一种不对称式电流调节器及其控制方法
专利名称：一种不对称式电流调节器及其控制方法
技术领域：
本发明涉及一种用于超导磁体充放电的电流调节器及其控制方法，特别涉及不对称式电流调节器及其控制方法。
背景技术：
超导具有的零电阻以及强磁场下载流能力大的特性，使超导磁体得到了广泛的应用，特别是在高能物理实验中用于产生强磁场的大型超导磁体，几乎已经取代了所有体积大、耗电多的常规磁体；同时，随着超导电力技术的发展，特别是微型超导贮能，在国外已经商品化，广泛用于改善电能质量、提高电力系统稳定性等，这些都使得超导磁体得到了前所未有的应用。
超导磁体一般运行电流都在kA级，且为一大电感，这对超导磁体的充放电技术提出了新的要求。充放电电流大，电压低，充放电电压稳定且电压的变化范围大，同时需要开关频率高、功率密度大以及控制性能好，这些都是超导磁体充放电的基本要求，特别是在商用的微型超导贮能上要求更为迫切。
目前现有技术常用的方案，都是采用充放电设备各一套，例如美国专利Pub.No.US2002/0030952“超导磁体放电方法及装置”，美国专利5,181,170“超导磁体及其供电装置”。上述现有技术中充电可完成两个功能稳态时给超导磁体充电并维持磁体电流恒定；放电设备即斩波器完成快速放电功能。存在的问题是充放电不仅需要两套设备，而且充电设备如果既要保持磁体电流恒定又要完成快速充电功能则容量非常大，如美国专利6,157,094“超导磁体及其供电装置”；放电设备，图1示的US2002/0030952“超导磁体放电方法及装置”，具体结构图中10、11为磁体部分，19为磁体充电电源，其它部分为放电部分，也即斩波器，它将超导磁体的电流直接变换成电压。它由开关22和23直接对磁体电流进行斩切，这使得开关损耗非常大，并且直流电压25部分需要的电容器容量非常大，从而磁体的励磁电压大，这不仅不利于磁体的稳定，而且使得磁体交流损耗增大，提高了磁体的运行费用。
发明内容
为克服已有技术的不足，本发明提供了一种用于超导磁体充放电的电流调节器，它由电压单元、变压器单元与电流单元三部分组成。电压单元为多个直流侧为电容器的电压源换流器，电流单元为一个直流侧接超导磁体的电流源换流器，电压源换流器的交流输出侧与分立变压器原边相连，电流源换流器的交流输出侧与串联变压器副边的两端相连，其中变压器单元由多个变压器串联而成，变压器的数量等于电压源换流器的数量。本发明不仅可以给磁体充电，还可以将磁体中贮存的电能释放出去，并且充放电电压灵活可调。本发明电流单元电流大但电压低，而电压单元电流和电压对于开关容量来说都不大，这不仅降低了开关损耗，还可以提高开关频率，从而大大减小了电压单元中的电容器的容量，缩小了变压器单元中变压器的体积，从而提高了功率密度和系统性能。本发明中由于有多个电压源换流器，所以电压单元可以接入级联型逆变器，这样既可以减少单个电压源换流器的容量，又可以从整体上提高充放电的功率。由于只接入一个超导磁体，所以电流源换流器的数量可以只用一个，这样可以减少开关管的数量，从而减少器件成本。同电压单元只用一个电压源换流器的电流调节器相比，由于采用了多个电压源换流器，所以可以大大提高充放电的功率。而同采用单个电流调节器模块进行串联的结构相比，本电流调节器只需用一个电流源换流器，从而可以在确保性能的前提下大大降低成本。
本发明电压单元采用全桥移相控制方式，而电流单元通过电压单元提供的辅助电势，在电流换相时实现零电流关断。移相控制是使桥上下臂的脉冲相位互补，而桥对角线臂的脉冲时序不同相，通过调节桥对角线臂脉冲的超前或滞后时间，来改变逆变器输出电压的脉宽的控制方式。而辅助电势的原理是实现零电流关断的关键。所谓的辅助电势，就是在电流源换流器的两支路的开关管在换相的时刻，先给要开通支路的开关管触发信号，然后控制电压源换流器的开关管，使之在变压器的原边上产生换相电压，折合到副边后，由于与流过要关断的开关管的电流方向相反，从而使流过该支路电流减少；而由于与流过要开通的开关管的电流方向相同，从而使流过该支路电流增加，待到流过要关断的开关管的电流减少到零后，再关断该开关管，从而实现了零电流的关断。由于只有一个电流源换流器，而对应多个电压源换流器，所以，在这种不对称电流调节器移相控制的方法中，需要各个电压源换流器的超前桥臂和滞后桥臂的脉冲相互协调，从而提高工作效率。本发明结构简单紧凑，功率密度高，体积小，不仅提高了磁体充放电系统的性能，而且能大大减少成本。由于实现了零电流关断，还大大减少了开关损耗，提高了效率，并延长了开关管的寿命。
图1为现有技术美国专利US2002/0030952的原理图；图2是本发明的主线路图。图中UI为电流单元，UT变压器单元，UV电压单元，S1、S2、S3、S4、S5、S6、S7、S8、S9、S10、Sn5、Sn6、Sn7、Sn8、Sn9和Sn10为开关，DC1，DCn为直流电源，LOAD1和LOADn为负载，C1和Cn为电容器，TR1和TRn为普通变压器，o表示变压器同名端，L为超导磁体；图3是本发明具体实施方式
之2个电压源变流器和1个电流源变流器的主电路原理示意图，图中UI为电流单元，UT变压器单元，UV电压单元，S1、S2、S3、S4、S5、S6、S7、S8、S9、S10、S11、S12、S13、S14、S15和S16为开关，DC1，DC2为直流电源，LOAD1和LOAD2为负载，C1和C2为电容器，TR1和TR2为普通变压器，o表示变压器同名端，L为超导磁体；图4为本发明的具体实施例1，其中D1、D2、D3、D4为二极管，T1、T2、T3、T4、T5、T6、T7、T8、T9、T10、T11和T12为IGBT，DC1，DC2为直流电源，LOAD1和LOAD2为负载，C1和C2为电容器，S13、S14、S15和S16为开关，TR1和TR2为普通变压器，o表示变压器同名端，L为超导磁体；图5为本发明实施例1之移相充电控制方式的原理图；图6为本发明实施例1之移相放电控制方式的原理图；图7为本发明的实施例2，其中G1、G2、G3、G4为晶闸管，T5、T6、T7、T8、T9、T10、T11和T12为IGBT，DC1，DC2为直流电源，LOAD1和LOAD2为负载，C1和C2为电容器，S13、S14、S15和S16为开关，TR1和TR2为普通变压器，o表示变压器同名端，L为超导磁体；图8为本发明实施例2之移相充电控制方式的原理图；图9为本发明实施例2之移相放电控制方式的原理图。
具体实施例方式
