一种磁耦合型单相高增益无桥功率因数校正电路的制作方法
一种磁耦合型单相高增益无桥功率因数校正电路的制作方法
【专利摘要】本实用新型公开了一种磁耦合型单相高增益无桥功率因数校正电路，包括交流输入电源，第一电感，第一二极管，第二二极管，第一开关管及其反并联二极管，第二开关管及其反并联二极管，第一电容，第三二极管，变压器，第二电容，第四二极管，输出电容；交流输入电源分别接第一电感、第一开关管、第二开关管；第一电感分别接第一二极管和第二二极管；第一二极管分别接第一开关管、第一电容、第三二极管；第二二极管分别接第二开关管、变压器原边、第二电容、输出电容、负载；第一电容接变压器原边；变压器副边分别接第三二极管和第二电容；变压器副边接第四二极管；第四二极管分别接输出电容和负载。本实用新型有较高的工作效率，输出电压调节范围广。
【专利说明】一种磁耦合型单相高增益无桥功率因数校正电路
【技术领域】
[0001]本实用新型涉及单相功率因数校正的【技术领域】，尤其是指一种磁耦合型单相高增益无桥功率因数校正电路。
【背景技术】
[0002]业内习知，为了减少对电网的谐波污染，要求功率大于75W的电力电子装置需具备功率因数校正功能。目前应用广泛的单相功率因数校正电路均由二极管整流桥加Boost、Flyback等DC/DC变换器构成，由于二极管整流桥普遍存在导通压降，降低了整机的效率。此外，传统的单相Boost功率因数校正电路的升压比受占空比所限，而单相Flyback功率因数校正电路一般工作在电流断续模式，开关管损耗大，且漏感会造成开关管的电压应力增大。
【发明内容】
[0003]本实用新型的目的在于克服现有技术的不足，提供一种结构合理可靠、性能优越、输出电压的调节范围更广、高效的磁耦合型单相高增益无桥功率因数校正电路。
[0004]为实现上述目的，本实用新型所提供的技术方案为:一种磁耦合型单相高增益无桥功率因数校正电路，包括有交流输入电源，第一电感，第一二极管，第二二极管，第一开关管及其反并联二极管，第二开关管及其反并联二极管，第一电容，第三二极管，变压器，第二电容，第四二极管，输出电容；其中，所述交流输入电源的一端与第一电感的一端连接，其另一端分别与第一开关管的源极和第二开关管的漏极连接；所述第一电感的另一端分别与第一二极管的阳极和第二二极管的阴极连接；所述第一二极管的阴极分别与第一开关管的漏极、第一电容的一端、第三二极管的阳极连接；所述第二二极管的阳极分别与第二开关管的源极、变压器原边的异名端、第二电容的一端、输出电容的一端、负载的一端连接；所述第一电容的另一端与变压器原边的同名端连接；所述变压器副边的异名端分别与第三二极管的阴极和第二电容的另一端连接；所述变压器副边的同名端与第四二极管的阳极连接；所述第四二极管的阴极分别与输出电容的另一端和负载的另一端连接；所述输出电容和负载并联。
[0005]所述第一开关管和第二开关管的驱动信号一致。
[0006]所述第一开关管和第二开关管为具有逆导特性的功率开关管。
[0007]所述第一开关管和第二开关管为带反并联二极管的功率开关管。
[0008]所述变压器原副边的匝比为l:n。
[0009]本实用新型与现有技术相比，具有如下优点与有益效果:
[0010]1、稳态增益为1+nD/1-D，可以通过提高变压器匝比，输出较高的直流电压；
[0011]2、利用开关管代替原有整流桥中的两个二极管，减少了器件的导通压降，提高了整机效率；[0012]3、开关管承受的电压小于输出电压，电压应力低，不仅降低了电路成本，而且尤其适用于高电压输出的场合。
【专利附图】
【附图说明】
[0013]图1为本实用新型的电路原理图。
[0014]图2为交流输入电压正半周时一个开关周期主要元件的电压电流波形图。
[0015]图3a为交流输入电压正半周时一个开关周期内电路模态图之一。
[0016]图3b为交流输入电压正半周时一个开关周期内电路模态图之二。
[0017]图3c为交流输入电压正半周时一个开关周期内电路模态图之三。
[0018]图4为交流输入电压负半周时一个开关周期主要元件的电压电流波形图。
[0019]图5a为交流输入电压负半周时一个开关周期内电路模态图之一。
