RA-1～RA-K(以下K＝M×N)的阵列天线、信道间干扰消除器21以及K＝M×N个接收机RC-1～RC-K构成。各接收机RC-k(k＝1…，K)包括解调器22-k，对分离出的接收信号进行解调；以及识别器23-k，识别解调出的信号并重现信息序列。这里，各发送装置10-m通常与各用户对应，所以发送装置间的距离被配置得足够远于发送装置内的各发送天线间的距离。一般通过扩大各发送接收天线配置间隔，各发送接收天线间唯一决定的传递特性的互相关减小，接收信号变得容易分离，所以在接收装置20中接收天线元间适度远离。
向信道间干扰消除器21中输入来自接收阵列天线元RA-1～RA-K的接收信号。各接收信号分别在同一中心频率上复用了M个发送信号。信道间干扰消除器21通过处理来自天线元RA-1～RA-K的接收信号，使得该输出信号间的互相关最小，从而消除信道间干扰。由此，能够分离包含从所有发送机发送的信息序列分量的发送信号。分离出的接收信号由各接收机RC-k的解调器22-k进行解调，由识别器23-k进行识别，重现信息序列。
接着具体说明信号分离的原理。为了便于说明，设M＝2，但是在M是1以上的任意整数时都能够实施本发明。图2示出其结构。设从发送装置10-1的发送天线TA-11到接收天线元RA-1～RA-4的路径分别为P11-1、P11-2、P11-3、P11-4。此外，设从发送装置10-2的发送天线TA-12到接收天线元RA-1～RA-4的路径分别为P12-1、P12-2、P12-3、P12-4。对发送装置10-2也同样规定路径P21-1～P21-4及P22-1～P22-4。
从各发送装置10-m的N个发送天线TA-ml～TA-mN分别以不同载频来发送信号。传播特性用传播路径的冲击响应来表示，为频率的函数。因此，通过不同载频来发送的信号间的传播特性一般不同。在受不同传播特性影响的各发送信号被天线接收到的情况下，其接收电平变动的形式各不相同。此时求出的与各发送信号对应的接收信号间的互相关被称为频率相关。此外，所讨论的2个接收信号的载频差越大，则频率相关越小。即，通过使发送机的载频不同，能够减小频率相关，减小接收阵列天线接收的各接收信号间的互相关。其结果是，可以相邻配置各发送天线。
例如，在路径P11-1和P12-1上，在视线距离内通信中，在同一发送装置10-1内的发送天线TA-11、TA-12的配置间隔为半波长、用两个路径以同一载频来传输信号的情况下，接收天线RA-1上的2个接收信号间的相关非常高。但是，即使发送天线配置间隔相同，通过使两个发送信号适当具有载频差，减小频率相关，也能够减小接收信号间的互相关。在各发送装置中，多个发送机的载频互不相同，所以也可以通过在向天线馈电前对多个发送机分别合成发送信号，提供给1个发送天线，来减少天线数。
此外，将M个发送装置相互远离配置。这里，从不同发送装置发送的信号间的传递特性的互相关一般很小。因此，可以在不同发送装置间使用同一频率的载波，并在同一载波频带上复用多个发送信号来传输。
在各发送装置10-m(m＝1，2)中，设发送机TR-ml的载频为f1，发送机TR-m2的载频为f2。从各发送天线发送的信号频谱及接收天线元接收的信号频谱与图2中各个天线相邻示出。所有发送信号在各传播路径上传输，被接收天线元RA-1～RA-4接收。来自发送天线TA-11和TA-21的发送信号在同一中心频率f1的频带上被复用传输。同样，来自发送天线TA-12和TA-22的发送信号也在同一中心频率f2的频带上被复用传输。此外，载频为f1的频带信号和载频为f2的频带信号使一部分频谱相互重叠来传输。
在接收装置20中，对各接收信号实施以下所示的用于消除信道间干扰的信号处理，分离各信息序列的信号分量。以下参照图3来说明其原理。