下面结合附图对本发明作进一步描述本发明的主电路线路图如图2所示。它由电压单元UV、变压器单元UT与电流单元UI三部分组成。变压器单元UT由多个变压器TR1、TR2……TRn副边串联在一起而成。电流源换流器CSC由两个桥臂并联组成。开关S1和S3构成其中一个桥臂，开关S2和S4构成其中另外一个桥臂。两个桥臂的两端构成其直流输出端，与超导磁体L相连；两个桥臂的中点构成其交流输出端，与副边相互串联的变压器TR1、TR2……TRn的两个端口相连。电压源换流器VSC1也由两个桥臂并联组成。开关S5和S7构成其中一个桥臂，开关S6和S8构成其中另外一个桥臂。两个桥臂的两端构成其直流输出端，与电容器C1相连，两个桥臂的中点构成其交流输出端，与变压器TR1的两端相连。电压源换流器VSC1直流侧并联的电容器C1与分别由开关S9和直流电源DC1、开关S10与负载LOAD1相串联组成的支路并联连接。其它变压器TR2……TRn、电压源换流器VSC1……VSCn的构造和连接方式与上述的方法相同。
本发明具体实施方式
之2个电压源变流器和1个电流源变流器的主电路原理示意图如图3所示。它由电压单元UV、变压器单元UT与电流单元UI三部分组成。变压器单元UT由变压器TR1、TR2副边串联在一起而成。电流源换流器CSC由两个桥臂并联组成。开关S1和S3构成其中一个桥臂，开关S2和S4构成其中另外一个桥臂。两个桥臂的两端构成其直流输出端，与超导磁体L相连；两个桥臂的中点构成其交流输出端，与副边相互串联的变压器TR1、TR2的两个端口相连。电压源换流器VSC1也由两个桥臂并联组成。开关S5和S7构成其中一个桥臂，开关S6和S8构成其中另外一个桥臂。两个桥臂的两端构成其直流输出端，与电容器C1相连，两个桥臂的中点构成其交流输出端，与变压器TR1的两端相连。电压源换流器VSC1直流侧并联的电容器C1与分别由开关S9和直流电源DC1、开关S10与负载LOAD1相串联组成的支路并联连接。变压器TR2、电压源换流器VSC2的构造和连接方式与上述的方法相同。
根据图3说明本发明电流调节器的工作过程如下。
电压源换流器VSC1的工作过程开关S13闭合，开关S14打开时，即电压源换流器VSC1与直流电源DC1相连，对磁体L进行充电。S5和S7导通角相差180°，中间相隔一小段死区。S8和S5也相差180°，中间相隔一小段死区。S5和S7为超前桥臂，S8和S6为滞后桥臂。当分别将组成电压换流器的开关S5与S8、S6与S7交替开断时，电压换流器的交流输出侧，即是变压器TR1的原边输出为交流方波，变压器的副边输出也为交流方波，此时电流换流器的开关S1、S2、S3、S4下作于整流状态，给磁体L充电。磁体L两端充电电压的大小可由调节电压换流器VSC1的开关S5与S8、S6与S7的占空比来调节。逻辑关系如下开关S5与S8闭合，S6与S7打开，变压器TR1的原边输出为电容器C1的电压，为正电压，此时闭合开关S2、S3，L变压器副边两端输出为变压器变压后的正值电压，电压方向由同名端决定，大小为电容器C1的电压/变压器变比，给磁体L充电。若打开S5，闭合S7，则变压器T原边电流通过S7、S8续流，变压器TR1的原边输出电压为零，变压器副边两端的电压也因此变为零，从而使磁体L两端电压为零，磁体L的电流I保持不变，以上为开关S5与S8、S6与S7的动作的上半周；接上半周，闭合S6，打开S8，变压器TR1的原边输出为电容器C1的反向电压，为负电压，此时闭合开关S1、S4，变压器副边两端输出为变压器TR1变压后的负值电压，电压方向由同名端决定，大小为电容器C1的电压/变压器变比，磁体两端电压与变压器TR1副边的两端方向相反，大小相等其值依然为正。变压器变压后的电容器C1的电压与变压器变比的商，与开关S5与S8、S6与S7的动作的上半周相同，给磁体L充电；若打开S7，闭合S5，则变压器T原边电流通过S5、S6续流，变压器TR1的原边输出电压为零，副边两端的电压也因此变为零，从而使磁体两端电压为零，磁体L的电流I保持不变，这与S5与S8、S6与S7的动作的上半周相似，为开关S5与S6、S7与S8的动作的下半周。通过调节开关S5与S7和S6与S8的相对相移，可调节磁体两端的平均电压，即灵活调节磁体的充电电压。电压源换流器VSC2与电压源换流器VSC1完全相同，由于共用一个电流源换流器，所以需要协调这些电压源换流器的动作，可以使这些电压源换流器的滞后桥臂的动作完全相同，通过调整超前桥臂与滞后桥臂的相对位移来灵活控制每个电压源换流器的充电功率。
开关S14闭合，开关S13打开时，电流调节器VSC1与负载LOAD1相连，对磁体L进行放电。开关逻辑关系如下S2、S3和S1、S4闭合，超导磁体电流通过S2、S3和S1、S4续流，既不充电，也不放电。开关S5和S8闭合，S6和S7打开，变压器TR1的原边输出为电容器C1的正向电压，为正电压，副边两端输出为变压器TR1变压后的正值电压，变压器副边的电压方向与流过S1、S4的电流方向相反，从而使流过S1、S4的电流减少；而与流过S2、S3的电流方向相同，从而使流过S2、S3的电流增加。当流经S1、S4的电流降为零，打开S1、S4，从而实现了零电流关断，然后再使开关S5打开，S7闭合，则变压器TR1原边电流通过S7、S8续流，原边输出电压为零，副边两端的电压也因此变为零，从而使磁体两端电压为零，磁体L的电流I保持不变。然后再使S6闭合，S8打开，变压器TR1的原边输出为电容器C1的反向电压，为负电压，副边两端输出为变压器变压后的负值电压(电压方向由同名端决定，大小为电容器C1的电压/变压器变比)，也即是磁体L两端电压，它与磁体的电流I方向相反，磁体L放电。以上为开关S2与S3、S1与S4、S5与S8和S6与S7的动作的上半周；接上半周，闭合开关S1、S4，变压器TR1的原边输出为电容器C1的反向电压，为负电压，副边两端输出为变压器变压后的负值电压，副边的电压方向与流过S1、S4的电流方向相同，从而使流过S1、S4的电流增加；副边的电压与流过S2、S3的电流相反，从而使流过S2、S3的电流减少。当流经S2、S3的电流降为零，打开S2、S3，从而实现了零电流关断。然后闭合S5，打开S7，则变压器TR1原边电流通过S5、S6续流，变压器TR1的原边输出电压为零，副边两端的电压也因此变为零，从而使磁体两端电压为零，磁体L的电流I保持不变。然后再使S6打开，S8闭合，变压器TR1的原边输出为电容器C1的正向电压，为正电压，副边两端输出为变压器变压后的正值电压，电压方向与同名端决定的方向相同，大小为电容器C1的电压/变压器变比，也即是磁体L两端电压，它与磁体的电流I方向相反，磁体L放电。以上为开关S2与S3、S1与S4、S5与S8和S6与S7的动作的下半周。通过调节开关开关S2与S3、S1与S4、S5与S8和S6与S7的在半周内的占空比，可调节磁体两端的平均电压，即灵活调节磁体的放电电压。电压源换流器2的开关动作原理与电压源换流器1完全相同，但是由于共用一个电流源换流器，同时为了提高换相的速率，可以使超前桥臂的开关动作完全相同，从而使它们在换相时，都提供的辅助电势来实现零电流关断，而通过改变超前桥臂和滞后桥臂的相对位移，来控制各个电压源换流器的放电功率。
