显示装置及其驱动方法
专利名称：显示装置及其驱动方法
技术领域：
本发明涉及一种显示装置，更特别是涉及有机EL显示器或FED等使用了电流驱动 元件的显示装置及其驱动方法。
背景技术：
近年来，随着对于薄型、质量轻、可高速响应的显示器的需求的增长，对于有机 EL (Electro Luminescence 电致发光)显示器或 FED (FieldEmission Display 场致发射 显示器)的研发日益活跃。有机EL显示器中包含的有机EL元件其施加的电压越高，流过的电流越大，则其发 光亮度越高。然而，有机EL元件的亮度和电压之间的关系容易受驱动时间或周边温度等的 影响而变动。因此，若对有机EL显示器采用电压控制型的驱动方式，则要抑制有机EL元件 的亮度的偏差是非常困难的。与此不同的是，有机EL元件的亮度与电流大致成正比，该正 比关系不易受周边温度等外界因素的影响，因而，最好对有机EL显示器采用电流控制型的 驱动方式。另一方面，显示装置的像素电路或驱动电路使用由非晶硅、低温多晶硅、 CG(Continuous Grain 连续晶粒)硅等构成的 TFT(Thin Film Transistor 薄膜晶体管) 来构成。然而，在TFT的特性(例如阈值电压或迁移率)中容易产生偏差。因此，在有机EL 显示器的像素电路中设置对TFT的特性的偏差进行补偿的电路，利用该电路的作用来抑制 有机EL元件的亮度的偏差。在电流控制型的驱动方法中，对TFT的特性的偏差进行补偿的方式大致分为用电 流信号来控制流过驱动用TFT的电流量的电流编程方式、和用电压信号来控制该电流量的 电压编程方式。若使用电流编程方式，则能对阈值电压和迁移率的偏差进行补偿，若使用电 压编程方式，则只能对阈值电压的偏差进行补偿。然而，电流编程方式中存在如下问题，第一，由于是处理非常微小量的电流，因此 像素电路或驱动电路的设计较为困难，第二，由于在设定电流信号的期间受寄生电容的影 响较大，因此难以将面积做大。与此不同的是，电压编程方式中，寄生电容等的影响很小，电 路设计也比较容易。另外，迁移率的偏差对电流量带来的影响、相比阈值电压的偏差对电流 量带来的影响要小，而迁移率的偏差可在TFT制造工艺中在某种程度上将其抑制住。因而， 即使是采用电压编程方式的显示装置，也能得到相当好的显示品质。对于采用电流驱动型的驱动方式的有机EL显示器，以往已知有如下所示的像素 电路。图11是专利文献1所记载的像素电路的电路图。图11所示的像素电路90具有驱动 用TFT91、开关用TFT92 94、电容95、96、及有机EL元件97 (也称为OLED =Organic Light Emitting Diode (有机发光二极管))。像素电路90中包含的TFT都为P沟道型。
像素电路90中，驱动用TFT91、开关用TFT94及有机EL元件97以该顺序串联设置 在电源布线Vp (电位为VDD)和共用阴极(GND)之间。电容95和开关用TFT92以该顺序串 联设置在驱动用TFT91的栅极端子和数据线Sj之间。开关用TFT93设置在驱动用TFT91 的栅极端子和漏极端子之间，电容96设置在驱动用TFT91的栅极端子和电源布线Vp之间。 开关用TFT92、93、94的栅极端子分别与扫描线Gi、自动归零线AZi及照明线ILi连接。图12是对像素电路90进行数据写入时的时序图。在时刻to之前，扫描线Gi和自 动归零线AZi的电位被控制成高电平，照明线ILi的电位被控制成低电平，数据线Sj的电 位被控制成基准电位Vstd。在时刻t0，扫描线Gi的电位变化成低电位时，则开关用TFT92 变化成导通状态。接着在时刻tl，自动归零线AZi的电位变化成低电平时，则开关用TFT93 变化成导通状态。由此，驱动用TFT91的栅极端子和漏极端子成为相同电位。接着在时刻t2，照明线ILi的电位变化成高电平时，则开关用TFT94变化成非 导通状态。此时，电流从电源布线Vp经由驱动用TFT91和开关用TFT93流入到驱动用 TFT91的栅极端子，驱动用TFT91的栅极端子电位在驱动用TFT91为导通状态的期间上 升。驱动用TFT91的栅极-源极之间的电压变成阈值电压Vth(负值)(即栅极端子电位 变成(VDD+Vth))时，则变化成非导通状态。因而，驱动用TFT91的栅极端子电位上升直到 (VDD+Vth)为止。接着在时刻t3，自动归零线AZi的电位变化成高电平时，则开关用TFT93变化成 非导通状态。此时在电容95中，保持驱动用TFT91的栅极端子和数据线Sj之间的电位差 (VDD+Vth-Vstd)。接着在时刻t4，数据线Sj的电位从基准电位Vstd变化成数据电位Vdata时，则驱 动用TFT91的栅极端子电位变化相同的量(Vdata-Vstd)，成为(VDD+Vth+Vdata-Vstd)。接 着在时刻t5，扫描线Gi的电位变化成高电平时，则开关用TFT92变化成非导通状态。此时 在电容96中，保持驱动用TFT91的栅极-源极之间的电压(Vth+Vdata-Vstd)。接着在时刻 t6，数据线Sj的电位从数据电位Vdata变化成基准电位Vstd。接着在时刻t7，照明线ILi的电位变化成低电平时，则开关用TFT94变化成导通状 态。由此，电流从电源布线Vp经由驱动用TFT91和开关用TFT94流到有机EL元件97。流 过驱动用TFT91的电流量根据栅极端子电位(VDD+Vth+Vdata-Vstd)而增减，但即使阈值电 压Vth不同，只要电位差(Vdata-Vstd)相同，电流量便相同。因而，与电位Vdata对应的量 的电流流到有机EL元件97，有机EL元件97以和数据电压Vdata对应的亮度发光，而不取 决于阈值电压Vth的值。除此以外，对于有机EL显示器而言，还已知有在像素电路的外部设置阈值校正电 路的方法、和将阈值校正期间设定得比像素电路的选择期间要长的方法。例如，专利文献2 中记载了如下方法，即，测定驱动元件的电流能力，将其存储在设于像素电路的外部的存储 器中，根据存储的电流能力使提供给面板的电压变化(参照图1 。另外，专利文献3中记 载了如下方法，即，为了将阈值校正期间设定得比选择期间要长，在耦合电容的一端设置用 于提供初始电压的开关。专利文献1 国际公开第98/48403号小册子专利文献2 日本国专利特开2002-278513号公报专利文献3 日本国专利特开2004-133240号公报
如上所述，若使用图11所示的像素电路，则能够对驱动用TFT91的阈值电压的偏 差进行补偿，并以所要的亮度使有机EL元件97发光。然而，该像素电路(以下称为现有的 像素电路)中存在如下问题。第一个问题是不能高效利用数据电压的振幅。现有的像素电路中，由于利用电容 耦合进行数据写入，因此即使从像素电路的外部写入某一数据电压，作为过驱动电压实际 施加到驱动用TFT的电压也变成其Cc/(Cc+CS+CgS)倍(这里，Cc为电容95的电容量，Cs 为电容96的电容量，Cgs为驱动用TFT91的栅极-源极之间的电容量)。由于这样不能高 效利用数据电压，因此数据驱动器电路的功耗增大。若极端增大耦合电容Ce，则虽然能高效 利用数据电压的振幅，但那样的话像素电路的面积增大。另外，还存在如下问题，即，无法以 高精度进行控制的寄生电容Cgs会给驱动电压带来影响。第二个问题是阈值校正的精度较低。如上所述，由于实际的驱动电压变成从外部 提供的电压的Cc/(Cc+CS+CgS)倍，因此阈值校正的效果也变成Cc/(Cc+CS+CgS)倍。因此， 难以完全校正阈值电压。第三个问题是像素电路的规模变大。如上所述，作为应对寄生电容的措施而使耦 合电容Cc增大时，则像素电路的布局中电容95所占的面积增大。因此，在使光从基板下部 射出的底部发光结构的有机EL显示器中，开口率降低。另外，由于电路面积的增大成为制 造时的成品率降低的主要原因，因此需要减少像素电路的面积和元件数量。第四个问题是在制造时难以进行检查。现有的像素电路中，由于驱动用TFT的栅 极端子通过电容与数据线连接，因此难以经由数据线检查驱动用TFT的电流。因此，难以通 过检查来提高成品率。第五个问题是阈值校正期间被限制在较短的时间。现有的像素电路中，需要在像 素电路的选择期间内进行阈值校正和数据写入。为了进行阈值校正，需要直到二极管连接 的驱动元件的栅极-源极之间的电压与阈值电压充分接近为止所需的时间。然而，在高清 晰的显示装置中，选择期间的长度变得极短。例如，在以60帧/s驱动分辨率为VGA的面板 的情况下，选择期间约为30μ S。在这么短的时间中要完成阈值校正和数据写入是困难的。根据专利文献2所记载的方法，虽然能解决上述第三个问题，但为了设置存储各 驱动元件的电流能力的存储器，周边电路的成本和布局面积增大。另外，根据专利文献3所 记载的方法，虽然能解决上述第五个问题，但为了设置提供初始电压的开关，像素电路的规 模进一步变大。
发明内容