为了简化说明，设发送装置数M＝2，各发送装置内的发送机数N＝1，接收天线元数为2，接收机数为2，但是在比这些值大的系统中也可同样考虑。设所讨论的发送天线和接收天线元间的路径ij的衰减系数为aij，相位系数为θij，则各路径的传递函数由下式给出。Pij=aijejθij---(1)]]>设发送信号序列为x，接收信号序列为y，从发送天线到接收天线的路径矩阵为P，则y＝Px (2)x＝(x1x2)T(3)y＝(y1y2)T(4)P=p11p21p12p22---(5)]]>在信道间干扰消除器21中，设从接收天线元RA-1到接收机RC-1的路径的加权系数为w11，从接收天线元RA-2到接收机RC-2的路径的加权系数为w12，从接收天线元RA-2到接收机RC-1的路径的加权系数为w21，从接收天线元RA-2到接收机RC-2的路径的加权系数为w22，加权系数矩阵为W。如果此时的接收机输入信号序列为z，则可以表示为
z＝Wy(6)W=w11w21w12w22---(7)]]>z＝(z1z2)T(8)由式(2)和(6)得z=WPx]]>=p11w11+p21w12p11w21+P21w22p12w11+P22w12p12w21+p22w22x1x2---(9)]]>这里，如果有将式(9)的矩阵WP变为对角矩阵的矩阵W，则能够除去发送天线和接收天线间的路径上的信道间干扰。即，通过决定加权系数w11、w12、w21、w22，使得矩阵的非对角元素为p11w21+p21w22＝0P12w11+P22w12＝0(10)接收端能够分离还原发送的N个信道信号。在本发明中，通过操作加权系数矩阵W来使矩阵WP对角化。
使用各传播路径的估计传播特性来自适应地控制加权系数矩阵W。作为自适应地控制W的算法，可以使用迫零准则、最小二乘误差准则等准则。在自适应信号处理中普遍使用这些算法，在本发明中也可以利用同样的信号处理。作为一例，以下示出下述方法为了W的初始收敛，对各发送信号使用训练信号，通过自适应算法来更新加权系数矩阵W。
在式(9)中，作为加权系数设定用发送信号，从各个发送机TR-1、TR-2经天线TA-1、TA-2分别发送已知的序列(训练序列)，由接收机RC-1、RC-2进行接收后，集中计算加权系数矩阵W。
步骤1首先，将系数乘法器21W11～21W22的系数初始值表示为w11(0)～w22(0)，将对角分量wij(0)，i＝j例如全部设定为1，将非对角分量wij(0)，i≠j设定为0。
步骤2从各个发送机TR-1、TR-2依次发送的已知的训练序列x(x1，x2…)由接收天线元RA-1、RA-2接收，得到传递函数矩阵P＝(p11，…，P22)。具体地说，例如最初只从发送机TR-1进行发送，由接收天线RA-1、RA-2接收发送信号。对系数乘法器21W11、…、21W22设定对角分量系数wij(0)＝1，i＝j和非对角分量wij(0)＝0，i≠j。因此，各个接收天线元RA-1、RA-2接收到的信号不相互合成，原封不动地分别由对应的接收机RC-1、RC-2进行检波。设从发送机TR-1发送、由接收天线元RA-j接收到的信号为y1j。Px＝y，通过自适应地决定P′，使得由估计传递函数P′和训练信号x算出的复本P′x和接收信号y1j之间的误差最小，来对训练信号x求估计传递函数值p′11、p′22。
接着从发送机TR-2发送训练信号，对接收信号y2j同样使传递函数矩阵P的估计矩阵P′收敛。由此，求出下述估计传递函数矩阵P′。P′=p′11p′12p′21p′22---(11)]]>得到的矩阵P′是从各个发送机到各个接收天线元的传递函数的估计矩阵，在理想的状况下，P′＝P。
步骤3认为是理想的状况，通过计算作为单位矩阵的传递函数矩阵P的逆矩阵来求式(9)中的矩阵WP。例如这里是2×2矩阵，所以如下所示。W=P-11p11p22-p21p12p22-p12-p21p11---(12)]]>显然，通过这样决定对角化了的矩阵W，接收机在理论上能够完全分离发送信号x1、x2。
在接收训练序列以后的信息序列信号时，通过接收训练序列而求出了传播路径的传递函数估计值，将根据该传递函数估计值而求出的加权系数w11～w22作为初始设定值，将解调结果(解码结果)作为参考信号通过自适应算法来更新加权系数w11～w22，分别设定在信道间干扰消除器21的乘法器21W11～21W22中，接收以后的信息序列信号。在接收该信息序列信号时，也可以例如每隔一定时间用训练信号或接收机RC-1、RC-2的解调结果(解码结果)通过自适应算法来更新w11～w22。