[0020]图5b为交流输入电压负半周时一个开关周期内电路模态图之二。
[0021]图5c为交流输入电压负半周时一个开关周期内电路模态图之三。
[0022]图6为本实用新型电路和单相Flyback功率因数校正变换器的稳态增益对比图。
[0023]图7为第一电感 L1的电流Iu的仿真波形图。
[0024]图8为输出电压V。和第一开关管S1的漏源极电压Vsi大小对比仿真波形图。
[0025]图9为第一电感L1的电流Iu和输入电压Vin的仿真波形图。
【具体实施方式】
[0026]下面结合具体实施例对本实用新型作进一步说明。
[0027]参见图1所示，本实施例所述的磁耦合型单相高增益无桥功率因数校正电路，包括有交流输入电源AC,第一电感L1,第一二极管D1,第二二极管D2,第一开关管S1及其反并联二极管Dsi，第二开关管S2及其反并联二极管Ds2，第一电容C1，第三二极管D3,原副边匝比为l:n的变压器T，第二电容(:2，第四二极管D4，输出电容Cwt ;其中，所述交流输入电源AC的一端与第一电感1^的一端连接，其另一端分别与第一开关管S1的源极和第二开关管S2的漏极连接；所述第一电感L1的另一端分别与第一二极管D1的阳极和第二二极管D2的阴极连接；所述第一二极管D1的阴极分别与第一开关管S1的漏极、第一电容C1的一端、第三二极管D3的阳极连接；所述第二二极管D2的阳极分别与第二开关管S2的源极、变压器T原边的异名端、第二电容C2的一端、输出电容Crat的一端、负载的一端连接；所述第一电容C1的另一端与变压器T原边的同名端连接；所述变压器T副边的异名端分别与第三二极管D3的阴极和第二电容C2的另一端连接；所述变压器T副边的同名端与第四二极管D4的阳极连接；所述第四二极管D4的阴极分别与输出电容Crat的另一端和负载的另一端连接；所述输出电容Ctjut和负载并联。所述第一开关管S1和第二开关管S2的驱动信号一致，该第一开关管S1和第二开关管S2可以是具有逆导特性的功率开关管，或带反并联二极管的功率开关管。
[0028]在本实施例中，本实用新型所述的磁耦合型单相高增益无桥功率因数校正电路的具体情况如下:
[0029]I)交流输入电源的正半周，即交流输入电压Vin左正右负
[0030]在此阶段，第一二极管D1承受正向电压，一直处于导通状态，第二二极管D2承受反向电压，一直处于关断状态；此阶段的一个开关周期中第一电感L1的电流Iu、变压器T原边电感Lp2的电流Iuj2、第三二极管D3的电流Id3、输出电压V。、第一开关管S1的漏源极电压Vs1、第二开关管S2的漏源极电压Vs2、第一电容C1的电压Va、第二电容C2的电压Vc2和第三二极管03的反向电压Vd3波形图具体如图2所示。
[0031]a、在阶段h~I1，此阶段的模态图如图3a所示，在h时刻，驱动信号' ?从低电
平变为高电平，第一开关管S1和第二开关管S2导通，第一开关管S1的寄生二极管Dsi和第二开关管S2的寄生二极管Ds2承受反向电压，处于关断状态；交流输入电压Vin通过第一开关管S1和第一二极管D1给第一电感L1充电；第一电容C1通过第一开关管S1和第二开关管S2给变压器T的原边电感Lp2充电；第四二极管D4承受反向电压，处于关断状态；由于第二电容C2无放电通路，所以其电压Vc2维持不变；第三二极管D3反向电压为正，处于关断状态；输出电容Crat给负载供电,维持输出电压V。恒定。
[0032]b、在阶段^~t2，此阶段的模态图如图3b所示，在h时刻，驱动信号匕,g2从高电平变为低电平，第一开关管S1和第二开关管S2关断，第一开关管S1的寄生二极管Dsi承受反向电压为正，依然处于关断状态；第二开关管S2的寄生二极管Ds2承受反向电压为负，处于导通状态；交流输入电压Vin通过第一电感L1给第一电容C1和变压器T的原边电感Lp2充电，此时第一电容C1充电电流是第一电感L1的电流Iu ;第四二极管D4承受正向电压,处于导通状态；变压器T的副边电感Ls2和第二电容C2通过第四二极管D4给输出电容Cwt充电和负载供电；由于第二电容C2的电压大于交流输入电压Vin和第一电感L1的电压，所以第三二极管D3的反向电压为正,处于关断状态；输出电容Ctjut给负载供电,维持输出电压V。恒定。