因而，本发明的目的在于提供高效利用数据电压的振幅、并以高精度进行阈值校 正、而不使像素电路的规模增大的显示装置。本发明的第1方面是电流驱动型的显示装置，具有多个像素电路，该多个像素电路与多个扫描线和多个数据线的各交叉点对应配 置，分别包含电光元件和驱动元件，所述驱动元件的控制端子通过开关元件与所述数据线 连接；扫描信号输出电路，该扫描信号输出电路使用所述扫描线来选择写入对象的像素 电路，并且进行控制，使得与所述驱动元件的阈值电压对应的电压从所选择的像素电路输
6出到所述数据线；及显示信号输出电路，该显示信号输出电路根据输出到所述数据线的电压，将对与 显示数据对应的数据电压加上或减去与所述阈值电压对应的校正电压后的电压施加到所 述数据线。本发明的第2方面是在本发明的第1方面中，其特征为，所述电光元件及所述驱动元件在所述像素电路内串联设置在两根电源布线之间，所述像素电路还包括第一开关元件，该第一开关元件与所述驱动元件的控制端子和所述数据线连接；第二开关元件，该第二开关元件设置在所述驱动元件的控制端子和一侧的导通端 子之间；第三开关元件，该第三开关元件与所述电光元件及所述驱动元件一起串联设置在 所述电源布线之间；及电容，该电容的一端与所述驱动元件的控制端子连接。本发明的第3方面是在本发明的第2方面中，其特征为，所述扫描信号输出电路对写入对象的像素电路进行控制，将所述第一及第二开关 元件设定成导通状态，将所述第三开关元件设定成非导通状态，接着使所述第二开关元件 变化成非导通状态，进一步使所述第一开关元件变化成非导通状态，使所述第三开关元件 变化成导通状态，所述显示信号输出电路根据所述第二开关元件处于导通状态时的所述数据线的 电压，在所述第二开关元件变化成非导通状态后，将对所述数据电压加上或减去所述校正 电压后的电压施加到所述数据线。本发明的第4方面是在本发明的第2方面中，其特征为，所述驱动元件及所述第一、第二、及第三开关元件为薄膜晶体管，所述第一及第三开关元件中，一个为P沟道型，另一个为N沟道型，两者的控制端 子与公共的布线连接。本发明的第5方面是在本发明的第2方面中，其特征为，所述驱动元件及所述第一、第二、及第三开关元件为薄膜晶体管，所述第二及第三开关元件中，一个为P沟道型，另一个为N沟道型，两者的控制端 子与公共的布线连接。本发明的第6方面是在本发明的第2方面中，其特征为，所述驱动元件为P沟道型的增强型晶体管，由所述扫描信号输出电路所选择的像素电路，将从所述电源布线的电压中的较高 的电压减去与所述驱动元件的阈值电压对应的电压的绝对值后的电压，输出到所述数据 线。本发明的第7方面是在本发明的第2方面中，其特征为，所述驱动元件为N沟道型的增强型晶体管，由所述扫描信号输出电路所选择的像素电路，将对所述电源布线的电压中的较低 的电压加上与所述驱动元件的阈值电压对应的电压的绝对值后的电压，输出到所述数据 线。
本发明的第8方面是在本发明的第2方面中，其特征为，所述显示信号输出电路在所述第一开关元件的导通期间的一部分期间，向所述数 据线施加预定的固定电压。本发明的第9方面是在本发明的第1方面中，其特征为，所述显示信号输出电路包括多个模拟缓冲器、对每一所述数据线设置的多个校正 用电容、及多个开关电路，所述开关电路进行切换，使得将所述校正用电容的一侧的电极与所述数据线连 接，并向另一侧的电极施加预定的固定电压，或者将所述校正用电容的一侧的电极通过所 述模拟缓冲器与所述数据线连接，并向另一侧的电极施加所述数据电压。本发明的第10方面是在本发明的第9方面中，其特征为，对每多个所述数据线设置所述模拟缓冲器。本发明的第11方面是显示装置的驱动方法，所述显示装置具有多个像素电路，该 多个像素电路与多个扫描线和多个数据线的各交叉点对应配置，分别包含电光元件和驱动 元件，所述驱动元件的控制端子通过开关元件与所述数据线连接，包括使用所述扫描线来选择写入对象的像素电路、并且进行控制使得与所述驱动元件 的阈值电压对应的电压从所选择的像素电路输出到所述数据线的步骤；及根据输出到所述数据线的电压、将对与显示数据对应的数据电压加上或减去与所 述阈值电压对应的校正电压后的电压施加到所述数据线的步骤。根据本发明的第1或第11方面，能够从所选择的像素电路读出与驱动元件的阈值 电压对应的电压，并将对数据电压加上或减去校正电压(与阈值电压对应的电压)后的电 压提供给驱动元件的控制端子。因而，能够检测驱动元件的阈值电压以补偿阈值电压的偏 差，并以所要的亮度使电光元件发光。另外，通过在像素电路的外部设置阈值校正电路，使 用数据线检测阈值电压，从而能够缩小像素电路的规模和面积。另外，通过将阈值电压作为 电压信号进行检测，从而与反馈电流信号的情况不同，无需电流电压变换元件，因此能够抑 制校正效果的偏差。另外，由于不通过耦合电容而向驱动元件的控制端子提供所要的电压， 因此能够有效利用数据电压的振幅，并减小功耗。根据本发明的第2方面，能够减少阈值校正中使用的电容，使开口率和成品率提 高，并减小功耗。根据本发明的第3方面，能够将像素电路的选择期间分成检测阈值电压的期间和 写入校正后的数据电压的期间，并使得用于读出阈值电压的反馈线和用于写入数据的数据 线公用化。根据本发明的第4或第5方面，能够使得与第一、第二、及第三开关元件的控制端 子连接的布线公用化以较少布线数，并进一步提高像素的开口率。根据本发明的第6方面，由于对P沟道型的驱动元件若将减去阈值电压的绝对值 后的电压提供给控制端子便能补偿阈值电压的偏差，因此能够使用从所选择的像素电路输 出的电压来对驱动电压的阈值电压的偏差进行补偿。根据本发明的第7方面，由于对N沟道型的驱动元件若将加上阈值电压的绝对值 后的电压提供给控制端子便能补偿阈值电压的偏差，因此能够使用从所选择的像素电路输 出的电压来对驱动电压的阈值电压的偏差进行补偿。
根据本发明的第8方面，通过向驱动元件的控制端子提供适当的固定电压，从而 能够缩短直到与驱动元件的阈值电压对应的电压被输出到数据线为止所需的时间。因而， 即使在阈值校正期间较短的情况下，也能够抑制校正效果的偏差，并使画质提高。根据本发明的第9方面，显示信号输出电路能够将对数据线的电压加上“数据电 压和固定电压之差”后的电压施加到数据线。因而，若适当地确定固定电压，便能够根据从 像素电路输出到数据线的电压，将对数据电压加上或减去校正电压(与驱动元件的阈值电 压对应的电压)后的电压施加到数据线。另外，通过在像素电路的外部进行该加法或减法， 从而能够减小像素电路的规模。另外，通过在校正电容和数据线之间设置模拟缓冲器，从而 能够抑制因保持在校正用电容中的电压的耦合所造成的衰减，并实现高画质。根据本发明的第10方面，对每多个数据线配置为了对每一数据线配置而使得电 路规模较大的模拟缓冲器，能够实现高清晰的显示面板。
图1是表示本发明的第一至第三实施方式的显示装置的结构的方框图。图2是本发明的第一实施方式的显示装置中包含的像素电路和阈值校正电路的 电路图。图3是对本发明的第一实施方式的显示装置中的像素电路进行数据写入时的时 序图。图4是表示二极管连接的TFT中的栅极-源极之间的电压随时间变化的例子的 图。图5A是具有偏移抵消功能的缓冲器的电路图。图5B是图5A所示的缓冲器的时序图。图5C是用于说明图5A所示的缓冲器的动作的说明图。图5D是用于说明图5A所示的缓冲器的动作的说明图。图6A是本发明的第一实施方式的第一变形例的显示装置中包含的像素电路的电 路图。图6B是本发明的第一实施方式的第二变形例的显示装置中包含的像素电路的电 路图。图7是本发明的第二实施方式的显示装置中包含的像素电路和阈值校正电路的 电路图。图8是对本发明的第二实施方式的显示装置中的像素电路进行数据写入时的时 序图。图9是本发明的第三实施方式的显示装置中包含的阈值校正电路的电路图。图10是对本发明的第三实施方式的显示装置中的像素电路进行数据写入时的时 序图。图11是现有的显示装置中包含的像素电路的电路图。图12是对图11所示的像素电路进行数据写入时的时序图。图13是表示现有的显示装置的结构的方框图。标号说明
1…显示装置2…显示控制电路3…栅极驱动器电路4…源极驱动器电路5…移位寄存器6…寄存器7…锁存器8…数模变换器9、20、50、60…阈值校正电路Aij、10、17、18、40 …像素电路11、41 …驱动用 TFT12 14、42 44...开关用 TFT15、45…有机EL元件16、26、46 …电容21 25、61 …开关27…模拟缓冲器