应注意的是，在图3的原理性结构中，从互不相同的位置上的发送天线进行发送，所以对发送机的发送载频无需任何限制。即，即使2个发送机TR-1、TR-2使用同一频率，通过使用不同位置上的2个发送天线TA-1、TA-2，也能够分离接收信号。更重要的是，即使从同一天线发送发送信号x1、x2，如果发送频率互不相同，则在传播路径上经受的传递函数不同，所以还是能够分离信号。
发送台装置及接收装置图4是本发明的发送台装置的实施例，构成发送台装置100的各发送装置由N个发送机构成，各发送机由调制器和载波发生器构成。在图4中，示出发送装置数M＝2、发送机数N＝2的情况。发送装置10-1的发送机TR-11具有调制器11-1、变频器12-1、以及载频发生器13-1。在本例中，信息序列生成器SG生成的信息序列由串联并联变换器(S/P)15分离为2个序列的信号，作为互不相同的信息序列分别被输入到发送机TR-11、TR-12。其他发送机TR-12、TR-21、TR-22也采用同样的结构。
载波发生器13-1产生频率被设定为fL1的载波信号。调制器11-1的输出在变频器12-1中用载频fL1进行上变频，提供给发送天线TA-11。同一发送装置10-1内的发送机TR-12除了载频fL2使用与频率fL1不同的频率之外，采用与发送机TR-11同样的结构。载波的设定频率fL1、fL2在各发送装置间使用同一组合的频率，但是载频发生器最好是频率可变式的，以便能够支持任何组合。
与图4的发送台装置100对应的接收装置20的实施例示于图5。与图4对应，示出接收天线元数为4的结构。将天线元RA-1～RA-4接收到的接收信号分别输入到信道间干扰消除器21中。输入的信号可以是RF频带的信号，可以是下变频到IF频带的信号，可以是基带信号，也可以是对它们进行A/D变换后的数字信号，基本结构不随这些差异而改变。将基于后述手段的信道间干扰消除器21分离出的各信息序列的信号分量分别输入到从属的接收机RC-1～RC-4。在各个接收机RC-1～RC-4中，本地信号发生器25-1～25-4产生与输入信号对应的频率为fL1、fL2的本地信号，变频器24-1～24-4将接收信号变换到中频或基带。变频过的接收信号由解调器22-1～22-4进行检波，重现信号z1、z2、z3、z4。重现的信号z1、z2、z3、z4通过并联串联变换器26-1、26-2，还原出原来的2个信息序列。其中，解调器22-1～22-4的检波方法可以使用同步检波、延迟检波等任何检波方法。
接着，信道间干扰消除器21的实施例示于图6。在图6中，示出MN＝2。信道间干扰消除器21包括功率分配器21A-1、21A-2，将来自各天线元的输入接收信号功率分配给所有接收机；振幅相位调整乘法器21W11、21W12、21W21、21W22，用于将输入输出间的每个路径乘以用自适应算法求出的加权系数(抽头系数)；功率合成器21B-1、21B-2，合成振幅相位调整过的各输入信号；以及抽头系数控制器21C，计算抽头系数，提供给振幅相位调整乘法器21W11～21W22。
在接收训练信号时，向端子21R提供训练信号，并用作参考信号。在接收信息序列信号时，向端子21R反馈接收机的解调信号或判决信号z1、z2，用作参考信号。抽头系数控制器21C根据这些参考信号而自适应地控制各路径的加权系数。自适应地控制抽头系数的方法可以应用以往已知的使用峰值失真准则或最小二乘误差准则的算法。
对于抽头系数的初始收敛值的设定法，可以如前所述由发送装置端分别发送训练信号，用它们与以往同样地设定。这些电路可以用模拟电路来实现，也可以用数字电路来实现。