[0033]C、在阶段t2~t3，此阶段的模态图如图3c所示，驱动信号匕&依然为低电平，第
一开关管S1和第二开关管S2关断，第一开关管S1的寄生二极管Dsi承受正向电压，处于导通状态；第二开关管S2的寄生二极管Ds2承受反向电压，处于关断状态；交流输入电压Vin通过第一电感L1给第一电容C1和变压器T的原边电感Lp2充电,此时第一电容C1充电电流小于第一电感L1的电流Iu ;第四二极管D4承受正向电压，处于导通状态；变压器T的副边电感Ls2通过第四二极管D4给输出电容Ctjut充电和负载供电；由于第二电容C2的电压小于交流输入电压Vin和第一电感L1的电压，所以第三二极管D3导通；交流输入电压Vin通过第一电感L1和第三二极管D3给第二电容C2充电。
[0034]2)交流输入电源的负半周，即交流输入电压Vin左负右正
[0035]在此阶段，第一二极管D1承受反向电压，一直处于关断状态，第二二极管D2承受正向电压，一直处于导通状态；此阶段的一个开关周期中第一电感L1的电流Iu、变压器T原边电感Lp2的电流Iuj2、第三二极管D3的电流Id3、输出电压V。、第一开关管S1的漏源极电压Vs1、第二开关管S2的漏源极电压Vs2、第一电容C1的电压Va、第二电容C2的电压Vc2和第三二极管03的反向电压Vd3波形图具体如图4所示。
[0036]a、在阶段h~h，此阶段的模态图如图5a所示，在h时刻，驱动信号P 从低电 平变为高电平，第一开关管S1和第二开关管S2导通，第一开关管S1的寄生二极管Dsi和第二开关管S2的寄生二极管Ds2承受反向电压，处于关断状态；交流输入电压Vin通过第二开关管S2和第二二极管D2给第一电感L1充电；第一电容C1通过第一开关管S1和第二开关管S2给变压器T的原边电感Lp2充电；第四二极管D4承受反向电压，处于关断状态；由于第二电容C2无放电通路，所以其电压Vc2维持不变；第三二极管D3反向电压为正，处于关断状态；输出电容Crat给负载供电,维持输出电压V。恒定。
[0037]b、在阶段&~t2，此阶段的模态图如图5b所示，在&时刻，驱动信号&从高电
平变为低电平，第一开关管S1和第二开关管S2关断，第一开关管S1的寄生二极管Dsi承受反向电压为正，依然处于关断状态；第二开关管S2的寄生二极管Ds2承受反向电压为负，处于导通状态；交流输入电压Vin通过第一电感L1给第一电容C1和变压器T的原边电感Lp2充电，此时第一电容仏的充电电流是第一电感L1的电流Iu ;第四二极管D4承受正向电压，处于导通状态；变压器T的副边电感Ls2和第二电容C2通过第四二极管D4给输出电容Crat充电和负载供电；由于第二电容C2的电压大于交流输入电压Vin和第一电感L1的电压，所以第三二极管D3反向电压为正，处于关断状态。
[0038]C、在阶段t2~t3，此阶段的模态图如图5c所示，驱动信号依然为低电平，第
一开关管S1和第二开关管S2关断，第一开关管S1的寄生二极管Dsi承受反向电压为正，依然处于关断状态；第二开关管S2的寄生二极管Ds2承受反向电压，处于导通状态；交流输入电压Vin通过第一电感L1给第一电容C1和变压器T的原边电感Lp2充电,此时第一电容C1的充电电流小于第一电感L1的电流Iu ;第四二极管D4承受正向电压，处于导通状态；变压器T的副边电感Ls2通过第四二极管D4给输出电容Crat充电和负载供电；由于第二电容C2的电压小于交流输入电压Vin和第一电感L1的电压,所以第三二极管D3导通；交流输入电压Vin通过第一电感L1和第三二极管D3给第二电容C2充电。
[0039]3)稳态增益
[0040]以交流输入电 压的正半周为例分析一种高增益无桥变换器的稳态增益。第一电感L1的电压一个开关周期平均值为零，因此可得到如下式(1)，由下式(I)可得到输入电压
Vin(t)与第二电容C2的电压。^的关系式如下式(2)。
[0041]VinD = (Vc2-Vin) (1-D)(I)
[0042]VmD= (V -K--^Xl-D)(2)