图4为本发明的实施例1的电原理图。本发明由电流单元UI、变压器单元UT，与电压单元UV三部分组成。变压器单元UT为两个独立的变压器TR1、TR2串联而成。电压单元UV为两个独立的电压源换流器VSC1、VSC2。电压源换流器VSC1由两个桥臂并联组成。绝缘门极双极型晶体管IGBT T5和T7构成其中一个桥臂，T6和T8构成其中另外一个桥臂。两个桥臂的两端构成其直流输出端，与电容器C1并联，两个桥臂的中点构成其交流输出端，与变压器TR1的两端相连。电压源换流器VSC1直流侧并联的电容器C1与分别由开关S9和直流电源DC1、开关S10与负载LOAD1相串联组成的支路并联连接。电压源换流器VSC2的构造和电压源换流器VSC1完全相同；电流单元UI为一电流源换流器CSC，它也由两个桥臂构成。绝缘门极双极型晶体管(IGBT)T1和二极管D1、IGBT T3和二极管D3构成其中一个桥臂，IGBT T3和二极管D3、IGBT T4和二级管D4构成其中另外一个桥臂。两对桥臂的中点构成其交流输出端，两个桥臂的两端构成其直流输出端。电流源换流器CSC的中点，即电流源换流器的交流输出端与串联变压器TR1、TR2两端相连。电流源换流器CSC的直流输出端与超导磁体L并联。绝缘门极双极型晶体管IGBT T1、T2、T3、T4、T5、T6、T7、T8、T9、T10、T11和T12亦可以是门极可关断晶闸管GTO、电力场效应晶体管MOSFET、其它有源电力电子器件或者超导开关，变压器TR1、TR2可为常规变压器或者超导变压器，开关S13、S14、S15、S16可以是固态开关或者电气开关。
图5是本发明实例1充电控制方式原理图，下面就此原理图来说明开关器件的动作逻辑关系。开关器件的动作逻辑关系如下开关S13、S15闭合，开关S14、S16打开时，对磁体L进行充电。IGBT T1、T2、T3、T4在充电时恒闭合，通过D1、D2、D3、D4进行整流。IGBT T5和T7相差180°，中间相隔一小段死区。IGBT T8和T5也相差180°，中间相隔一小段死区。T5和T7为超前桥臂，T8和T6为滞后桥臂。对于电压源换流器VSC1，若IGBTT5与T8闭合，T6与T7打开，变压器TR1的原边绕组输出为电容器C1的电压，为正电压，变压器TR1副边的两端输出为变压器变压后的正值电压，电压方向由同名端决定，大小为电容器C1的电压/变压器变比，给磁体L充电。充电一段时间后，若T5打开，T7闭合，T6，T8的状态不变，则变压器TR1原边电流通过T8与T7的反并联二极管续流，变压器TR1的原边绕组的输出电压为零，副边绕组的电压也变为零，超导磁体既不充电也不放电。电压源换流器VSC2的控制方式与1完全相同，并且可以独立控制。以上为IGBT T5、T6、T7、T8、T9、T10、T11、T12的动作上半周；接上半周的时序，打开T8，闭合T6，此时T6、T7闭合，T5、T8打开，变压器TR1副边的两端输出为变压器变压后的负值电压，电压方向由同名端决定，大小为电容器C1的电压/变压器变比，磁体两端电压与TR1副边两端的电压方向相反，大小相等其值依然为正的。给磁体L充电。充电一段时间后，若T7打开，T5闭合，T6，T8的状态不变，则变压器原边电流通过T6与T5的反并联二极管续流，变压器TR1的原边绕组的输出电压为零，副边绕组的电压也变为零，超导磁体既不充电也不放电。电压源换流器VSC2的控制方式与1完全相同，并且可以独立控制。
图6是本发明实例1放电控制方式原理图，下面就此原理图来说明开关器件的动作逻辑关系。开关器件的动作逻辑关系如下开关S14、S16闭合，开关S13、S15打开时，对磁体L进行放电。设磁体的电流I方向如图3所示，对于电压源换流器VSC1，若IGBT T5与T8闭合，T6与T7打开，变压器TR1的原边输出为电容器C1的电压，为正电压，此时T1、T4闭合，T2、T3打开，TR1副边输出为变压器变压后的正值电压(电压方向由同名端决定，大小为电容器C1的电压/变压器变比)，也即是磁体L两端电压，它与磁体的电流I方向相反，磁体L放电。放电一段时间后，打开T2、T3，由于变压器TR1副边输出为正电压，此电压使流过T2、T3的电流增加，T1、T4的电流减少，当T1、T4的电流减少到零后，打开T1、T4从而实现了零电流关断，关断后打开T5，闭合T7，变压器原边电流通过T8和T7的反并联二极管续流，变压器TR1的原边绕组的输出电压为零，副边绕组的电压也变为零，超导磁体既不充电也不放电。电压源换流器VSC2的控制方式与VSC1完全相同，其放电的有效时间可以不同但需要注意的是，在电流换相的时刻，T5和T9打开的时刻必须大体相等，这样有利于加快换相的速度和保证零电流换相的顺利完成。以上为IGBT T5、T6、T7、T8、T9、T10、T11、T12的动作的上半周；接上半周的时序，续流一段时间后，闭合T6，打开T8，变压器TR1的原边输出为电容器C1的反向电压，为负电压，变压器TR1副边的电压方向由同名端决定，大小为电容器C1的电压/变压器变比，电压方向与同名端决定的方向相反，也与磁体的电流I方向相反，磁体L放电。此后，开通T1、T4，变压器TR1副边的两端输出的负值电压使流过T1、T4的电流增加，T2、T3的电流减少，当T2、T3的电流完全减少到零时，关断T2、T3，从而实现了零电流的关断，关断后打开T7，闭合T5，变压器原边电流通过T6和T5的反并联二极管续流，变压器TR1的原边绕组的输出电压为零，副边绕组的电压也变为零，超导磁体既不充电也不放电。电压源换流器VSC2的控制方式与1完全相同，其放电的有效时间可以不同但需要注意的是，在电流换相的时刻，T7和T11打开的时刻必须大体相等，这样有利于加快换相的速度和保证零电流换相的顺利完成。以上为IGBTT5、T6、T7、T8、T9、T10、T11、T12的动作的下半周。