具体实施例方式参照图1 图10，说明本发明的第一至第三实施方式的显示装置。以下所示的显 示装置具有包括电光元件和多个开关元件在内的像素电路。像素电路中包含的开关元件可 用低温多晶硅TFT或CG硅TFT或非晶硅TFT等构成。由于这些TFT的结构和制造工艺是公 知的，因此这里省略其说明。另外，设像素电路中包含的电光元件为有机EL元件。由于有 机EL元件的结构也是公知的，因此这里省略其说明。下面，说明第一至第三实施方式中共 同的显示装置的整体结构，然后说明各实施方式的显示装置的像素电路和阈值校正电路。(显示装置的整体结构)图1是表示本发明的第一至第三实施方式的显示装置的结构的方框图。图1所 示的显示装置1具有多个像素电路Aij (i为1以上η以下的整数，j为1以上m以下的整 数)、显示控制电路2、栅极驱动器电路3、及源极驱动器电路4。栅极驱动器电路3起到作 为扫描信号输出电路的功能，源极驱动器电路4起到作为显示信号输出电路的功能。显示装置1中设置有相互平行的多个扫描线Gi、及与之垂直且相互平行的多个数 据线Sj。像素电路Aij对应于扫描线Gi和数据线Sj的各交叉点呈矩阵状配置。另外，与 扫描线Gi平行配置有相互平行的多个控制线Wi、Ri。扫描线Gi和控制线Wi、Ri与栅极驱 动器电路3连接，数据线Sj与源极驱动器电路4连接。而且在像素电路Aij的配置区域， 配置有未图示的电源布线Vp和共用阴极Vcom。此外，也可配置阴极布线CAi，以取代共用 阴极Vcom。显示控制电路2对栅极驱动器电路3输出时序信号0E、起始脉冲YI及时钟YCK， 对源极驱动器电路4输出起始脉冲SP、时钟CLK、显示数据DA、及锁存脉冲LP。另外，显示 控制电路2控制源极驱动器电路4的控制线SCANl SCAN3的电位。栅极驱动器电路3包含移位寄存器电路、逻辑运算电路、及缓冲器(均未图示)。移位寄存器电路与时钟YCK同步地依次传送起始脉冲YI。运算逻辑电路在从移位寄存器 电路的各级输出的脉冲和时序信号OE之间进行逻辑运算。逻辑运算电路的输出经由缓冲 器，提供给对应的扫描线Gi和控制线Wi、Ri。一根扫描线Gi与m个像素电路Aij连接，像 素电路Aij使用扫描线Gi按每m个像素电路一起选择。源极驱动器电路4包含m位移位寄存器5、寄存器6、锁存器7、m个数模转换器8、 及m个阈值校正电路9，进行以相同时序向一行的像素电路Aij发送数据的线顺序扫描。更 详细而言，移位寄存器5具有级联连接的m个寄存器，与时钟CLK同步地传送提供给第一级 寄存器的起始脉冲SP，从各级的寄存器输出时序脉冲DLP。对应于时序脉冲DLP的输出时 序，向寄存器6提供显示数据DA。寄存器6按照时序脉冲DLP，存储显示数据DA。当一行的 显示数据DA被存储到寄存器6时，则显示控制电路2对锁存器7输出锁存脉冲LP。锁存器 7接受锁存脉冲LP时，则保持存储在寄存器6中的显示数据。数模转换器8和阈值校正电路9对应于数据线Sj设置。数模转换器8将锁存器 7所保持的显示数据转换成模拟信号电压，输出到对应的阈值校正电路9。阈值校正电路9 经由数据线Sj接受从由栅极驱动器电路3所选择的像素电路Aij输出的电压(与驱动用 TFT的阈值电压对应的电压)，根据该电压，将对数模转换器8的输出电压加上或减去与驱 动用TFT的阈值电压对应的校正电压后的电压施加到数据线Sj。利用阈值校正电路9的作 用，能够对像素电路Aij中包含的驱动用TFT的阈值电压的偏差进行补偿(详细情况将在 后面阐述)。此外，源极驱动器电路4也可进行向各像素电路逐个依次发送数据的点顺序扫 描，以取代线顺序扫描。进行点顺序扫描时，在某一扫描线Gi被选择的期间，数据线Sj的 电压由数据线Sj的电容来保持。由于进行点顺序扫描的源极驱动器电路的结构是公知的， 因此这里省略说明。(第一实施方式)图2是本发明的第一实施方式的显示装置中包含的像素电路和阈值校正电路的 电路图。图2所示的像素电路10和阈值校正电路20与图1中的像素电路Aij和阈值校正 电路9相当。如图2所示，像素电路10具有驱动用TFT11、开关用TFT12 14、有机EL元 件15、及电容16。驱动用TFTll为P沟道型的增强型，开关用TFT12、13为N沟道型，开关 用TFT14为P沟道型。像素电路10与电源布线Vp、共用阴极Vcom、扫描线Gi、控制线Wi、Ri、及数据线 Sj连接。以下，设电源布线Vp的电位为VDD，设共用阴极Vcom的电位为VSS (这里，VDD > VSS)。共用阴极Vcom成为显示装置内的所有的有机EL元件15的共用电极。像素电路10中，在电源布线Vp和共用阴极Vcom之间，从电源布线Vp —侧起依次 串联设置有驱动用TFTl 1、开关用TFT14及有机EL元件15。在驱动用TFTl 1的栅极端子和数 据线Sj之间设置有开关用TFT12。在驱动用TFTll的栅极端子和漏极端子之间设置有开关 用TFT13，在驱动用TFTll的栅极端子和电源布线Vp之间设置有电容16。开关用TFT12 14的栅极端子分别与扫描线Gi、控制线Wi、及控制线Ri连接。扫描线Gi及控制线Wi、Ri 的电位由栅极驱动器电路3来控制，数据线Sj的电位由源极驱动器电路4来控制。以下将 与驱动用TFTll的栅极端子连接的结点称为A。阈值校正电路20具有开关21 25、电容沈、及模拟缓冲器27，与数据线Sj连接。开关21 25都为N沟道型的晶体管，模拟缓冲器27为电压跟随器电路(单位增益放大 器)O将与电容沈的一侧的电极(图2中画在右侧的电极)连接的结点称为B，将与另 一侧的电极连接的结点称为C。开关21设置在数据线Sj和结点C之间，开关22设置在结 点B和电源布线Vp之间。开关23的一端与结点B连接，在结点C和数据线Sj之间，从结 点C 一侧起依次串联设置有模拟缓冲器27和开关对。开关25的一端与数据线Sj连接。向开关23的另一端提供从数模转换器8输出的数据电压Vdata，向开关25的另一 端提供初始电压Vreset (详细情况将在后面阐述)。开关21、22的栅极端子与控制线SCAN2 连接，开关23、24的栅极端子与控制线SCANl连接，开关25的栅极端子与控制线SCAN3连 接。以下，设驱动用TFTll的阈值电压为Vth(负值)。如后所述，电容沈起到作为将 与驱动用TFTll的阈值电压Vth对应的校正电压Vx加以保持的校正用电容的功能。另外， 开关21 M起到作为开关电路的功能，该开关电路进行切换，使得将电容沈的一侧的电 极与数据线Sj连接，并向另一侧的电极施加固定电压VDD，或者将电容沈的一侧的电极通 过模拟缓冲器27与数据线Sj连接，并向另一侧的电极施加数据电压Vdata。图3是对像素电路10进行数据写入时的时序图。下面，参照图3，说明对和扫描线 Gi及数据线Sj连接的像素电路10写入数据电压Vdata时的动作。图3中，从时刻t0起到 时刻t4为止成为像素电路10的选择期间。在时刻t2之前，进行检测驱动用TFTll的阈值 电压的处理，在时刻t2之后，进行写入校正后的数据电压的处理。在时刻t0之前，扫描线Gi和控制线Wi、Ri的电位被控制成低电平，开关用TFT12、 13处于非导通状态，开关用TFT14处于导通状态。此时，驱动用TFTll处于导通状态，电流 从电源布线Vp经由驱动用TFTll和开关用TFT14流到有机EL元件15，有机EL元件15发光。在时刻t0，扫描线Gi和控制线Ri、Wi、SCAN3的电位变化成高电平时，则开关用 TFT12、13及开关25变化成导通状态，开关用TFT14变化成非导通状态。由此，向数据线Sj 施加初始电压Vreset，数据线Sj和结点A的电位成为Vreset。时刻t0以后，通过驱动用 TFTll的电流经由开关用TFT13流入到结点A。接着在时刻tl，控制线SCAN3的电位变化成低电平时，则开关25变化成非导通状 态。时刻tl以后，通过驱动用TFTll的电流也经由开关用TFT13流入到结点A，结点A的电 位(驱动用TFTll的栅极端子电位)在驱动用TFTll处于导通状态的期间上升。此时由于 开关用TFT12处于导通状态，因此数据线Sj的电位与结点A的电位相等。在从时刻t0起到时刻t2为止的期间，控制线SCANl的电位被控制成低电平，控制 线SCAN2的电位被控制成高电平。因此，开关21、22成为导通状态，开关23J4成为非导 通状态，结点B与电源布线Vp连接，结点C与数据线Sj连接。因而，此时结点B的电位为 VDD,结点C的电位与结点A及数据线Sj的电位相等。接着在时刻t2，控制线Wi、SCAN2的电位变化成低电平时，则开关用TFT13及开关 21,22变化成非导通状态。设时刻t2时的结点A的电位为(VDD+Vx)(这里，Vx为负值，Vx 的绝对值比Vth的绝对值要大)。由于在时刻t2结点C的电位也为(VDD+Vx)，因此在时刻 2，开关21、22变化成非导通状态时，则电容沈中保持电压Vx。