为了使图4的发送台装置100的各发送机中所用的载波的相位的起伏或变动一致，各发送装置内的各发送机可以使用以公用的本地振荡器为源的载波发生器。各发送装置也使用同样的结构。再者，也可以使各发送装置用作源的本地振荡器与公用的本地振荡器同步工作。例如，在各发送装置上搭载GPS接收机，从卫星将基准信号传输到各发送装置，在各发送装置内使公用的本地振荡器与基准信号同步。
发送装置数M＝2的情况下，这种结构的实施例示于图7。该结构是在图4的结构中的各发送装置10-1、10-2中设置与基准振荡器30产生的整个系统的基准信号同步来分别产生本地信号的本地振荡器16。发送装置10-1将来自该本地振荡器16的本地信号分别提供给发送机TR-1、TR-2的载波发生器13-1、13-2，各载波发生器13-1、13-2与基准信号同步来产生频率为fL1、fL2的载波。发送装置10-2也采用同样的结构。由此，能够使发送机TR-11、TR-12、TR-21、TR-22间的载波的相位的起伏或变动一致。
与图7的发送台装置100对应的接收装置20的实施例示于图8。为了使各接收机RC-1～RC-4中的本地信号发生器25-1～25-4的相位变动或起伏一致，设置产生公用本地信号的公用本地振荡器27，各个本地信号发生器25-1～25-4以该公用本地信号为源来产生用于下变频的频率为fL1、fL2的本地信号。在本实施例中，还为了使接收装置的所有本地信号与发送端的载波同步，公用本地振荡器27例如与来自前述基于GPS的基准振荡器30的基准信号同步来产生公用本地信号。可以将解调器22-1～22-4解调出的z1、z2、z3、z4反馈到信道间干扰消除器21，用作参考信号。解调出的信号通过并联串联变换器26-1、26-2，还原出原来的2个信息序列。
在图4所示的发送台装置100的各接收装置中为了提高信号分离精度，可以利用正交编码或纠错编码等卷积编码手法。图9示出通过正交编码来提高分离精度的结构。如图9所示，在各发送机中设置正交编码器17-1、17-2，改善各发送机间的发送信号的正交性。在发送装置10-1中，正交编码器17-1由乘法器17A-1和正交码发生器17B-1构成。另一正交编码器17-2也采用同样的结构。各个正交码发生器17B-1、17B-2生成像CDMA通信中的扩频码那样相互正交的正交码，由乘法器17A-1、17A-2将正交码与信息序列相乘，乘法结果分别被输入到发送机TR-11、TR-12。在发送装置10-2中也同样。所有正交码使用互不相同的码。其他部分的结构和工作与图4的实施例相同。
图10示出接收图9的发送台装置100正交编码过的发送信号的情况下的接收装置20的结构。向接收机RC-1～RC-4的输出端分别插入相关器28A-1～28-4。向相关器28A-1～28-4分别提供正交码发生器28B-1～28B-4产生的正交码，与接收信号取相关。正交码发生器28B-1～28B-4分别产生与图9的分别对应的4个正交码发生器相同的码，与接收信号取相关，来分离正交码上叠加的输入信号z1、z2、z3、z4。其他部分的结构和工作与图5的实施例相同。该方法应用基于扩频的通信方法。由此，能够得到基于正交码的序列长度的扩频增益，能够提高信号的识别度，所以即使残留有信道间干扰也能够进行良好的通信。
图11示出使用纠错码的发送台装置100的实施例，采用将图9的正交编码器17-1、17-2置换为纠错编码器18-1、18-2的结构。在发送装置10-1中，要发送的信息序列由纠错编码器18-1、18-2进行纠错编码，输入到发送机TR-11、TR-12中。发送装置10-2也采用同样的结构。图12示出与图11的发送台装置100对应的接收装置20的结构，将图10的接收装置中的相关器28A-1～28A-4及正交码发生器28B-1～28B-4的分别对应的组置换为解码器29-1～29-4。接收机RC-1～RC-4的输出分别由解码器29-1～29-4进行解码来得到接收信号z1、z2、z3、z4，这些重现的信号通过并联串联变换器26-1、26-2，能够还原出原来的信息序列的信号。