图7为本发明的实施例2。本发明由电流单元UI、变压器单元UT，与电压单元UV三部分组成。变压器单元UT为两个独立的变压器TR1、TR2串联而成。电压单元UV为两个独立的电压源换流器VSC1、VSC2。电流源换流器CSC由两个桥臂并联组成。晶闸管G1和G3构成其中一个桥臂，晶闸管G2和G4构成其中另外一个桥臂。两个桥臂的两端构成其直流输出端，与超导磁体L相连；两个桥臂的中点构成其交流输出端，与副边相互串联的变压器TR1、TR2的两个端口相连。电压源换流器VSC1也由两个桥臂并联组成。绝缘门极双极型晶体管IGBT T5和T7构成其中一个桥臂，IGBT T6和T8构成其中另外一个桥臂。两个桥臂的两端构成其直流输出端，与电容器C1相连，两个桥臂的中点构成其交流输出端，与变压器TR1的两端相连。电压源换流器VSC1直流侧并联的电容器C1与分别由开关S9和直流电源DC1、开关S10与负载LOAD1相串联组成的支路并联连接。其中直流侧DC1为可控整流桥，电压源换流器2的结构与电压源换流器1完全相同。绝缘门极双极型晶体管IGBT T5、T6、T7、T8、T9、T10、T11和T12亦可以是门极可关断晶闸管GTO、电力场效应晶体管MOSFET、其它有源电力电子器件或者超导开关，变压器TR1、TR2可为常规变压器或者超导变压器，开关S13、S14、S15、S16可以是固态开关或者电气开关。
图8是本发明实例2充电控制方式原理图，其原理图与图4基本相同，所不同的是在上半周，T5与T8、T9与T12同时闭合之前，必须给G2、G3触发脉冲，并在T5、T8闭合之后保持一段时间，以保证G2、G3能导通；在下半周，T6与T7、T10与T11同时闭合之前，必须给G1、G4触发脉冲，并在T5、T8闭合之后保持一段时间，以保证G1、G4能导通。
图9是本发明实例2放电控制方式原理图，其原理与图5基本相同，所不同的是在上半周，在T5、T9关断之前，必须给G2、G3足够宽的触发脉冲，以保证G2、G3导通，并使G1、G4关断；在下半周，在T7、T11关断之前，必须给G1、G4足够宽的触发脉冲，以保证G1、G4导通，并使G2、G3关断。
权利要求
1.一种不对称式电流调节器，其特征在于它由电压单元[UV]、变压器单元[UT]与电流单元[UI]三部分组成；变压器单元[UT]由多个变压器[TR1、TR2……TRn]副边串联在一起构成，变压器的数量等于电压源换流器的数量；电流源换流器[CSC]由两个桥臂并联组成，开关[S1和S3]构成其中一个桥臂，开关[S2和S4]构成其中另一个桥臂，两个桥臂的两端构成其直流输出端，与超导磁体[L]相连，两个桥臂的中点构成其交流输出端，与副边相互串联的变压器[TR1、TR2……TRn]的两个端口相连；电压源换流器[VSC1]亦由两个桥臂并联组成，开关[S5和S7]构成其中一个桥臂，开关[S6和S8]构成其中另外一个桥臂，两个桥臂的两端构成其直流输出端，与电容器[C1]相连，两个桥臂的中点构成其交流输出端，与变压器[TR1]的两端相连；电压源换流器[VSC1]直流侧并联的电容器[C1]与分别由开关[S9]和直流电源[DC1]、开关[S10]与负载[LOAD1]相串联组成的支路并联连接；其它变压器[TR2……TRn]、电压源换流器[VSC1……VSCn]的构造和连接方式与上述的方法相同。
2.按照权利要求1所述的一种不对称式电流调节器，其特征在于所述的变压器单元[UT]可为两个独立的变压器[TR1、TR2]串联而成；电压单元[UV]可为两个独立的电压源换流器[VSC1、VSC2]；电压源换流器[VSC1]的一个桥臂由绝缘门极双极型晶体管IGBT[T5和T7]构成，[T6和T8]构成另一个桥臂，并联的两个桥臂的两端构成电压源换流器[VSC1]的直流输出端，与电容器[C1]并联，两个桥臂的中点构成其交流输出端，与变压器[TR1]的两端相连；电压源换流器[VSC1]直流侧并联的电容器[C1]与分别由开关[S9]和直流电源[DC1]、开关[S10]与负载[LOAD1]相串联组成的支路并联连接；电压源换流器[VSC2]的构造和电压源换流器[VSC]1完全相同；电流单元[UI]为一电流源换流器[CSC]，绝缘门极双极型晶体管IGBT[T1]和二极管[D1]、IGBT[T3]和二极管[D3]构成其中一个桥臂，IGBT[T3]和二极管[D3]、IGBT[T4]和二级管D4构成其中另外一个桥臂，两个桥臂的中点构成其交流输出端，两个桥臂的两端构成其直流输出端；电流源换流器[CSC]的中点，即电流源换流器的交流输出端与串联变压器[TR1、TR2]两端相连；电流源换流器[CSC]的直流输出端与超导磁体[L]并联。
3.按照权利要求2所述的一种不对称式电流调节器，其特征在于所述的电流源换流器[CSC]的两个桥臂亦可分别由晶闸管[G1和G3]和晶闸管[G2和G4]构成。
4.按照权利要求2或3所述的一种不对称式电流调节器，其特征在于所述的绝缘门极双极型晶体管IGBT[T1、T2、T3、T4、T5、T6、T7、T8、T9、T10、T11和T12]亦可以是门极可关断晶闸管GTO、电力场效应晶体管MOSFET、其它有源电力电子器件或者超导开关，变压器[TR1、TR2]可为常规变压器或者超导变压器，开关[S13、S14、S15、S16]可以是固态开关或者电气开关。
5.权利要求1所述的一种不对称式电流调节器的控制方法，其特征在于所述的电压单元[UV]采用移相控制方式，使桥上下臂的脉冲相位互补，而桥对角线臂的脉冲时序不同相，通过调节桥对角线臂脉冲的超前或滞后时间，来改变逆变器输出电压的脉宽；电流单元[UI]通过电压单元[UV]提供的辅助电势，在电流源换流器的两支路的开关管在换相的时刻，先给要开通支路的开关管触发信号，然后控制电压源换流器的开关管，使之在变压器的原边上产生换相电压，折合到副边后，由于与流过要关断的开关管的电流方向相反，从而使流过该支路电流减少；由于与流过要开通的开关管的电流方向相同，从而使流过该支路电流增加，待到流过要关断的开关管的电流减少到零后，再关断该开关管。
全文摘要
一种用于超导磁体充放电的电流调节器，由电压单元[U
文档编号H02M3/24GK1874126SQ20051001183
公开日2006年12月6日 申请日期2005年6月1日 优先权日2005年6月1日
发明者赵彩宏, 郭文勇, 肖立业, 林良真, 余运佳 申请人:中国科学院电工研究所
技术领域：