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如上所述，结点A的电位在驱动用TFTll处于导通状态的期间上升。因而，若有 足够的时间，则结点A的电位一直上升直到驱动用TFTll的栅极-源极之间的电压变成阈 值电压Vth(负值)为止，最终达到(VDD+Vth)。时刻t2时的结点A的电位(VDD+Vx)比 (VDD+Vth)要低。另外，电压Vx根据阈值电压Vth而变化，阈值电压Vth的绝对值越大，则 电压Vx的绝对值越大。接着在时刻t3，控制线SCANl的电位变化成高电平时，则开关23J4变化成导通 状态。时刻t3以后，向结点B施加从数模转换器8输出的数据电压Vdata，结点C通过模 拟缓冲器27与数据线Sj连接。在电容沈保持电压Vx的期间，结点B的电位从VDD变化 成Vdata时，则结点C的电位也变化相同的量(Vdata-VDD)，成为(VDD+Vx) + (Vdata-VDD)= (Vdata+Vx)。由于此时开关M处于导通状态，且模拟缓冲器27的输入电压和输出电压相等，因 此数据线Sj的电位与结点C相同，成为(Vdata+Vx)。另外，由于此时开关用TFT12也处于 导通状态，因此结点A的电位也和数据线Sj相同，成为(Vdata+Vx)。接着在时刻t4，扫描线Gi及控制线Ri、SCANl的电位变化成低电平时，则开关用 TFT12及开关23J4变化成非导通状态，开关用TFT14变化成导通状态。此时电容16中保 持驱动用TFTll的栅极-源极之间的电压(VDD-Vdata-Vx)。此外，提供给控制线Ri的导通 电位(低电平电位)被确定成使得开关用TFT14在线性区域动作。时刻t4以后，由于电容16所保持的电压不变化，因此结点A的电压维持 (Vdata+Vx)不变。因而，时刻t4以后，在直到下次控制线Ri的电位成为高电平之前，电流 从电源布线Vp经由驱动用TFTll和开关用TFT14流到有机EL元件15，有机EL元件15发 光。此时流过驱动用TFTll的电流量根据结点A的电位(Vdata+Vx)而增减，但如下所述， 即使阈值电压Vth不同，只要电位Vdata相同，便也能够使电流量相同。使驱动用TFTl 1在饱和区域动作时，若忽视沟道长度调制效应，则流过漏极-源极 之间的电流Ia由下式(1)给出。Iel = -1/2 · ff/L .Cox · α (Vg-VDD-Vth)2 — (1)这里，上述(1)中，W/L为驱动用TFTll的长宽比，Cox为栅极电容，μ为迁移率， Vg为栅极端子电位(结点A的电位)。式(1)所示的电流Ia—般根据阈值电压Vth而变动。本实施方式的显示装置中， 由于栅极端子电位Vg成为(Vdata+Vx)，因此电流Ia如下式⑵所示。Iel = -1/2 · ff/L .Cox · μ {Vdata-VDD+ (Vx-Vth)}2…(2)式⑵中，若电压Vx与阈值电压Vth—致，则电流Ia不取决于阈值电压Vth。另 外，即使电压Vx与阈值电压Vth不一致，但若两者之差固定，则电流Ia也不取决于阈值电 HVth0本实施方式的显示装置中，是这样确定阈值校正期间(从时刻tl起到时刻t2为 止的期间)的长度和初始电压Vreset的电平，使得在两个TFT之间的电压Vx之差与阈值 电压Vth之差大致相同。因此，式O)中包含的电压差(Vx-Vth)大致固定。因而，与数据 电压Vdata对应的量的电流流到有机EL元件15，有机EL元件15以与数据电压Vdata对应 的亮度发光，而不取决于阈值电压Vth的值。本实施方式的显示装置中，阈值校正由设置在像素电路10的外部的阈值校正电路20来进行，但无需在阈值校正电路20中设置复杂的逻 辑电路或存储器等。这里，对初始电压Vreset进行说明。在图3所示的时刻t0，开关用TFT13变成导 通状态时，则驱动用TFTll变成二极管连接的状态。现有的有机EL显示器中，从驱动用TFT 进行二极管连接起、直到驱动用TFT的栅极-源极之间的电压Vgs与阈值电压Vth充分接 近为止所经过的期间成为阈值校正期间。这是因为若电压Vgs与阈值电压Vth充分接近， 便能够检测出两个驱动用TFT之间的阈值电压之差。然而，在高清晰的显示装置中，像素电路的选择期间较短，有时无法在选择期间内 使电压Vgs与阈值电压Vth充分接近。特别是，在本实施方式的显示装置中，由于在检测驱 动用TFT的阈值电压Vth时，需要对电容沈和数据线Sj的寄生电容进行充电，因此为了在 选择期间内进行检测阈值电压的处理和写入校正后的电压的处理，需要想办法。因此，本实施方式的显示装置中，为了在开始对校正后的数据电压进行写入的处 理之前检测出阈值电压Vth的偏差，利用开关25的作用向数据线Sj提供固定的初始电压 Vreset。由此，能够缩短直到与驱动用TFTll的阈值电压Vth对应的电压(VDD+Vx)被输出 到数据线Sj为止所需的时间。因而，即使在阈值校正期间较短的情况下，也能够抑制校正 效果的偏差，并使画质提高。初始电压Vreset根据阈值校正期间的长度或阈值校正所要求的精度等来确定。 在开关用TFT13处于导通状态、驱动用TFTll进行二极管连接时，对于驱动用TFTll的电流 平衡关系，满足下式(3)。[数学式1]
权利要求
1.一种显示装置，该显示装置是电流驱动型的，其特征在于，具有多个像素电路，该多个像素电路与多个扫描线和多个数据线的各交叉点对应配置，分 别包含电光元件和驱动元件，所述驱动元件的控制端子通过开关元件与所述数据线连接；扫描信号输出电路，该扫描信号输出电路使用所述扫描线来选择写入对象的像素电 路，并且进行控制，从而使得在阈值校正期间施加到所述驱动元件的施加电压接近所述驱 动元件的阈值电压，且使阈值校正期间结束时的所述施加电压从所选择的像素电路输出到 所述数据线；及显示信号输出电路，该显示信号输出电路根据输出到所述数据线的电压，将对数据电 压加上或减去校正电压后的电压施加到所述数据线，所述数据电压与显示数据对应，所述 校正电压与所述阈值电压对应，所述阈值校正期间在所述施加电压到达所述阈值电压之前结束。
2.如权利要求1所述的显示装置，其特征在于，所述电光元件及所述驱动元件在所述像素电路内串联设置在两根电源布线之间， 所述像素电路还包括第一开关元件，该第一开关元件与所述驱动元件的控制端子和所述数据线连接； 第二开关元件，该第二开关元件设置在所述驱动元件的控制端子和一侧的导通端子之间；第三开关元件，该第三开关元件与所述电光元件及所述驱动元件一起串联设置在所述 电源布线之间；及电容，该电容的一端与所述驱动元件的控制端子连接。
3.如权利要求2所述的显示装置，其特征在于，所述扫描信号输出电路对写入对象的像素电路进行控制，在阈值校正期间，将所述第 一及第二开关元件设定成导通状态，将所述第三开关元件设定成非导通状态，接着使所述 第二开关元件变化成非导通状态，进一步使所述第一开关元件变化成非导通状态，使所述 第三开关元件变化成导通状态，所述显示信号输出电路根据所述第二开关元件处于导通状态时的所述数据线的电压， 在所述第二开关元件变化成非导通状态后，将对所述数据电压加上或减去所述校正电压后 的电压施加到所述数据线。
4.如权利要求2所述的显示装置，其特征在于，所述驱动元件及所述第一、第二、及第三开关元件为薄膜晶体管， 所述第一及第三开关元件中，一个为P沟道型，另一个为N沟道型，两者的控制端子与 公共的布线连接。
5.如权利要求2所述的显示装置，其特征在于，所述驱动元件及所述第一、第二、及第三开关元件为薄膜晶体管， 所述第二及第三开关元件中，一个为P沟道型，另一个为N沟道型，两者的控制端子与 公共的布线连接。
6.如权利要求2所述的显示装置，其特征在于， 所述驱动元件为P沟道型的增强型晶体管，由所述扫描信号输出电路所选择的像素电路，将从所述电源布线的电压中较高的电压减去阈值校正期间结束时的所述施加电压的绝对值后的电压，输出到所述数据线。
7.如权利要求2所述的显示装置，其特征在于，所述驱动元件为N沟道型的增强型晶体管，由所述扫描信号输出电路所选择的像素电路，将对所述电源布线的电压中较低的电压 加上阈值校正期间结束时的所述施加电压的绝对值后的电压，输出到所述数据线。
8.如权利要求2所述的显示装置，其特征在于，所述显示信号输出电路在所述第一开关元件的导通期间的一部分期间，向所述数据线 施加预定的固定电压。
9.如权利要求1所述的显示装置，其特征在于，所述显示信号输出电路包括多个模拟缓冲器、以及对每个所述数据线设置的多个校正 用电容和多个开关电路，所述开关电路进行切换，从而将所述校正用电容的一侧的电极与所述数据线连接，并 向另一侧的电极施加预定的固定电压，或者将所述校正用电容的一侧的电极通过所述模拟 缓冲器与所述数据线连接，并向另一侧的电极施加所述数据电压。
10.如权利要求9所述的显示装置，其特征在于，对每个所述数据线设置所述模拟缓冲器。
11.一种显示装置的驱动方法，所述显示装置具有多个像素电路，该多个像素电路与多 个扫描线和多个数据线的各交叉点对应配置，分别包含电光元件和驱动元件，所述驱动元 件的控制端子通过开关元件与所述数据线连接，其特征在于，包括如下步骤使用所述扫描线来选择写入对象的像素电路，并且进行控制，从而使得在阈值校正期 间施加到所述驱动元件的施加电压接近所述驱动元件的阈值电压，且使阈值校正期间结束 时的所述施加电压从所选择的像素电路输出到所述数据线的步骤；及根据输出到所述数据线的电压、将对数据电压加上或减去校正电压后的电压施加到所 述数据线的步骤，所述数据电压与显示数据对应，所述校正电压与所述阈值电压对应，所述阈值校正期间在所述施加电压到达所述阈值电压之前结束。
全文摘要