η
V.1
[0043]—^ =--C3)
V 1-D
in
[0044]变压器T的原边电感Lp2的一个开关周期平均值为零，因此可得到如下式(4)，由上式(2)、(3)和下式(5)可得到输入电压Vin(t)与输出电压V。的关系式如下式(6)。
[0045]FnD = ^(1-D)(4)
η
Kn nD(c-s
[0046]— =--(5)
V.1-D
in
V0 V01 Vco I + nD,.[0047]— = —+ ^ =--(6)
L J V.V.V.1-D
minin[0048]已知单相Flyback功率因数校正变换器的稳态增益为Nd/1-D设变压器匝比n=3
时，本实用新型电路和单相Flyback功率因数校正变换器的电压增益V</Vin随占空比D变化的波形图如图6所示。从图6中可知，在相同的占空比、匝比和输入电压的条件下，本实用新型电路的输出电压比单相Flyback功率因数校正变换器高。
[0049]现在对本实用新型实施进行仿真验证，其仿真结果具体如图7、图8和图9所示。输入电流，即第一电感L1的电流Iu的仿真波形如图7所示，其谐波含量THD值为1.9% ;输出电压V。和第一开关管S1的漏源极电压Vsi对比图如图8所示，由图中可见第一开关管S1的漏源极电压Vsi小于输出电压V。，说明开关管的电压应力较低，本实用新型电路尤其适合于输出高电压的场合；输入电流，即第一电感L1的电流Iu和输入电压Vin仿真波形图如图9所示，输入电流与输入电压的功率因数PF为0.9994，接近于I。
[0050]以上所述之实施例子只为本实用新型之较佳实施例，并非以此限制本实用新型的实施范围，故凡依本实用新型之形状、原理所作的变化，均应涵盖在本实用新型的保护范围内。
【权利要求】
1.一种磁耦合型单相高增益无桥功率因数校正电路，其特征在于:包括有交流输入电源(AC)，第一电感(1^)，第一二极管(D1),第二二极管(D2)，第一开关管(S1)及其反并联二极管(DS1)，第二开关管(S2)及其反并联二极管(DS2)，第一电容(C1),第三二极管(D3)，变压器(T)，第二电容(C2),第四二极管(D4)，输出电容(Crat);其中，所述交流输入电源(AC)的一端与第一电感(L1)的一端连接，其另一端分别与第一开关管(S1)的源极和第二开关管(S2)的漏极连接；所述第一电感(L1)的另一端分别与第一二极管(D1)的阳极和第二二极管(D2)的阴极连接；所述第一二极管(D1)的阴极分别与第一开关管(S1)的漏极、第一电容(C1)的一端、第三二极管(D3)的阳极连接；所述第二二极管(D2)的阳极分别与第二开关管(S2)的源极、变压器(T)原边的异名端、第二电容(C2)的一端、输出电容(Ctjut)的一端、负载的一端连接；所述第一电容(C1)的另一端与变压器(T)原边的同名端连接；所述变压器(T)副边的异名端分别与第三二极管(D3)的阴极和第二电容(C2)的另一端连接；所述变压器(T)副边的同名端与第四二极管(D4)的阳极连接；所述第四二极管(D4)的阴极分别与输出电容(Cout)的另一端和负载的另一端连接；所述输出电容(Cwt)和负载并联。
2.根据权利要求1所述的一种磁耦合型单相高增益无桥功率因数校正电路，其特征在于:所述第一开关管(S1)和第二开关管(S2)的驱动信号一致。
3.根据权利要求1所述的一种磁耦合型单相高增益无桥功率因数校正电路，其特征在于:所述第一开关管(S1)和第二开关管(S2)为具有逆导特性的功率开关管。
4.根据权利要求1所述的一种磁耦合型单相高增益无桥功率因数校正电路，其特征在于:所述第一开关管(S1)和第二开关管(S2)为带反并联二极管的功率开关管。
5.根据权利要求1所述的一种磁耦合型单相高增益无桥功率因数校正电路，其特征在于:所述变压器(T)原副 边的匝比为l:n。
【文档编号】H02M1/42GK203691228SQ201420011309
【公开日】2014年7月2日 申请日期:2014年1月8日 优先权日:2014年1月8日
【发明者】丘东元, 周丽萍, 张波, 肖文勋, 黄子田 申请人:华南理工大学