本发明涉及一种用于超导磁体充放电的电流调节器及其控制方法，特别涉及不对称式电流调节器及其控制方法。
背景技术：
超导具有的零电阻以及强磁场下载流能力大的特性，使超导磁体得到了广泛的应用，特别是在高能物理实验中用于产生强磁场的大型超导磁体，几乎已经取代了所有体积大、耗电多的常规磁体；同时，随着超导电力技术的发展，特别是微型超导贮能，在国外已经商品化，广泛用于改善电能质量、提高电力系统稳定性等，这些都使得超导磁体得到了前所未有的应用。
超导磁体一般运行电流都在kA级，且为一大电感，这对超导磁体的充放电技术提出了新的要求。充放电电流大，电压低，充放电电压稳定且电压的变化范围大，同时需要开关频率高、功率密度大以及控制性能好，这些都是超导磁体充放电的基本要求，特别是在商用的微型超导贮能上要求更为迫切。
目前现有技术常用的方案，都是采用充放电设备各一套，例如美国专利Pub.No.US2002/0030952“超导磁体放电方法及装置”，美国专利5,181,170“超导磁体及其供电装置”。上述现有技术中充电可完成两个功能稳态时给超导磁体充电并维持磁体电流恒定；放电设备即斩波器完成快速放电功能。存在的问题是充放电不仅需要两套设备，而且充电设备如果既要保持磁体电流恒定又要完成快速充电功能则容量非常大，如美国专利6,157,094“超导磁体及其供电装置”；放电设备，图1示的US2002/0030952“超导磁体放电方法及装置”，具体结构图中10、11为磁体部分，19为磁体充电电源，其它部分为放电部分，也即斩波器，它将超导磁体的电流直接变换成电压。它由开关22和23直接对磁体电流进行斩切，这使得开关损耗非常大，并且直流电压25部分需要的电容器容量非常大，从而磁体的励磁电压大，这不仅不利于磁体的稳定，而且使得磁体交流损耗增大，提高了磁体的运行费用。
发明内容
为克服已有技术的不足，本发明提供了一种用于超导磁体充放电的电流调节器，它由电压单元、变压器单元与电流单元三部分组成。电压单元为多个直流侧为电容器的电压源换流器，电流单元为一个直流侧接超导磁体的电流源换流器，电压源换流器的交流输出侧与分立变压器原边相连，电流源换流器的交流输出侧与串联变压器副边的两端相连，其中变压器单元由多个变压器串联而成，变压器的数量等于电压源换流器的数量。本发明不仅可以给磁体充电，还可以将磁体中贮存的电能释放出去，并且充放电电压灵活可调。本发明电流单元电流大但电压低，而电压单元电流和电压对于开关容量来说都不大，这不仅降低了开关损耗，还可以提高开关频率，从而大大减小了电压单元中的电容器的容量，缩小了变压器单元中变压器的体积，从而提高了功率密度和系统性能。本发明中由于有多个电压源换流器，所以电压单元可以接入级联型逆变器，这样既可以减少单个电压源换流器的容量，又可以从整体上提高充放电的功率。由于只接入一个超导磁体，所以电流源换流器的数量可以只用一个，这样可以减少开关管的数量，从而减少器件成本。同电压单元只用一个电压源换流器的电流调节器相比，由于采用了多个电压源换流器，所以可以大大提高充放电的功率。而同采用单个电流调节器模块进行串联的结构相比，本电流调节器只需用一个电流源换流器，从而可以在确保性能的前提下大大降低成本。
本发明电压单元采用全桥移相控制方式，而电流单元通过电压单元提供的辅助电势，在电流换相时实现零电流关断。移相控制是使桥上下臂的脉冲相位互补，而桥对角线臂的脉冲时序不同相，通过调节桥对角线臂脉冲的超前或滞后时间，来改变逆变器输出电压的脉宽的控制方式。而辅助电势的原理是实现零电流关断的关键。所谓的辅助电势，就是在电流源换流器的两支路的开关管在换相的时刻，先给要开通支路的开关管触发信号，然后控制电压源换流器的开关管，使之在变压器的原边上产生换相电压，折合到副边后，由于与流过要关断的开关管的电流方向相反，从而使流过该支路电流减少；而由于与流过要开通的开关管的电流方向相同，从而使流过该支路电流增加，待到流过要关断的开关管的电流减少到零后，再关断该开关管，从而实现了零电流的关断。由于只有一个电流源换流器，而对应多个电压源换流器，所以，在这种不对称电流调节器移相控制的方法中，需要各个电压源换流器的超前桥臂和滞后桥臂的脉冲相互协调，从而提高工作效率。本发明结构简单紧凑，功率密度高，体积小，不仅提高了磁体充放电系统的性能，而且能大大减少成本。由于实现了零电流关断，还大大减少了开关损耗，提高了效率，并延长了开关管的寿命。
图1为现有技术美国专利US2002/0030952的原理图；图2是本发明的主线路图。图中UI为电流单元，UT变压器单元，UV电压单元，S1、S2、S3、S4、S5、S6、S7、S8、S9、S10、Sn5、Sn6、Sn7、Sn8、Sn9和Sn10为开关，DC1，DCn为直流电源，LOAD1和LOADn为负载，C1和Cn为电容器，TR1和TRn为普通变压器，o表示变压器同名端，L为超导磁体；图3是本发明具体实施方式
之2个电压源变流器和1个电流源变流器的主电路原理示意图，图中UI为电流单元，UT变压器单元，UV电压单元，S1、S2、S3、S4、S5、S6、S7、S8、S9、S10、S11、S12、S13、S14、S15和S16为开关，DC1，DC2为直流电源，LOAD1和LOAD2为负载，C1和C2为电容器，TR1和TR2为普通变压器，o表示变压器同名端，L为超导磁体；图4为本发明的具体实施例1，其中D1、D2、D3、D4为二极管，T1、T2、T3、T4、T5、T6、T7、T8、T9、T10、T11和T12为IGBT，DC1，DC2为直流电源，LOAD1和LOAD2为负载，C1和C2为电容器，S13、S14、S15和S16为开关，TR1和TR2为普通变压器，o表示变压器同名端，L为超导磁体；图5为本发明实施例1之移相充电控制方式的原理图；图6为本发明实施例1之移相放电控制方式的原理图；图7为本发明的实施例2，其中G1、G2、G3、G4为晶闸管，T5、T6、T7、T8、T9、T10、T11和T12为IGBT，DC1，DC2为直流电源，LOAD1和LOAD2为负载，C1和C2为电容器，S13、S14、S15和S16为开关，TR1和TR2为普通变压器，o表示变压器同名端，L为超导磁体；图8为本发明实施例2之移相充电控制方式的原理图；图9为本发明实施例2之移相放电控制方式的原理图。
具体实施例方式