本发明涉及一种显示装置及其驱动方法。使像素电路(10)内的开关用TFT(12、13)导通，使开关用TFT(14)截止，将与驱动用TFT(11)的阈值电压对应的电压(VDD+Vx)输出到数据线(Sj)，使源极驱动器电路的开关(21、22)导通，将电压(Vx)保持在电容(26)中。接着使开关用TFT(13)截止，切换开关(21～24)的状态，向数据线(Sj)施加电压(Vdata+Vx)。进一步使开关用TFT(12)截止，使开关用TFT(14)导通，向有机EL元件(15)提供由驱动用TFT(11)的栅极端子电压(Vdata+Vx)确定的电流。由此，来高效利用数据电压的振幅，并以高精度补偿驱动用TFT(11)的阈值电压的偏差，而不使像素电路(10)的规模增大。
文档编号G09G3/32GK102097055SQ20111006596
公开日2011年6月15日 申请日期2007年10月1日 优先权日2007年3月8日
发明者岸宣孝 申请人:夏普株式会社
技术领域：
本发明涉及一种显示装置，更特别是涉及有机EL显示器或FED等使用了电流驱动 元件的显示装置及其驱动方法。
背景技术：
近年来，随着对于薄型、质量轻、可高速响应的显示器的需求的增长，对于有机 EL (Electro Luminescence 电致发光)显示器或 FED (FieldEmission Display 场致发射 显示器)的研发日益活跃。有机EL显示器中包含的有机EL元件其施加的电压越高，流过的电流越大，则其发 光亮度越高。然而，有机EL元件的亮度和电压之间的关系容易受驱动时间或周边温度等的 影响而变动。因此，若对有机EL显示器采用电压控制型的驱动方式，则要抑制有机EL元件 的亮度的偏差是非常困难的。与此不同的是，有机EL元件的亮度与电流大致成正比，该正 比关系不易受周边温度等外界因素的影响，因而，最好对有机EL显示器采用电流控制型的 驱动方式。另一方面，显示装置的像素电路或驱动电路使用由非晶硅、低温多晶硅、 CG(Continuous Grain 连续晶粒)硅等构成的 TFT(Thin Film Transistor 薄膜晶体管) 来构成。然而，在TFT的特性(例如阈值电压或迁移率)中容易产生偏差。因此，在有机EL 显示器的像素电路中设置对TFT的特性的偏差进行补偿的电路，利用该电路的作用来抑制 有机EL元件的亮度的偏差。在电流控制型的驱动方法中，对TFT的特性的偏差进行补偿的方式大致分为用电 流信号来控制流过驱动用TFT的电流量的电流编程方式、和用电压信号来控制该电流量的 电压编程方式。若使用电流编程方式，则能对阈值电压和迁移率的偏差进行补偿，若使用电 压编程方式，则只能对阈值电压的偏差进行补偿。然而，电流编程方式中存在如下问题，第一，由于是处理非常微小量的电流，因此 像素电路或驱动电路的设计较为困难，第二，由于在设定电流信号的期间受寄生电容的影 响较大，因此难以将面积做大。与此不同的是，电压编程方式中，寄生电容等的影响很小，电 路设计也比较容易。另外，迁移率的偏差对电流量带来的影响、相比阈值电压的偏差对电流 量带来的影响要小，而迁移率的偏差可在TFT制造工艺中在某种程度上将其抑制住。因而， 即使是采用电压编程方式的显示装置，也能得到相当好的显示品质。对于采用电流驱动型的驱动方式的有机EL显示器，以往已知有如下所示的像素 电路。图11是专利文献1所记载的像素电路的电路图。图11所示的像素电路90具有驱动 用TFT91、开关用TFT92 94、电容95、96、及有机EL元件97 (也称为OLED =Organic Light Emitting Diode (有机发光二极管))。像素电路90中包含的TFT都为P沟道型。
像素电路90中，驱动用TFT91、开关用TFT94及有机EL元件97以该顺序串联设置 在电源布线Vp (电位为VDD)和共用阴极(GND)之间。电容95和开关用TFT92以该顺序串 联设置在驱动用TFT91的栅极端子和数据线Sj之间。开关用TFT93设置在驱动用TFT91 的栅极端子和漏极端子之间，电容96设置在驱动用TFT91的栅极端子和电源布线Vp之间。 开关用TFT92、93、94的栅极端子分别与扫描线Gi、自动归零线AZi及照明线ILi连接。图12是对像素电路90进行数据写入时的时序图。在时刻to之前，扫描线Gi和自 动归零线AZi的电位被控制成高电平，照明线ILi的电位被控制成低电平，数据线Sj的电 位被控制成基准电位Vstd。在时刻t0，扫描线Gi的电位变化成低电位时，则开关用TFT92 变化成导通状态。接着在时刻tl，自动归零线AZi的电位变化成低电平时，则开关用TFT93 变化成导通状态。由此，驱动用TFT91的栅极端子和漏极端子成为相同电位。接着在时刻t2，照明线ILi的电位变化成高电平时，则开关用TFT94变化成非 导通状态。此时，电流从电源布线Vp经由驱动用TFT91和开关用TFT93流入到驱动用 TFT91的栅极端子，驱动用TFT91的栅极端子电位在驱动用TFT91为导通状态的期间上 升。驱动用TFT91的栅极-源极之间的电压变成阈值电压Vth(负值)(即栅极端子电位 变成(VDD+Vth))时，则变化成非导通状态。因而，驱动用TFT91的栅极端子电位上升直到 (VDD+Vth)为止。接着在时刻t3，自动归零线AZi的电位变化成高电平时，则开关用TFT93变化成 非导通状态。此时在电容95中，保持驱动用TFT91的栅极端子和数据线Sj之间的电位差 (VDD+Vth-Vstd)。接着在时刻t4，数据线Sj的电位从基准电位Vstd变化成数据电位Vdata时，则驱 动用TFT91的栅极端子电位变化相同的量(Vdata-Vstd)，成为(VDD+Vth+Vdata-Vstd)。接 着在时刻t5，扫描线Gi的电位变化成高电平时，则开关用TFT92变化成非导通状态。此时 在电容96中，保持驱动用TFT91的栅极-源极之间的电压(Vth+Vdata-Vstd)。接着在时刻 t6，数据线Sj的电位从数据电位Vdata变化成基准电位Vstd。接着在时刻t7，照明线ILi的电位变化成低电平时，则开关用TFT94变化成导通状 态。由此，电流从电源布线Vp经由驱动用TFT91和开关用TFT94流到有机EL元件97。流 过驱动用TFT91的电流量根据栅极端子电位(VDD+Vth+Vdata-Vstd)而增减，但即使阈值电 压Vth不同，只要电位差(Vdata-Vstd)相同，电流量便相同。因而，与电位Vdata对应的量 的电流流到有机EL元件97，有机EL元件97以和数据电压Vdata对应的亮度发光，而不取 决于阈值电压Vth的值。除此以外，对于有机EL显示器而言，还已知有在像素电路的外部设置阈值校正电 路的方法、和将阈值校正期间设定得比像素电路的选择期间要长的方法。例如，专利文献2 中记载了如下方法，即，测定驱动元件的电流能力，将其存储在设于像素电路的外部的存储 器中，根据存储的电流能力使提供给面板的电压变化(参照图1 。另外，专利文献3中记 载了如下方法，即，为了将阈值校正期间设定得比选择期间要长，在耦合电容的一端设置用 于提供初始电压的开关。专利文献1 国际公开第98/48403号小册子专利文献2 日本国专利特开2002-278513号公报专利文献3 日本国专利特开2004-133240号公报
如上所述，若使用图11所示的像素电路，则能够对驱动用TFT91的阈值电压的偏 差进行补偿，并以所要的亮度使有机EL元件97发光。然而，该像素电路(以下称为现有的 像素电路)中存在如下问题。第一个问题是不能高效利用数据电压的振幅。现有的像素电路中，由于利用电容 耦合进行数据写入，因此即使从像素电路的外部写入某一数据电压，作为过驱动电压实际 施加到驱动用TFT的电压也变成其Cc/(Cc+CS+CgS)倍(这里，Cc为电容95的电容量，Cs 为电容96的电容量，Cgs为驱动用TFT91的栅极-源极之间的电容量)。由于这样不能高 效利用数据电压，因此数据驱动器电路的功耗增大。若极端增大耦合电容Ce，则虽然能高效 利用数据电压的振幅，但那样的话像素电路的面积增大。另外，还存在如下问题，即，无法以 高精度进行控制的寄生电容Cgs会给驱动电压带来影响。第二个问题是阈值校正的精度较低。如上所述，由于实际的驱动电压变成从外部 提供的电压的Cc/(Cc+CS+CgS)倍，因此阈值校正的效果也变成Cc/(Cc+CS+CgS)倍。因此， 难以完全校正阈值电压。第三个问题是像素电路的规模变大。如上所述，作为应对寄生电容的措施而使耦 合电容Cc增大时，则像素电路的布局中电容95所占的面积增大。因此，在使光从基板下部 射出的底部发光结构的有机EL显示器中，开口率降低。另外，由于电路面积的增大成为制 造时的成品率降低的主要原因，因此需要减少像素电路的面积和元件数量。第四个问题是在制造时难以进行检查。现有的像素电路中，由于驱动用TFT的栅 极端子通过电容与数据线连接，因此难以经由数据线检查驱动用TFT的电流。因此，难以通 过检查来提高成品率。第五个问题是阈值校正期间被限制在较短的时间。现有的像素电路中，需要在像 素电路的选择期间内进行阈值校正和数据写入。为了进行阈值校正，需要直到二极管连接 的驱动元件的栅极-源极之间的电压与阈值电压充分接近为止所需的时间。然而，在高清 晰的显示装置中，选择期间的长度变得极短。例如，在以60帧/s驱动分辨率为VGA的面板 的情况下，选择期间约为30μ S。在这么短的时间中要完成阈值校正和数据写入是困难的。根据专利文献2所记载的方法，虽然能解决上述第三个问题，但为了设置存储各 驱动元件的电流能力的存储器，周边电路的成本和布局面积增大。另外，根据专利文献3所 记载的方法，虽然能解决上述第五个问题，但为了设置提供初始电压的开关，像素电路的规 模进一步变大。