【专利摘要】本实用新型公开了一种磁耦合型单相高增益无桥功率因数校正电路，包括交流输入电源，第一电感，第一二极管，第二二极管，第一开关管及其反并联二极管，第二开关管及其反并联二极管，第一电容，第三二极管，变压器，第二电容，第四二极管，输出电容；交流输入电源分别接第一电感、第一开关管、第二开关管；第一电感分别接第一二极管和第二二极管；第一二极管分别接第一开关管、第一电容、第三二极管；第二二极管分别接第二开关管、变压器原边、第二电容、输出电容、负载；第一电容接变压器原边；变压器副边分别接第三二极管和第二电容；变压器副边接第四二极管；第四二极管分别接输出电容和负载。本实用新型有较高的工作效率，输出电压调节范围广。
【专利说明】一种磁耦合型单相高增益无桥功率因数校正电路
【技术领域】
[0001]本实用新型涉及单相功率因数校正的【技术领域】，尤其是指一种磁耦合型单相高增益无桥功率因数校正电路。
【背景技术】
[0002]业内习知，为了减少对电网的谐波污染，要求功率大于75W的电力电子装置需具备功率因数校正功能。目前应用广泛的单相功率因数校正电路均由二极管整流桥加Boost、Flyback等DC/DC变换器构成，由于二极管整流桥普遍存在导通压降，降低了整机的效率。此外，传统的单相Boost功率因数校正电路的升压比受占空比所限，而单相Flyback功率因数校正电路一般工作在电流断续模式，开关管损耗大，且漏感会造成开关管的电压应力增大。
【发明内容】
[0003]本实用新型的目的在于克服现有技术的不足，提供一种结构合理可靠、性能优越、输出电压的调节范围更广、高效的磁耦合型单相高增益无桥功率因数校正电路。
[0004]为实现上述目的，本实用新型所提供的技术方案为:一种磁耦合型单相高增益无桥功率因数校正电路，包括有交流输入电源，第一电感，第一二极管，第二二极管，第一开关管及其反并联二极管，第二开关管及其反并联二极管，第一电容，第三二极管，变压器，第二电容，第四二极管，输出电容；其中，所述交流输入电源的一端与第一电感的一端连接，其另一端分别与第一开关管的源极和第二开关管的漏极连接；所述第一电感的另一端分别与第一二极管的阳极和第二二极管的阴极连接；所述第一二极管的阴极分别与第一开关管的漏极、第一电容的一端、第三二极管的阳极连接；所述第二二极管的阳极分别与第二开关管的源极、变压器原边的异名端、第二电容的一端、输出电容的一端、负载的一端连接；所述第一电容的另一端与变压器原边的同名端连接；所述变压器副边的异名端分别与第三二极管的阴极和第二电容的另一端连接；所述变压器副边的同名端与第四二极管的阳极连接；所述第四二极管的阴极分别与输出电容的另一端和负载的另一端连接；所述输出电容和负载并联。
[0005]所述第一开关管和第二开关管的驱动信号一致。
[0006]所述第一开关管和第二开关管为具有逆导特性的功率开关管。
[0007]所述第一开关管和第二开关管为带反并联二极管的功率开关管。
[0008]所述变压器原副边的匝比为l:n。
[0009]本实用新型与现有技术相比，具有如下优点与有益效果:
[0010]1、稳态增益为1+nD/1-D，可以通过提高变压器匝比，输出较高的直流电压；
[0011]2、利用开关管代替原有整流桥中的两个二极管，减少了器件的导通压降，提高了整机效率；[0012]3、开关管承受的电压小于输出电压，电压应力低，不仅降低了电路成本，而且尤其适用于高电压输出的场合。
【专利附图】
【附图说明】
[0013]图1为本实用新型的电路原理图。
[0014]图2为交流输入电压正半周时一个开关周期主要元件的电压电流波形图。
[0015]图3a为交流输入电压正半周时一个开关周期内电路模态图之一。
[0016]图3b为交流输入电压正半周时一个开关周期内电路模态图之二。
[0017]图3c为交流输入电压正半周时一个开关周期内电路模态图之三。
[0018]图4为交流输入电压负半周时一个开关周期主要元件的电压电流波形图。
[0019]图5a为交流输入电压负半周时一个开关周期内电路模态图之一。
[0020]图5b为交流输入电压负半周时一个开关周期内电路模态图之二。