下面结合附图对本发明作进一步描述本发明的主电路线路图如图2所示。它由电压单元UV、变压器单元UT与电流单元UI三部分组成。变压器单元UT由多个变压器TR1、TR2……TRn副边串联在一起而成。电流源换流器CSC由两个桥臂并联组成。开关S1和S3构成其中一个桥臂，开关S2和S4构成其中另外一个桥臂。两个桥臂的两端构成其直流输出端，与超导磁体L相连；两个桥臂的中点构成其交流输出端，与副边相互串联的变压器TR1、TR2……TRn的两个端口相连。电压源换流器VSC1也由两个桥臂并联组成。开关S5和S7构成其中一个桥臂，开关S6和S8构成其中另外一个桥臂。两个桥臂的两端构成其直流输出端，与电容器C1相连，两个桥臂的中点构成其交流输出端，与变压器TR1的两端相连。电压源换流器VSC1直流侧并联的电容器C1与分别由开关S9和直流电源DC1、开关S10与负载LOAD1相串联组成的支路并联连接。其它变压器TR2……TRn、电压源换流器VSC1……VSCn的构造和连接方式与上述的方法相同。
本发明具体实施方式
之2个电压源变流器和1个电流源变流器的主电路原理示意图如图3所示。它由电压单元UV、变压器单元UT与电流单元UI三部分组成。变压器单元UT由变压器TR1、TR2副边串联在一起而成。电流源换流器CSC由两个桥臂并联组成。开关S1和S3构成其中一个桥臂，开关S2和S4构成其中另外一个桥臂。两个桥臂的两端构成其直流输出端，与超导磁体L相连；两个桥臂的中点构成其交流输出端，与副边相互串联的变压器TR1、TR2的两个端口相连。电压源换流器VSC1也由两个桥臂并联组成。开关S5和S7构成其中一个桥臂，开关S6和S8构成其中另外一个桥臂。两个桥臂的两端构成其直流输出端，与电容器C1相连，两个桥臂的中点构成其交流输出端，与变压器TR1的两端相连。电压源换流器VSC1直流侧并联的电容器C1与分别由开关S9和直流电源DC1、开关S10与负载LOAD1相串联组成的支路并联连接。变压器TR2、电压源换流器VSC2的构造和连接方式与上述的方法相同。
根据图3说明本发明电流调节器的工作过程如下。
电压源换流器VSC1的工作过程开关S13闭合，开关S14打开时，即电压源换流器VSC1与直流电源DC1相连，对磁体L进行充电。S5和S7导通角相差180°，中间相隔一小段死区。S8和S5也相差180°，中间相隔一小段死区。S5和S7为超前桥臂，S8和S6为滞后桥臂。当分别将组成电压换流器的开关S5与S8、S6与S7交替开断时，电压换流器的交流输出侧，即是变压器TR1的原边输出为交流方波，变压器的副边输出也为交流方波，此时电流换流器的开关S1、S2、S3、S4下作于整流状态，给磁体L充电。磁体L两端充电电压的大小可由调节电压换流器VSC1的开关S5与S8、S6与S7的占空比来调节。逻辑关系如下开关S5与S8闭合，S6与S7打开，变压器TR1的原边输出为电容器C1的电压，为正电压，此时闭合开关S2、S3，L变压器副边两端输出为变压器变压后的正值电压，电压方向由同名端决定，大小为电容器C1的电压/变压器变比，给磁体L充电。若打开S5，闭合S7，则变压器T原边电流通过S7、S8续流，变压器TR1的原边输出电压为零，变压器副边两端的电压也因此变为零，从而使磁体L两端电压为零，磁体L的电流I保持不变，以上为开关S5与S8、S6与S7的动作的上半周；接上半周，闭合S6，打开S8，变压器TR1的原边输出为电容器C1的反向电压，为负电压，此时闭合开关S1、S4，变压器副边两端输出为变压器TR1变压后的负值电压，电压方向由同名端决定，大小为电容器C1的电压/变压器变比，磁体两端电压与变压器TR1副边的两端方向相反，大小相等其值依然为正。变压器变压后的电容器C1的电压与变压器变比的商，与开关S5与S8、S6与S7的动作的上半周相同，给磁体L充电；若打开S7，闭合S5，则变压器T原边电流通过S5、S6续流，变压器TR1的原边输出电压为零，副边两端的电压也因此变为零，从而使磁体两端电压为零，磁体L的电流I保持不变，这与S5与S8、S6与S7的动作的上半周相似，为开关S5与S6、S7与S8的动作的下半周。通过调节开关S5与S7和S6与S8的相对相移，可调节磁体两端的平均电压，即灵活调节磁体的充电电压。电压源换流器VSC2与电压源换流器VSC1完全相同，由于共用一个电流源换流器，所以需要协调这些电压源换流器的动作，可以使这些电压源换流器的滞后桥臂的动作完全相同，通过调整超前桥臂与滞后桥臂的相对位移来灵活控制每个电压源换流器的充电功率。
开关S14闭合，开关S13打开时，电流调节器VSC1与负载LOAD1相连，对磁体L进行放电。开关逻辑关系如下S2、S3和S1、S4闭合，超导磁体电流通过S2、S3和S1、S4续流，既不充电，也不放电。开关S5和S8闭合，S6和S7打开，变压器TR1的原边输出为电容器C1的正向电压，为正电压，副边两端输出为变压器TR1变压后的正值电压，变压器副边的电压方向与流过S1、S4的电流方向相反，从而使流过S1、S4的电流减少；而与流过S2、S3的电流方向相同，从而使流过S2、S3的电流增加。当流经S1、S4的电流降为零，打开S1、S4，从而实现了零电流关断，然后再使开关S5打开，S7闭合，则变压器TR1原边电流通过S7、S8续流，原边输出电压为零，副边两端的电压也因此变为零，从而使磁体两端电压为零，磁体L的电流I保持不变。然后再使S6闭合，S8打开，变压器TR1的原边输出为电容器C1的反向电压，为负电压，副边两端输出为变压器变压后的负值电压(电压方向由同名端决定，大小为电容器C1的电压/变压器变比)，也即是磁体L两端电压，它与磁体的电流I方向相反，磁体L放电。以上为开关S2与S3、S1与S4、S5与S8和S6与S7的动作的上半周；接上半周，闭合开关S1、S4，变压器TR1的原边输出为电容器C1的反向电压，为负电压，副边两端输出为变压器变压后的负值电压，副边的电压方向与流过S1、S4的电流方向相同，从而使流过S1、S4的电流增加；副边的电压与流过S2、S3的电流相反，从而使流过S2、S3的电流减少。当流经S2、S3的电流降为零，打开S2、S3，从而实现了零电流关断。然后闭合S5，打开S7，则变压器TR1原边电流通过S5、S6续流，变压器TR1的原边输出电压为零，副边两端的电压也因此变为零，从而使磁体两端电压为零，磁体L的电流I保持不变。然后再使S6打开，S8闭合，变压器TR1的原边输出为电容器C1的正向电压，为正电压，副边两端输出为变压器变压后的正值电压，电压方向与同名端决定的方向相同，大小为电容器C1的电压/变压器变比，也即是磁体L两端电压，它与磁体的电流I方向相反，磁体L放电。以上为开关S2与S3、S1与S4、S5与S8和S6与S7的动作的下半周。通过调节开关开关S2与S3、S1与S4、S5与S8和S6与S7的在半周内的占空比，可调节磁体两端的平均电压，即灵活调节磁体的放电电压。电压源换流器2的开关动作原理与电压源换流器1完全相同，但是由于共用一个电流源换流器，同时为了提高换相的速率，可以使超前桥臂的开关动作完全相同，从而使它们在换相时，都提供的辅助电势来实现零电流关断，而通过改变超前桥臂和滞后桥臂的相对位移，来控制各个电压源换流器的放电功率。