发明内容
因而，本发明的目的在于提供高效利用数据电压的振幅、并以高精度进行阈值校 正、而不使像素电路的规模增大的显示装置。本发明的第1方面是电流驱动型的显示装置，具有多个像素电路，该多个像素电路与多个扫描线和多个数据线的各交叉点对应配 置，分别包含电光元件和驱动元件，所述驱动元件的控制端子通过开关元件与所述数据线 连接；扫描信号输出电路，该扫描信号输出电路使用所述扫描线来选择写入对象的像素 电路，并且进行控制，使得与所述驱动元件的阈值电压对应的电压从所选择的像素电路输
6出到所述数据线；及显示信号输出电路，该显示信号输出电路根据输出到所述数据线的电压，将对与 显示数据对应的数据电压加上或减去与所述阈值电压对应的校正电压后的电压施加到所 述数据线。本发明的第2方面是在本发明的第1方面中，其特征为，所述电光元件及所述驱动元件在所述像素电路内串联设置在两根电源布线之间，所述像素电路还包括第一开关元件，该第一开关元件与所述驱动元件的控制端子和所述数据线连接；第二开关元件，该第二开关元件设置在所述驱动元件的控制端子和一侧的导通端 子之间；第三开关元件，该第三开关元件与所述电光元件及所述驱动元件一起串联设置在 所述电源布线之间；及电容，该电容的一端与所述驱动元件的控制端子连接。本发明的第3方面是在本发明的第2方面中，其特征为，所述扫描信号输出电路对写入对象的像素电路进行控制，将所述第一及第二开关 元件设定成导通状态，将所述第三开关元件设定成非导通状态，接着使所述第二开关元件 变化成非导通状态，进一步使所述第一开关元件变化成非导通状态，使所述第三开关元件 变化成导通状态，所述显示信号输出电路根据所述第二开关元件处于导通状态时的所述数据线的 电压，在所述第二开关元件变化成非导通状态后，将对所述数据电压加上或减去所述校正 电压后的电压施加到所述数据线。本发明的第4方面是在本发明的第2方面中，其特征为，所述驱动元件及所述第一、第二、及第三开关元件为薄膜晶体管，所述第一及第三开关元件中，一个为P沟道型，另一个为N沟道型，两者的控制端 子与公共的布线连接。本发明的第5方面是在本发明的第2方面中，其特征为，所述驱动元件及所述第一、第二、及第三开关元件为薄膜晶体管，所述第二及第三开关元件中，一个为P沟道型，另一个为N沟道型，两者的控制端 子与公共的布线连接。本发明的第6方面是在本发明的第2方面中，其特征为，所述驱动元件为P沟道型的增强型晶体管，由所述扫描信号输出电路所选择的像素电路，将从所述电源布线的电压中的较高 的电压减去与所述驱动元件的阈值电压对应的电压的绝对值后的电压，输出到所述数据 线。本发明的第7方面是在本发明的第2方面中，其特征为，所述驱动元件为N沟道型的增强型晶体管，由所述扫描信号输出电路所选择的像素电路，将对所述电源布线的电压中的较低 的电压加上与所述驱动元件的阈值电压对应的电压的绝对值后的电压，输出到所述数据 线。
本发明的第8方面是在本发明的第2方面中，其特征为，所述显示信号输出电路在所述第一开关元件的导通期间的一部分期间，向所述数 据线施加预定的固定电压。本发明的第9方面是在本发明的第1方面中，其特征为，所述显示信号输出电路包括多个模拟缓冲器、对每一所述数据线设置的多个校正 用电容、及多个开关电路，所述开关电路进行切换，使得将所述校正用电容的一侧的电极与所述数据线连 接，并向另一侧的电极施加预定的固定电压，或者将所述校正用电容的一侧的电极通过所 述模拟缓冲器与所述数据线连接，并向另一侧的电极施加所述数据电压。本发明的第10方面是在本发明的第9方面中，其特征为，对每多个所述数据线设置所述模拟缓冲器。本发明的第11方面是显示装置的驱动方法，所述显示装置具有多个像素电路，该 多个像素电路与多个扫描线和多个数据线的各交叉点对应配置，分别包含电光元件和驱动 元件，所述驱动元件的控制端子通过开关元件与所述数据线连接，包括使用所述扫描线来选择写入对象的像素电路、并且进行控制使得与所述驱动元件 的阈值电压对应的电压从所选择的像素电路输出到所述数据线的步骤；及根据输出到所述数据线的电压、将对与显示数据对应的数据电压加上或减去与所 述阈值电压对应的校正电压后的电压施加到所述数据线的步骤。根据本发明的第1或第11方面，能够从所选择的像素电路读出与驱动元件的阈值 电压对应的电压，并将对数据电压加上或减去校正电压(与阈值电压对应的电压)后的电 压提供给驱动元件的控制端子。因而，能够检测驱动元件的阈值电压以补偿阈值电压的偏 差，并以所要的亮度使电光元件发光。另外，通过在像素电路的外部设置阈值校正电路，使 用数据线检测阈值电压，从而能够缩小像素电路的规模和面积。另外，通过将阈值电压作为 电压信号进行检测，从而与反馈电流信号的情况不同，无需电流电压变换元件，因此能够抑 制校正效果的偏差。另外，由于不通过耦合电容而向驱动元件的控制端子提供所要的电压， 因此能够有效利用数据电压的振幅，并减小功耗。根据本发明的第2方面，能够减少阈值校正中使用的电容，使开口率和成品率提 高，并减小功耗。根据本发明的第3方面，能够将像素电路的选择期间分成检测阈值电压的期间和 写入校正后的数据电压的期间，并使得用于读出阈值电压的反馈线和用于写入数据的数据 线公用化。根据本发明的第4或第5方面，能够使得与第一、第二、及第三开关元件的控制端 子连接的布线公用化以较少布线数，并进一步提高像素的开口率。根据本发明的第6方面，由于对P沟道型的驱动元件若将减去阈值电压的绝对值 后的电压提供给控制端子便能补偿阈值电压的偏差，因此能够使用从所选择的像素电路输 出的电压来对驱动电压的阈值电压的偏差进行补偿。根据本发明的第7方面，由于对N沟道型的驱动元件若将加上阈值电压的绝对值 后的电压提供给控制端子便能补偿阈值电压的偏差，因此能够使用从所选择的像素电路输 出的电压来对驱动电压的阈值电压的偏差进行补偿。
根据本发明的第8方面，通过向驱动元件的控制端子提供适当的固定电压，从而 能够缩短直到与驱动元件的阈值电压对应的电压被输出到数据线为止所需的时间。因而， 即使在阈值校正期间较短的情况下，也能够抑制校正效果的偏差，并使画质提高。根据本发明的第9方面，显示信号输出电路能够将对数据线的电压加上“数据电 压和固定电压之差”后的电压施加到数据线。因而，若适当地确定固定电压，便能够根据从 像素电路输出到数据线的电压，将对数据电压加上或减去校正电压(与驱动元件的阈值电 压对应的电压)后的电压施加到数据线。另外，通过在像素电路的外部进行该加法或减法， 从而能够减小像素电路的规模。另外，通过在校正电容和数据线之间设置模拟缓冲器，从而 能够抑制因保持在校正用电容中的电压的耦合所造成的衰减，并实现高画质。根据本发明的第10方面，对每多个数据线配置为了对每一数据线配置而使得电 路规模较大的模拟缓冲器，能够实现高清晰的显示面板。
图1是表示本发明的第一至第三实施方式的显示装置的结构的方框图。图2是本发明的第一实施方式的显示装置中包含的像素电路和阈值校正电路的 电路图。图3是对本发明的第一实施方式的显示装置中的像素电路进行数据写入时的时 序图。图4是表示二极管连接的TFT中的栅极-源极之间的电压随时间变化的例子的 图。图5A是具有偏移抵消功能的缓冲器的电路图。图5B是图5A所示的缓冲器的时序图。图5C是用于说明图5A所示的缓冲器的动作的说明图。图5D是用于说明图5A所示的缓冲器的动作的说明图。图6A是本发明的第一实施方式的第一变形例的显示装置中包含的像素电路的电 路图。图6B是本发明的第一实施方式的第二变形例的显示装置中包含的像素电路的电 路图。图7是本发明的第二实施方式的显示装置中包含的像素电路和阈值校正电路的 电路图。图8是对本发明的第二实施方式的显示装置中的像素电路进行数据写入时的时 序图。图9是本发明的第三实施方式的显示装置中包含的阈值校正电路的电路图。图10是对本发明的第三实施方式的显示装置中的像素电路进行数据写入时的时 序图。图11是现有的显示装置中包含的像素电路的电路图。图12是对图11所示的像素电路进行数据写入时的时序图。图13是表示现有的显示装置的结构的方框图。标号说明
1…显示装置2…显示控制电路3…栅极驱动器电路4…源极驱动器电路5…移位寄存器6…寄存器7…锁存器8…数模变换器9、20、50、60…阈值校正电路Aij、10、17、18、40 …像素电路11、41 …驱动用 TFT12 14、42 44...开关用 TFT15、45…有机EL元件16、26、46 …电容21 25、61 …开关27…模拟缓冲器