[0021]图5c为交流输入电压负半周时一个开关周期内电路模态图之三。
[0022]图6为本实用新型电路和单相Flyback功率因数校正变换器的稳态增益对比图。
[0023]图7为第一电感 L1的电流Iu的仿真波形图。
[0024]图8为输出电压V。和第一开关管S1的漏源极电压Vsi大小对比仿真波形图。
[0025]图9为第一电感L1的电流Iu和输入电压Vin的仿真波形图。
【具体实施方式】
[0026]下面结合具体实施例对本实用新型作进一步说明。
[0027]参见图1所示，本实施例所述的磁耦合型单相高增益无桥功率因数校正电路，包括有交流输入电源AC,第一电感L1,第一二极管D1,第二二极管D2,第一开关管S1及其反并联二极管Dsi，第二开关管S2及其反并联二极管Ds2，第一电容C1，第三二极管D3,原副边匝比为l:n的变压器T，第二电容(:2，第四二极管D4，输出电容Cwt ;其中，所述交流输入电源AC的一端与第一电感1^的一端连接，其另一端分别与第一开关管S1的源极和第二开关管S2的漏极连接；所述第一电感L1的另一端分别与第一二极管D1的阳极和第二二极管D2的阴极连接；所述第一二极管D1的阴极分别与第一开关管S1的漏极、第一电容C1的一端、第三二极管D3的阳极连接；所述第二二极管D2的阳极分别与第二开关管S2的源极、变压器T原边的异名端、第二电容C2的一端、输出电容Crat的一端、负载的一端连接；所述第一电容C1的另一端与变压器T原边的同名端连接；所述变压器T副边的异名端分别与第三二极管D3的阴极和第二电容C2的另一端连接；所述变压器T副边的同名端与第四二极管D4的阳极连接；所述第四二极管D4的阴极分别与输出电容Crat的另一端和负载的另一端连接；所述输出电容Ctjut和负载并联。所述第一开关管S1和第二开关管S2的驱动信号一致，该第一开关管S1和第二开关管S2可以是具有逆导特性的功率开关管，或带反并联二极管的功率开关管。
[0028]在本实施例中，本实用新型所述的磁耦合型单相高增益无桥功率因数校正电路的具体情况如下:
[0029]I)交流输入电源的正半周，即交流输入电压Vin左正右负
[0030]在此阶段，第一二极管D1承受正向电压，一直处于导通状态，第二二极管D2承受反向电压，一直处于关断状态；此阶段的一个开关周期中第一电感L1的电流Iu、变压器T原边电感Lp2的电流Iuj2、第三二极管D3的电流Id3、输出电压V。、第一开关管S1的漏源极电压Vs1、第二开关管S2的漏源极电压Vs2、第一电容C1的电压Va、第二电容C2的电压Vc2和第三二极管03的反向电压Vd3波形图具体如图2所示。
[0031]a、在阶段h~I1，此阶段的模态图如图3a所示，在h时刻，驱动信号' ?从低电
平变为高电平，第一开关管S1和第二开关管S2导通，第一开关管S1的寄生二极管Dsi和第二开关管S2的寄生二极管Ds2承受反向电压，处于关断状态；交流输入电压Vin通过第一开关管S1和第一二极管D1给第一电感L1充电；第一电容C1通过第一开关管S1和第二开关管S2给变压器T的原边电感Lp2充电；第四二极管D4承受反向电压，处于关断状态；由于第二电容C2无放电通路，所以其电压Vc2维持不变；第三二极管D3反向电压为正，处于关断状态；输出电容Crat给负载供电,维持输出电压V。恒定。
[0032]b、在阶段^~t2，此阶段的模态图如图3b所示，在h时刻，驱动信号匕,g2从高电平变为低电平，第一开关管S1和第二开关管S2关断，第一开关管S1的寄生二极管Dsi承受反向电压为正，依然处于关断状态；第二开关管S2的寄生二极管Ds2承受反向电压为负，处于导通状态；交流输入电压Vin通过第一电感L1给第一电容C1和变压器T的原边电感Lp2充电，此时第一电容C1充电电流是第一电感L1的电流Iu ;第四二极管D4承受正向电压,处于导通状态；变压器T的副边电感Ls2和第二电容C2通过第四二极管D4给输出电容Cwt充电和负载供电；由于第二电容C2的电压大于交流输入电压Vin和第一电感L1的电压，所以第三二极管D3的反向电压为正,处于关断状态；输出电容Ctjut给负载供电,维持输出电压V。恒定。