通过使用图11的发送装置中的编码器18-1、18-2和图12中的解码器29-1～29-4的组合，例如在编码器使用卷积编码器的情况下，与其对应的解码器例如使用维特比解码器等最大似然估计器，能够提高信号的识别度。
在上述各实施例中，发送天线可以使用任何天线，也可以在各发送装置间使用偏振不同的天线，减小发送信号的传递特性间的互相关。
在上述各实施例中，各发送装置内的多个发送机产生的载频相互略微偏离，从而得到提高信号分离度、并且提高频率利用效率的效果，这示于图13和图14。这里，如图15所示，将中心频率f0和f1之差Δf与传输带宽Ws之比定义为“频带分离度”。此外，在单址(发送装置数M＝1)中，将用只依赖于同时发送总数的理想通信容量归一化了的通信容量称为“归一化容量”。在图13和图14中设发送机数N＝2。图13示出频带分离度为0％(利用频带完全一致)时与发送机的天线间隔对应的归一化容量。图中示出，即使来自2个发送天线的发送信号的频带完全重叠，如果将天线间隔取得足够大，接收装置也能够分离接收。在发送天线间隔为0.5个波长左右时，归一化通信容量为零。此外，为了实现80％左右的归一化通信容量，需要将发送天线间隔取为15个波长左右。图14示出发送天线间隔为0.5个波长的情况下与频带分离度对应的归一化容量。即使发送天线间隔小至0.5个波长左右，通过偏离2个发送机的载频，直至频带分离度达到30％左右，也能够实现80％的归一化容量。
图16以发送天线间隔为参数示出多址(发送装置数M＝2)时与频带分离度对应的归一化容量。通过使发送天线间隔为30个波长左右，与单址的情况相比，能得到约2倍的通信容量。此外，随着发送装置间隔缩小，通信容量减少。
在图13、14及16中，示出不用正交码对信息序列进行编码的情况下的评价结果，但是通过用正交码对信息序列进行编码，能够进一步改善特性。
其中，在上述各实施例中，为了简单，示出设置的接收阵列天线的天线元数与想要分离的信息序列的个数、即发送机总数相同的例子，但是阵列天线的天线元数可以比它多，也可以比它少。在此情况下，在图6中设置的接收装置的功率分配器(21A-1、21A-2)的个数也与接收阵列天线天线元数相同，但是各功率分配器将接收信号分配为与信息序列数相同个，在各个路径上插入振幅相位调整乘法器即可。在天线元数多于信息序列数的情况下，能相应地改善信号的分离特性。而在天线元数少于信息序列数的情况下，分离特性恶化，但是通过结合其他技术，例如图9、图10所示的正交编码技术、或图11、图12所示的纠错编码技术等，能够改善分离特性。
如上所述，根据本发明，如果使同一发送装置内的多个发送机的载频相互略有不同，则即使发送信号频带相互大致重叠，接收装置也能够用多个接收天线根据每个路径的传递函数的差异来分离接收信号，所以(1)能够组合频率轴上的复用、和空间轴上的复用来实现高的频率利用效率；并且(2)能够通过频率相关和空间相关来降低复用信号间的互相关，提高信号分离精度，实现高的频率利用效率。
权利要求
1.一种发送装置，包含N个发送机，N是2以上的整数，该N个发送机分别包含调制器，对互不相同的信息序列进行调制；载波发生器，产生频率互不相同的载波；以及变频器，通过上述载波对上述调制器的输出进行变频，使得各发送信号频带与另外至少1个发送信号的发送信号频带部分重叠；以及1个以上的发送天线，送出来自上述N个发送机的输出信号。
2.一种发送台装置，包括M个如权利要求1所述的发送装置，M是2以上的整数，各发送装置的各上述发送机发送都不相同的信息序列。
3.如权利要求2所述的发送台装置，其中，各上述发送装置内的上述发送机的各个互不相同的载频的组与其他上述发送装置内的互不相同的载频的组相同。
4.如权利要求2或3所述的发送台装置，其中，各上述发送装置分别具有正交编码器，该编码器通过各不相同的正交码对要被发送的所有信息序列进行编码。
5.如权利要求2或3所述的发送台装置，其中，各上述发送装置具有纠错编码器，该编码器分别用纠错码对要被发送的所有信息序列进行编码。