图4为本发明的实施例1的电原理图。本发明由电流单元UI、变压器单元UT，与电压单元UV三部分组成。变压器单元UT为两个独立的变压器TR1、TR2串联而成。电压单元UV为两个独立的电压源换流器VSC1、VSC2。电压源换流器VSC1由两个桥臂并联组成。绝缘门极双极型晶体管IGBT T5和T7构成其中一个桥臂，T6和T8构成其中另外一个桥臂。两个桥臂的两端构成其直流输出端，与电容器C1并联，两个桥臂的中点构成其交流输出端，与变压器TR1的两端相连。电压源换流器VSC1直流侧并联的电容器C1与分别由开关S9和直流电源DC1、开关S10与负载LOAD1相串联组成的支路并联连接。电压源换流器VSC2的构造和电压源换流器VSC1完全相同；电流单元UI为一电流源换流器CSC，它也由两个桥臂构成。绝缘门极双极型晶体管(IGBT)T1和二极管D1、IGBT T3和二极管D3构成其中一个桥臂，IGBT T3和二极管D3、IGBT T4和二级管D4构成其中另外一个桥臂。两对桥臂的中点构成其交流输出端，两个桥臂的两端构成其直流输出端。电流源换流器CSC的中点，即电流源换流器的交流输出端与串联变压器TR1、TR2两端相连。电流源换流器CSC的直流输出端与超导磁体L并联。绝缘门极双极型晶体管IGBT T1、T2、T3、T4、T5、T6、T7、T8、T9、T10、T11和T12亦可以是门极可关断晶闸管GTO、电力场效应晶体管MOSFET、其它有源电力电子器件或者超导开关，变压器TR1、TR2可为常规变压器或者超导变压器，开关S13、S14、S15、S16可以是固态开关或者电气开关。
图5是本发明实例1充电控制方式原理图，下面就此原理图来说明开关器件的动作逻辑关系。开关器件的动作逻辑关系如下开关S13、S15闭合，开关S14、S16打开时，对磁体L进行充电。IGBT T1、T2、T3、T4在充电时恒闭合，通过D1、D2、D3、D4进行整流。IGBT T5和T7相差180°，中间相隔一小段死区。IGBT T8和T5也相差180°，中间相隔一小段死区。T5和T7为超前桥臂，T8和T6为滞后桥臂。对于电压源换流器VSC1，若IGBTT5与T8闭合，T6与T7打开，变压器TR1的原边绕组输出为电容器C1的电压，为正电压，变压器TR1副边的两端输出为变压器变压后的正值电压，电压方向由同名端决定，大小为电容器C1的电压/变压器变比，给磁体L充电。充电一段时间后，若T5打开，T7闭合，T6，T8的状态不变，则变压器TR1原边电流通过T8与T7的反并联二极管续流，变压器TR1的原边绕组的输出电压为零，副边绕组的电压也变为零，超导磁体既不充电也不放电。电压源换流器VSC2的控制方式与1完全相同，并且可以独立控制。以上为IGBT T5、T6、T7、T8、T9、T10、T11、T12的动作上半周；接上半周的时序，打开T8，闭合T6，此时T6、T7闭合，T5、T8打开，变压器TR1副边的两端输出为变压器变压后的负值电压，电压方向由同名端决定，大小为电容器C1的电压/变压器变比，磁体两端电压与TR1副边两端的电压方向相反，大小相等其值依然为正的。给磁体L充电。充电一段时间后，若T7打开，T5闭合，T6，T8的状态不变，则变压器原边电流通过T6与T5的反并联二极管续流，变压器TR1的原边绕组的输出电压为零，副边绕组的电压也变为零，超导磁体既不充电也不放电。电压源换流器VSC2的控制方式与1完全相同，并且可以独立控制。
图6是本发明实例1放电控制方式原理图，下面就此原理图来说明开关器件的动作逻辑关系。开关器件的动作逻辑关系如下开关S14、S16闭合，开关S13、S15打开时，对磁体L进行放电。设磁体的电流I方向如图3所示，对于电压源换流器VSC1，若IGBT T5与T8闭合，T6与T7打开，变压器TR1的原边输出为电容器C1的电压，为正电压，此时T1、T4闭合，T2、T3打开，TR1副边输出为变压器变压后的正值电压(电压方向由同名端决定，大小为电容器C1的电压/变压器变比)，也即是磁体L两端电压，它与磁体的电流I方向相反，磁体L放电。放电一段时间后，打开T2、T3，由于变压器TR1副边输出为正电压，此电压使流过T2、T3的电流增加，T1、T4的电流减少，当T1、T4的电流减少到零后，打开T1、T4从而实现了零电流关断，关断后打开T5，闭合T7，变压器原边电流通过T8和T7的反并联二极管续流，变压器TR1的原边绕组的输出电压为零，副边绕组的电压也变为零，超导磁体既不充电也不放电。电压源换流器VSC2的控制方式与VSC1完全相同，其放电的有效时间可以不同但需要注意的是，在电流换相的时刻，T5和T9打开的时刻必须大体相等，这样有利于加快换相的速度和保证零电流换相的顺利完成。以上为IGBT T5、T6、T7、T8、T9、T10、T11、T12的动作的上半周；接上半周的时序，续流一段时间后，闭合T6，打开T8，变压器TR1的原边输出为电容器C1的反向电压，为负电压，变压器TR1副边的电压方向由同名端决定，大小为电容器C1的电压/变压器变比，电压方向与同名端决定的方向相反，也与磁体的电流I方向相反，磁体L放电。此后，开通T1、T4，变压器TR1副边的两端输出的负值电压使流过T1、T4的电流增加，T2、T3的电流减少，当T2、T3的电流完全减少到零时，关断T2、T3，从而实现了零电流的关断，关断后打开T7，闭合T5，变压器原边电流通过T6和T5的反并联二极管续流，变压器TR1的原边绕组的输出电压为零，副边绕组的电压也变为零，超导磁体既不充电也不放电。电压源换流器VSC2的控制方式与1完全相同，其放电的有效时间可以不同但需要注意的是，在电流换相的时刻，T7和T11打开的时刻必须大体相等，这样有利于加快换相的速度和保证零电流换相的顺利完成。以上为IGBTT5、T6、T7、T8、T9、T10、T11、T12的动作的下半周。