[0033]C、在阶段t2~t3，此阶段的模态图如图3c所示，驱动信号匕&依然为低电平，第
一开关管S1和第二开关管S2关断，第一开关管S1的寄生二极管Dsi承受正向电压，处于导通状态；第二开关管S2的寄生二极管Ds2承受反向电压，处于关断状态；交流输入电压Vin通过第一电感L1给第一电容C1和变压器T的原边电感Lp2充电,此时第一电容C1充电电流小于第一电感L1的电流Iu ;第四二极管D4承受正向电压，处于导通状态；变压器T的副边电感Ls2通过第四二极管D4给输出电容Ctjut充电和负载供电；由于第二电容C2的电压小于交流输入电压Vin和第一电感L1的电压，所以第三二极管D3导通；交流输入电压Vin通过第一电感L1和第三二极管D3给第二电容C2充电。
[0034]2)交流输入电源的负半周，即交流输入电压Vin左负右正
[0035]在此阶段，第一二极管D1承受反向电压，一直处于关断状态，第二二极管D2承受正向电压，一直处于导通状态；此阶段的一个开关周期中第一电感L1的电流Iu、变压器T原边电感Lp2的电流Iuj2、第三二极管D3的电流Id3、输出电压V。、第一开关管S1的漏源极电压Vs1、第二开关管S2的漏源极电压Vs2、第一电容C1的电压Va、第二电容C2的电压Vc2和第三二极管03的反向电压Vd3波形图具体如图4所示。
[0036]a、在阶段h~h，此阶段的模态图如图5a所示，在h时刻，驱动信号P 从低电 平变为高电平，第一开关管S1和第二开关管S2导通，第一开关管S1的寄生二极管Dsi和第二开关管S2的寄生二极管Ds2承受反向电压，处于关断状态；交流输入电压Vin通过第二开关管S2和第二二极管D2给第一电感L1充电；第一电容C1通过第一开关管S1和第二开关管S2给变压器T的原边电感Lp2充电；第四二极管D4承受反向电压，处于关断状态；由于第二电容C2无放电通路，所以其电压Vc2维持不变；第三二极管D3反向电压为正，处于关断状态；输出电容Crat给负载供电,维持输出电压V。恒定。
[0037]b、在阶段&~t2，此阶段的模态图如图5b所示，在&时刻，驱动信号&从高电
平变为低电平，第一开关管S1和第二开关管S2关断，第一开关管S1的寄生二极管Dsi承受反向电压为正，依然处于关断状态；第二开关管S2的寄生二极管Ds2承受反向电压为负，处于导通状态；交流输入电压Vin通过第一电感L1给第一电容C1和变压器T的原边电感Lp2充电，此时第一电容仏的充电电流是第一电感L1的电流Iu ;第四二极管D4承受正向电压，处于导通状态；变压器T的副边电感Ls2和第二电容C2通过第四二极管D4给输出电容Crat充电和负载供电；由于第二电容C2的电压大于交流输入电压Vin和第一电感L1的电压，所以第三二极管D3反向电压为正，处于关断状态。
[0038]C、在阶段t2~t3，此阶段的模态图如图5c所示，驱动信号依然为低电平，第
一开关管S1和第二开关管S2关断，第一开关管S1的寄生二极管Dsi承受反向电压为正，依然处于关断状态；第二开关管S2的寄生二极管Ds2承受反向电压，处于导通状态；交流输入电压Vin通过第一电感L1给第一电容C1和变压器T的原边电感Lp2充电,此时第一电容C1的充电电流小于第一电感L1的电流Iu ;第四二极管D4承受正向电压，处于导通状态；变压器T的副边电感Ls2通过第四二极管D4给输出电容Crat充电和负载供电；由于第二电容C2的电压小于交流输入电压Vin和第一电感L1的电压,所以第三二极管D3导通；交流输入电压Vin通过第一电感L1和第三二极管D3给第二电容C2充电。
[0039]3)稳态增益
[0040]以交流输入电 压的正半周为例分析一种高增益无桥变换器的稳态增益。第一电感L1的电压一个开关周期平均值为零，因此可得到如下式(1)，由下式(I)可得到输入电压
Vin(t)与第二电容C2的电压。^的关系式如下式(2)。
[0041]VinD = (Vc2-Vin) (1-D)(I)
[0042]VmD= (V -K--^Xl-D)(2)
η
V.1
[0043]—^ =--C3)
V 1-D
in