6.一种接收装置，包含阵列天线，具有大致N×M个天线元来接收分别用不同的信息序列调制、由M组信号频带的一部分相互重叠的不同频率的N个载波发送的信号，其中，N是2以上的整数，M是1以上的整数；信道间干扰消除器，将来自上述阵列天线的上述天线元的接收信号分别分配为N份，分别进行加权合成来分离N×M个信号；N×M个接收机，分别具有对上述分离出的N×M个信号分别进行解调的解调器；以及系数控制器，控制上述信道间干扰消除器的加权系数，使得上述信道间干扰消除器的输出信号间的互相关最小。
7.如权利要求6所述的接收装置，其中，上述信道间干扰消除器包含分配器，将来自上述阵列天线的各天线元的接收信号分配为与想要分离的信号序列数相同的份数；乘法器，将分配的信号分别乘以加权系数；以及个数与上述信息序列数相同的合成器，合成来自互不相同的天线元的加权过的每个信号，生成个数与想要分离的信息序列数相同的合成信号，将上述合成信号分别提供给个数与上述信息序列数相同的上述接收机；上述系数控制器通过根据来自上述信道间干扰消除器的上述合成信号来控制向上述乘法器提供的加权系数，使上述信道间干扰消除器的输出信号间的互相关最小。
8.如权利要求6所述的接收装置，其中，与正交码对应，在各接收机的输出端上设有还原信息序列的相关器。
9.如权利要求6所述的接收装置，其中，与纠错码对应，在各接收机的输出端上设有还原信息序列的解码器。
10.一种无线通信方法，用于在多个发送机构成的至少1个发送装置、和具有阵列天线及个数与发送机总数相等的接收机的接收装置之间进行无线通信，其中，该阵列天线具有个数与使用的总发射机数大致相等的接收天线元，该方法包含下述步骤在发送端，(a)上述多个发送机分别对不同信息序列进行调制，各发送信号频带与另外至少1个发送信号频带部分相互重叠，以互不相同的载频从发送天线进行发送；在接收端，(b)接收阵列天线的多个天线元接收多个接收信号；(c)对上述接收信号实施信号处理而使处理后的输出信号间的互相关最小，从上述接收信号中分离各个信息序列信号分量；以及(d)多个接收机对分离出的各信息序列信号分量分别进行解调、重现。
11.如权利要求10所述的无线通信方法，其中，在发送端相互拉开间隔设有多个上述发送装置，各个发送装置使用相同的上述不同载频的组来发送各不相同的信息序列，在接收端，由个数与发送端的发送机总数大致相等的接收天线元进行接收。
12.如权利要求10或11所述的无线通信方法，其中，包含从各发送机发送已知的训练信号的步骤；上述步骤(c)预先用各接收装置的接收天线元接收上述训练信号，接收装置将已知的训练信号序列作为参考信号，使上述互相关最小，对其后的信息序列接收信号分离上述信息序列。
13.如权利要求10或11所述的无线通信方法，其中，上述步骤(a)包含下述步骤(a-1)各发送装置的多个发送机用各不相同的正交码对各不相同的信息序列进行编码；以及(a-2)对其编码输出进行调制，以不同载频使各发送信号频带的一部分相互重叠来进行发送；上述步骤(d)还包含通过求上述解调出的信号和正交码之间的相关来还原信息序列的步骤。
14.如权利要求10或11所述的无线通信方法，其中，上述步骤(a)包含下述步骤(a-1)各发送装置的多个发送机用纠错码对各不相同的信息序列进行编码；以及(a-2)对其编码输出进行调制，以不同载频使各发送信号频带的一部分相互重叠来进行发送；上述步骤(d)还包含对上述解调出的信号进行与纠错码对应的解码来还原信息序列的步骤。
全文摘要
一种无线通信方法及装置，使发送装置内的多个发送机的载频互不相同，并且将发送信号频带相互部分重叠，在接收装置中，向信道间干扰消除器的输入输出间路径提供加权系数，以便信道间干扰消除器(21)使输出信号间的互相关最小。
文档编号H04B7/06GK1426171SQ0215597
公开日2003年6月25日 申请日期2002年12月11日 优先权日2001年12月12日
发明者福田敦史, 铃木恭宜, 寺田矩芳, 野岛俊雄 申请人:株式会社Ntt都科摩
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