具体实施例方式参照图1 图10，说明本发明的第一至第三实施方式的显示装置。以下所示的显 示装置具有包括电光元件和多个开关元件在内的像素电路。像素电路中包含的开关元件可 用低温多晶硅TFT或CG硅TFT或非晶硅TFT等构成。由于这些TFT的结构和制造工艺是公 知的，因此这里省略其说明。另外，设像素电路中包含的电光元件为有机EL元件。由于有 机EL元件的结构也是公知的，因此这里省略其说明。下面，说明第一至第三实施方式中共 同的显示装置的整体结构，然后说明各实施方式的显示装置的像素电路和阈值校正电路。(显示装置的整体结构)图1是表示本发明的第一至第三实施方式的显示装置的结构的方框图。图1所 示的显示装置1具有多个像素电路Aij (i为1以上η以下的整数，j为1以上m以下的整 数)、显示控制电路2、栅极驱动器电路3、及源极驱动器电路4。栅极驱动器电路3起到作 为扫描信号输出电路的功能，源极驱动器电路4起到作为显示信号输出电路的功能。显示装置1中设置有相互平行的多个扫描线Gi、及与之垂直且相互平行的多个数 据线Sj。像素电路Aij对应于扫描线Gi和数据线Sj的各交叉点呈矩阵状配置。另外，与 扫描线Gi平行配置有相互平行的多个控制线Wi、Ri。扫描线Gi和控制线Wi、Ri与栅极驱 动器电路3连接，数据线Sj与源极驱动器电路4连接。而且在像素电路Aij的配置区域， 配置有未图示的电源布线Vp和共用阴极Vcom。此外，也可配置阴极布线CAi，以取代共用 阴极Vcom。显示控制电路2对栅极驱动器电路3输出时序信号0E、起始脉冲YI及时钟YCK， 对源极驱动器电路4输出起始脉冲SP、时钟CLK、显示数据DA、及锁存脉冲LP。另外，显示 控制电路2控制源极驱动器电路4的控制线SCANl SCAN3的电位。栅极驱动器电路3包含移位寄存器电路、逻辑运算电路、及缓冲器(均未图示)。移位寄存器电路与时钟YCK同步地依次传送起始脉冲YI。运算逻辑电路在从移位寄存器 电路的各级输出的脉冲和时序信号OE之间进行逻辑运算。逻辑运算电路的输出经由缓冲 器，提供给对应的扫描线Gi和控制线Wi、Ri。一根扫描线Gi与m个像素电路Aij连接，像 素电路Aij使用扫描线Gi按每m个像素电路一起选择。源极驱动器电路4包含m位移位寄存器5、寄存器6、锁存器7、m个数模转换器8、 及m个阈值校正电路9，进行以相同时序向一行的像素电路Aij发送数据的线顺序扫描。更 详细而言，移位寄存器5具有级联连接的m个寄存器，与时钟CLK同步地传送提供给第一级 寄存器的起始脉冲SP，从各级的寄存器输出时序脉冲DLP。对应于时序脉冲DLP的输出时 序，向寄存器6提供显示数据DA。寄存器6按照时序脉冲DLP，存储显示数据DA。当一行的 显示数据DA被存储到寄存器6时，则显示控制电路2对锁存器7输出锁存脉冲LP。锁存器 7接受锁存脉冲LP时，则保持存储在寄存器6中的显示数据。数模转换器8和阈值校正电路9对应于数据线Sj设置。数模转换器8将锁存器 7所保持的显示数据转换成模拟信号电压，输出到对应的阈值校正电路9。阈值校正电路9 经由数据线Sj接受从由栅极驱动器电路3所选择的像素电路Aij输出的电压(与驱动用 TFT的阈值电压对应的电压)，根据该电压，将对数模转换器8的输出电压加上或减去与驱 动用TFT的阈值电压对应的校正电压后的电压施加到数据线Sj。利用阈值校正电路9的作 用，能够对像素电路Aij中包含的驱动用TFT的阈值电压的偏差进行补偿(详细情况将在 后面阐述)。此外，源极驱动器电路4也可进行向各像素电路逐个依次发送数据的点顺序扫 描，以取代线顺序扫描。进行点顺序扫描时，在某一扫描线Gi被选择的期间，数据线Sj的 电压由数据线Sj的电容来保持。由于进行点顺序扫描的源极驱动器电路的结构是公知的， 因此这里省略说明。(第一实施方式)图2是本发明的第一实施方式的显示装置中包含的像素电路和阈值校正电路的 电路图。图2所示的像素电路10和阈值校正电路20与图1中的像素电路Aij和阈值校正 电路9相当。如图2所示，像素电路10具有驱动用TFT11、开关用TFT12 14、有机EL元 件15、及电容16。驱动用TFTll为P沟道型的增强型，开关用TFT12、13为N沟道型，开关 用TFT14为P沟道型。像素电路10与电源布线Vp、共用阴极Vcom、扫描线Gi、控制线Wi、Ri、及数据线 Sj连接。以下，设电源布线Vp的电位为VDD，设共用阴极Vcom的电位为VSS (这里，VDD > VSS)。共用阴极Vcom成为显示装置内的所有的有机EL元件15的共用电极。像素电路10中，在电源布线Vp和共用阴极Vcom之间，从电源布线Vp —侧起依次 串联设置有驱动用TFTl 1、开关用TFT14及有机EL元件15。在驱动用TFTl 1的栅极端子和数 据线Sj之间设置有开关用TFT12。在驱动用TFTll的栅极端子和漏极端子之间设置有开关 用TFT13，在驱动用TFTll的栅极端子和电源布线Vp之间设置有电容16。开关用TFT12 14的栅极端子分别与扫描线Gi、控制线Wi、及控制线Ri连接。扫描线Gi及控制线Wi、Ri 的电位由栅极驱动器电路3来控制，数据线Sj的电位由源极驱动器电路4来控制。以下将 与驱动用TFTll的栅极端子连接的结点称为A。阈值校正电路20具有开关21 25、电容沈、及模拟缓冲器27，与数据线Sj连接。开关21 25都为N沟道型的晶体管，模拟缓冲器27为电压跟随器电路(单位增益放大 器)O将与电容沈的一侧的电极(图2中画在右侧的电极)连接的结点称为B，将与另 一侧的电极连接的结点称为C。开关21设置在数据线Sj和结点C之间，开关22设置在结 点B和电源布线Vp之间。开关23的一端与结点B连接，在结点C和数据线Sj之间，从结 点C 一侧起依次串联设置有模拟缓冲器27和开关对。开关25的一端与数据线Sj连接。向开关23的另一端提供从数模转换器8输出的数据电压Vdata，向开关25的另一 端提供初始电压Vreset (详细情况将在后面阐述)。开关21、22的栅极端子与控制线SCAN2 连接，开关23、24的栅极端子与控制线SCANl连接，开关25的栅极端子与控制线SCAN3连 接。以下，设驱动用TFTll的阈值电压为Vth(负值)。如后所述，电容沈起到作为将 与驱动用TFTll的阈值电压Vth对应的校正电压Vx加以保持的校正用电容的功能。另外， 开关21 M起到作为开关电路的功能，该开关电路进行切换，使得将电容沈的一侧的电 极与数据线Sj连接，并向另一侧的电极施加固定电压VDD，或者将电容沈的一侧的电极通 过模拟缓冲器27与数据线Sj连接，并向另一侧的电极施加数据电压Vdata。图3是对像素电路10进行数据写入时的时序图。下面，参照图3，说明对和扫描线 Gi及数据线Sj连接的像素电路10写入数据电压Vdata时的动作。图3中，从时刻t0起到 时刻t4为止成为像素电路10的选择期间。在时刻t2之前，进行检测驱动用TFTll的阈值 电压的处理，在时刻t2之后，进行写入校正后的数据电压的处理。在时刻t0之前，扫描线Gi和控制线Wi、Ri的电位被控制成低电平，开关用TFT12、 13处于非导通状态，开关用TFT14处于导通状态。此时，驱动用TFTll处于导通状态，电流 从电源布线Vp经由驱动用TFTll和开关用TFT14流到有机EL元件15，有机EL元件15发光。在时刻t0，扫描线Gi和控制线Ri、Wi、SCAN3的电位变化成高电平时，则开关用 TFT12、13及开关25变化成导通状态，开关用TFT14变化成非导通状态。由此，向数据线Sj 施加初始电压Vreset，数据线Sj和结点A的电位成为Vreset。时刻t0以后，通过驱动用 TFTll的电流经由开关用TFT13流入到结点A。接着在时刻tl，控制线SCAN3的电位变化成低电平时，则开关25变化成非导通状 态。时刻tl以后，通过驱动用TFTll的电流也经由开关用TFT13流入到结点A，结点A的电 位(驱动用TFTll的栅极端子电位)在驱动用TFTll处于导通状态的期间上升。此时由于 开关用TFT12处于导通状态，因此数据线Sj的电位与结点A的电位相等。在从时刻t0起到时刻t2为止的期间，控制线SCANl的电位被控制成低电平，控制 线SCAN2的电位被控制成高电平。因此，开关21、22成为导通状态，开关23J4成为非导 通状态，结点B与电源布线Vp连接，结点C与数据线Sj连接。因而，此时结点B的电位为 VDD,结点C的电位与结点A及数据线Sj的电位相等。接着在时刻t2，控制线Wi、SCAN2的电位变化成低电平时，则开关用TFT13及开关 21,22变化成非导通状态。设时刻t2时的结点A的电位为(VDD+Vx)(这里，Vx为负值，Vx 的绝对值比Vth的绝对值要大)。由于在时刻t2结点C的电位也为(VDD+Vx)，因此在时刻 2，开关21、22变化成非导通状态时，则电容沈中保持电压Vx。