图7为本发明的实施例2。本发明由电流单元UI、变压器单元UT，与电压单元UV三部分组成。变压器单元UT为两个独立的变压器TR1、TR2串联而成。电压单元UV为两个独立的电压源换流器VSC1、VSC2。电流源换流器CSC由两个桥臂并联组成。晶闸管G1和G3构成其中一个桥臂，晶闸管G2和G4构成其中另外一个桥臂。两个桥臂的两端构成其直流输出端，与超导磁体L相连；两个桥臂的中点构成其交流输出端，与副边相互串联的变压器TR1、TR2的两个端口相连。电压源换流器VSC1也由两个桥臂并联组成。绝缘门极双极型晶体管IGBT T5和T7构成其中一个桥臂，IGBT T6和T8构成其中另外一个桥臂。两个桥臂的两端构成其直流输出端，与电容器C1相连，两个桥臂的中点构成其交流输出端，与变压器TR1的两端相连。电压源换流器VSC1直流侧并联的电容器C1与分别由开关S9和直流电源DC1、开关S10与负载LOAD1相串联组成的支路并联连接。其中直流侧DC1为可控整流桥，电压源换流器2的结构与电压源换流器1完全相同。绝缘门极双极型晶体管IGBT T5、T6、T7、T8、T9、T10、T11和T12亦可以是门极可关断晶闸管GTO、电力场效应晶体管MOSFET、其它有源电力电子器件或者超导开关，变压器TR1、TR2可为常规变压器或者超导变压器，开关S13、S14、S15、S16可以是固态开关或者电气开关。
图8是本发明实例2充电控制方式原理图，其原理图与图4基本相同，所不同的是在上半周，T5与T8、T9与T12同时闭合之前，必须给G2、G3触发脉冲，并在T5、T8闭合之后保持一段时间，以保证G2、G3能导通；在下半周，T6与T7、T10与T11同时闭合之前，必须给G1、G4触发脉冲，并在T5、T8闭合之后保持一段时间，以保证G1、G4能导通。
图9是本发明实例2放电控制方式原理图，其原理与图5基本相同，所不同的是在上半周，在T5、T9关断之前，必须给G2、G3足够宽的触发脉冲，以保证G2、G3导通，并使G1、G4关断；在下半周，在T7、T11关断之前，必须给G1、G4足够宽的触发脉冲，以保证G1、G4导通，并使G2、G3关断。
权利要求
1.一种不对称式电流调节器，其特征在于它由电压单元[UV]、变压器单元[UT]与电流单元[UI]三部分组成；变压器单元[UT]由多个变压器[TR1、TR2……TRn]副边串联在一起构成，变压器的数量等于电压源换流器的数量；电流源换流器[CSC]由两个桥臂并联组成，开关[S1和S3]构成其中一个桥臂，开关[S2和S4]构成其中另一个桥臂，两个桥臂的两端构成其直流输出端，与超导磁体[L]相连，两个桥臂的中点构成其交流输出端，与副边相互串联的变压器[TR1、TR2……TRn]的两个端口相连；电压源换流器[VSC1]亦由两个桥臂并联组成，开关[S5和S7]构成其中一个桥臂，开关[S6和S8]构成其中另外一个桥臂，两个桥臂的两端构成其直流输出端，与电容器[C1]相连，两个桥臂的中点构成其交流输出端，与变压器[TR1]的两端相连；电压源换流器[VSC1]直流侧并联的电容器[C1]与分别由开关[S9]和直流电源[DC1]、开关[S10]与负载[LOAD1]相串联组成的支路并联连接；其它变压器[TR2……TRn]、电压源换流器[VSC1……VSCn]的构造和连接方式与上述的方法相同。
2.按照权利要求1所述的一种不对称式电流调节器，其特征在于所述的变压器单元[UT]可为两个独立的变压器[TR1、TR2]串联而成；电压单元[UV]可为两个独立的电压源换流器[VSC1、VSC2]；电压源换流器[VSC1]的一个桥臂由绝缘门极双极型晶体管IGBT[T5和T7]构成，[T6和T8]构成另一个桥臂，并联的两个桥臂的两端构成电压源换流器[VSC1]的直流输出端，与电容器[C1]并联，两个桥臂的中点构成其交流输出端，与变压器[TR1]的两端相连；电压源换流器[VSC1]直流侧并联的电容器[C1]与分别由开关[S9]和直流电源[DC1]、开关[S10]与负载[LOAD1]相串联组成的支路并联连接；电压源换流器[VSC2]的构造和电压源换流器[VSC]1完全相同；电流单元[UI]为一电流源换流器[CSC]，绝缘门极双极型晶体管IGBT[T1]和二极管[D1]、IGBT[T3]和二极管[D3]构成其中一个桥臂，IGBT[T3]和二极管[D3]、IGBT[T4]和二级管D4构成其中另外一个桥臂，两个桥臂的中点构成其交流输出端，两个桥臂的两端构成其直流输出端；电流源换流器[CSC]的中点，即电流源换流器的交流输出端与串联变压器[TR1、TR2]两端相连；电流源换流器[CSC]的直流输出端与超导磁体[L]并联。
3.按照权利要求2所述的一种不对称式电流调节器，其特征在于所述的电流源换流器[CSC]的两个桥臂亦可分别由晶闸管[G1和G3]和晶闸管[G2和G4]构成。
4.按照权利要求2或3所述的一种不对称式电流调节器，其特征在于所述的绝缘门极双极型晶体管IGBT[T1、T2、T3、T4、T5、T6、T7、T8、T9、T10、T11和T12]亦可以是门极可关断晶闸管GTO、电力场效应晶体管MOSFET、其它有源电力电子器件或者超导开关，变压器[TR1、TR2]可为常规变压器或者超导变压器，开关[S13、S14、S15、S16]可以是固态开关或者电气开关。
5.权利要求1所述的一种不对称式电流调节器的控制方法，其特征在于所述的电压单元[UV]采用移相控制方式，使桥上下臂的脉冲相位互补，而桥对角线臂的脉冲时序不同相，通过调节桥对角线臂脉冲的超前或滞后时间，来改变逆变器输出电压的脉宽；电流单元[UI]通过电压单元[UV]提供的辅助电势，在电流源换流器的两支路的开关管在换相的时刻，先给要开通支路的开关管触发信号，然后控制电压源换流器的开关管，使之在变压器的原边上产生换相电压，折合到副边后，由于与流过要关断的开关管的电流方向相反，从而使流过该支路电流减少；由于与流过要开通的开关管的电流方向相同，从而使流过该支路电流增加，待到流过要关断的开关管的电流减少到零后，再关断该开关管。
全文摘要
一种用于超导磁体充放电的电流调节器，由电压单元[U
文档编号H02M3/24GK1874126SQ20051001183
公开日2006年12月6日 申请日期2005年6月1日 优先权日2005年6月1日
发明者赵彩宏, 郭文勇, 肖立业, 林良真, 余运佳 申请人:中国科学院电工研究所
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