[0044]变压器T的原边电感Lp2的一个开关周期平均值为零，因此可得到如下式(4)，由上式(2)、(3)和下式(5)可得到输入电压Vin(t)与输出电压V。的关系式如下式(6)。
[0045]FnD = ^(1-D)(4)
η
Kn nD(c-s
[0046]— =--(5)
V.1-D
in
V0 V01 Vco I + nD,.[0047]— = —+ ^ =--(6)
L J V.V.V.1-D
minin[0048]已知单相Flyback功率因数校正变换器的稳态增益为Nd/1-D设变压器匝比n=3
时，本实用新型电路和单相Flyback功率因数校正变换器的电压增益V</Vin随占空比D变化的波形图如图6所示。从图6中可知，在相同的占空比、匝比和输入电压的条件下，本实用新型电路的输出电压比单相Flyback功率因数校正变换器高。
[0049]现在对本实用新型实施进行仿真验证，其仿真结果具体如图7、图8和图9所示。输入电流，即第一电感L1的电流Iu的仿真波形如图7所示，其谐波含量THD值为1.9% ;输出电压V。和第一开关管S1的漏源极电压Vsi对比图如图8所示，由图中可见第一开关管S1的漏源极电压Vsi小于输出电压V。，说明开关管的电压应力较低，本实用新型电路尤其适合于输出高电压的场合；输入电流，即第一电感L1的电流Iu和输入电压Vin仿真波形图如图9所示，输入电流与输入电压的功率因数PF为0.9994，接近于I。
[0050]以上所述之实施例子只为本实用新型之较佳实施例，并非以此限制本实用新型的实施范围，故凡依本实用新型之形状、原理所作的变化，均应涵盖在本实用新型的保护范围内。
【权利要求】
1.一种磁耦合型单相高增益无桥功率因数校正电路，其特征在于:包括有交流输入电源(AC)，第一电感(1^)，第一二极管(D1),第二二极管(D2)，第一开关管(S1)及其反并联二极管(DS1)，第二开关管(S2)及其反并联二极管(DS2)，第一电容(C1),第三二极管(D3)，变压器(T)，第二电容(C2),第四二极管(D4)，输出电容(Crat);其中，所述交流输入电源(AC)的一端与第一电感(L1)的一端连接，其另一端分别与第一开关管(S1)的源极和第二开关管(S2)的漏极连接；所述第一电感(L1)的另一端分别与第一二极管(D1)的阳极和第二二极管(D2)的阴极连接；所述第一二极管(D1)的阴极分别与第一开关管(S1)的漏极、第一电容(C1)的一端、第三二极管(D3)的阳极连接；所述第二二极管(D2)的阳极分别与第二开关管(S2)的源极、变压器(T)原边的异名端、第二电容(C2)的一端、输出电容(Ctjut)的一端、负载的一端连接；所述第一电容(C1)的另一端与变压器(T)原边的同名端连接；所述变压器(T)副边的异名端分别与第三二极管(D3)的阴极和第二电容(C2)的另一端连接；所述变压器(T)副边的同名端与第四二极管(D4)的阳极连接；所述第四二极管(D4)的阴极分别与输出电容(Cout)的另一端和负载的另一端连接；所述输出电容(Cwt)和负载并联。
2.根据权利要求1所述的一种磁耦合型单相高增益无桥功率因数校正电路，其特征在于:所述第一开关管(S1)和第二开关管(S2)的驱动信号一致。
3.根据权利要求1所述的一种磁耦合型单相高增益无桥功率因数校正电路，其特征在于:所述第一开关管(S1)和第二开关管(S2)为具有逆导特性的功率开关管。
4.根据权利要求1所述的一种磁耦合型单相高增益无桥功率因数校正电路，其特征在于:所述第一开关管(S1)和第二开关管(S2)为带反并联二极管的功率开关管。
5.根据权利要求1所述的一种磁耦合型单相高增益无桥功率因数校正电路，其特征在于:所述变压器(T)原副 边的匝比为l:n。
【文档编号】H02M1/42GK203691228SQ201420011309
【公开日】2014年7月2日 申请日期:2014年1月8日 优先权日:2014年1月8日
【发明者】丘东元, 周丽萍, 张波, 肖文勋, 黄子田 申请人:华南理工大学
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