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如上所述，结点A的电位在驱动用TFTll处于导通状态的期间上升。因而，若有 足够的时间，则结点A的电位一直上升直到驱动用TFTll的栅极-源极之间的电压变成阈 值电压Vth(负值)为止，最终达到(VDD+Vth)。时刻t2时的结点A的电位(VDD+Vx)比 (VDD+Vth)要低。另外，电压Vx根据阈值电压Vth而变化，阈值电压Vth的绝对值越大，则 电压Vx的绝对值越大。接着在时刻t3，控制线SCANl的电位变化成高电平时，则开关23J4变化成导通 状态。时刻t3以后，向结点B施加从数模转换器8输出的数据电压Vdata，结点C通过模 拟缓冲器27与数据线Sj连接。在电容沈保持电压Vx的期间，结点B的电位从VDD变化 成Vdata时，则结点C的电位也变化相同的量(Vdata-VDD)，成为(VDD+Vx) + (Vdata-VDD)= (Vdata+Vx)。由于此时开关M处于导通状态，且模拟缓冲器27的输入电压和输出电压相等，因 此数据线Sj的电位与结点C相同，成为(Vdata+Vx)。另外，由于此时开关用TFT12也处于 导通状态，因此结点A的电位也和数据线Sj相同，成为(Vdata+Vx)。接着在时刻t4，扫描线Gi及控制线Ri、SCANl的电位变化成低电平时，则开关用 TFT12及开关23J4变化成非导通状态，开关用TFT14变化成导通状态。此时电容16中保 持驱动用TFTll的栅极-源极之间的电压(VDD-Vdata-Vx)。此外，提供给控制线Ri的导通 电位(低电平电位)被确定成使得开关用TFT14在线性区域动作。时刻t4以后，由于电容16所保持的电压不变化，因此结点A的电压维持 (Vdata+Vx)不变。因而，时刻t4以后，在直到下次控制线Ri的电位成为高电平之前，电流 从电源布线Vp经由驱动用TFTll和开关用TFT14流到有机EL元件15，有机EL元件15发 光。此时流过驱动用TFTll的电流量根据结点A的电位(Vdata+Vx)而增减，但如下所述， 即使阈值电压Vth不同，只要电位Vdata相同，便也能够使电流量相同。使驱动用TFTl 1在饱和区域动作时，若忽视沟道长度调制效应，则流过漏极-源极 之间的电流Ia由下式(1)给出。Iel = -1/2 · ff/L .Cox · α (Vg-VDD-Vth)2 — (1)这里，上述(1)中，W/L为驱动用TFTll的长宽比，Cox为栅极电容，μ为迁移率， Vg为栅极端子电位(结点A的电位)。式(1)所示的电流Ia—般根据阈值电压Vth而变动。本实施方式的显示装置中， 由于栅极端子电位Vg成为(Vdata+Vx)，因此电流Ia如下式⑵所示。Iel = -1/2 · ff/L .Cox · μ {Vdata-VDD+ (Vx-Vth)}2…(2)式⑵中，若电压Vx与阈值电压Vth—致，则电流Ia不取决于阈值电压Vth。另 外，即使电压Vx与阈值电压Vth不一致，但若两者之差固定，则电流Ia也不取决于阈值电 HVth0本实施方式的显示装置中，是这样确定阈值校正期间(从时刻tl起到时刻t2为 止的期间)的长度和初始电压Vreset的电平，使得在两个TFT之间的电压Vx之差与阈值 电压Vth之差大致相同。因此，式O)中包含的电压差(Vx-Vth)大致固定。因而，与数据 电压Vdata对应的量的电流流到有机EL元件15，有机EL元件15以与数据电压Vdata对应 的亮度发光，而不取决于阈值电压Vth的值。本实施方式的显示装置中，阈值校正由设置在像素电路10的外部的阈值校正电路20来进行，但无需在阈值校正电路20中设置复杂的逻 辑电路或存储器等。这里，对初始电压Vreset进行说明。在图3所示的时刻t0，开关用TFT13变成导 通状态时，则驱动用TFTll变成二极管连接的状态。现有的有机EL显示器中，从驱动用TFT 进行二极管连接起、直到驱动用TFT的栅极-源极之间的电压Vgs与阈值电压Vth充分接 近为止所经过的期间成为阈值校正期间。这是因为若电压Vgs与阈值电压Vth充分接近， 便能够检测出两个驱动用TFT之间的阈值电压之差。然而，在高清晰的显示装置中，像素电路的选择期间较短，有时无法在选择期间内 使电压Vgs与阈值电压Vth充分接近。特别是，在本实施方式的显示装置中，由于在检测驱 动用TFT的阈值电压Vth时，需要对电容沈和数据线Sj的寄生电容进行充电，因此为了在 选择期间内进行检测阈值电压的处理和写入校正后的电压的处理，需要想办法。因此，本实施方式的显示装置中，为了在开始对校正后的数据电压进行写入的处 理之前检测出阈值电压Vth的偏差，利用开关25的作用向数据线Sj提供固定的初始电压 Vreset。由此，能够缩短直到与驱动用TFTll的阈值电压Vth对应的电压(VDD+Vx)被输出 到数据线Sj为止所需的时间。因而，即使在阈值校正期间较短的情况下，也能够抑制校正 效果的偏差，并使画质提高。初始电压Vreset根据阈值校正期间的长度或阈值校正所要求的精度等来确定。 在开关用TFT13处于导通状态、驱动用TFTll进行二极管连接时，对于驱动用TFTll的电流 平衡关系，满足下式(3)。[数学式1]
权利要求
1.一种显示装置，该显示装置是电流驱动型的，其特征在于，具有多个像素电路，该多个像素电路与多个扫描线和多个数据线的各交叉点对应配置，分 别包含电光元件和驱动元件，所述驱动元件的控制端子通过开关元件与所述数据线连接；扫描信号输出电路，该扫描信号输出电路使用所述扫描线来选择写入对象的像素电 路，并且进行控制，从而使得在阈值校正期间施加到所述驱动元件的施加电压接近所述驱 动元件的阈值电压，且使阈值校正期间结束时的所述施加电压从所选择的像素电路输出到 所述数据线；及显示信号输出电路，该显示信号输出电路根据输出到所述数据线的电压，将对数据电 压加上或减去校正电压后的电压施加到所述数据线，所述数据电压与显示数据对应，所述 校正电压与所述阈值电压对应，所述阈值校正期间在所述施加电压到达所述阈值电压之前结束。
2.如权利要求1所述的显示装置，其特征在于，所述电光元件及所述驱动元件在所述像素电路内串联设置在两根电源布线之间， 所述像素电路还包括第一开关元件，该第一开关元件与所述驱动元件的控制端子和所述数据线连接； 第二开关元件，该第二开关元件设置在所述驱动元件的控制端子和一侧的导通端子之间；第三开关元件，该第三开关元件与所述电光元件及所述驱动元件一起串联设置在所述 电源布线之间；及电容，该电容的一端与所述驱动元件的控制端子连接。
3.如权利要求2所述的显示装置，其特征在于，所述扫描信号输出电路对写入对象的像素电路进行控制，在阈值校正期间，将所述第 一及第二开关元件设定成导通状态，将所述第三开关元件设定成非导通状态，接着使所述 第二开关元件变化成非导通状态，进一步使所述第一开关元件变化成非导通状态，使所述 第三开关元件变化成导通状态，所述显示信号输出电路根据所述第二开关元件处于导通状态时的所述数据线的电压， 在所述第二开关元件变化成非导通状态后，将对所述数据电压加上或减去所述校正电压后 的电压施加到所述数据线。
4.如权利要求2所述的显示装置，其特征在于，所述驱动元件及所述第一、第二、及第三开关元件为薄膜晶体管， 所述第一及第三开关元件中，一个为P沟道型，另一个为N沟道型，两者的控制端子与 公共的布线连接。
5.如权利要求2所述的显示装置，其特征在于，所述驱动元件及所述第一、第二、及第三开关元件为薄膜晶体管， 所述第二及第三开关元件中，一个为P沟道型，另一个为N沟道型，两者的控制端子与 公共的布线连接。
6.如权利要求2所述的显示装置，其特征在于， 所述驱动元件为P沟道型的增强型晶体管，由所述扫描信号输出电路所选择的像素电路，将从所述电源布线的电压中较高的电压减去阈值校正期间结束时的所述施加电压的绝对值后的电压，输出到所述数据线。
7.如权利要求2所述的显示装置，其特征在于，所述驱动元件为N沟道型的增强型晶体管，由所述扫描信号输出电路所选择的像素电路，将对所述电源布线的电压中较低的电压 加上阈值校正期间结束时的所述施加电压的绝对值后的电压，输出到所述数据线。
8.如权利要求2所述的显示装置，其特征在于，所述显示信号输出电路在所述第一开关元件的导通期间的一部分期间，向所述数据线 施加预定的固定电压。
9.如权利要求1所述的显示装置，其特征在于，所述显示信号输出电路包括多个模拟缓冲器、以及对每个所述数据线设置的多个校正 用电容和多个开关电路，所述开关电路进行切换，从而将所述校正用电容的一侧的电极与所述数据线连接，并 向另一侧的电极施加预定的固定电压，或者将所述校正用电容的一侧的电极通过所述模拟 缓冲器与所述数据线连接，并向另一侧的电极施加所述数据电压。
10.如权利要求9所述的显示装置，其特征在于，对每个所述数据线设置所述模拟缓冲器。
11.一种显示装置的驱动方法，所述显示装置具有多个像素电路，该多个像素电路与多 个扫描线和多个数据线的各交叉点对应配置，分别包含电光元件和驱动元件，所述驱动元 件的控制端子通过开关元件与所述数据线连接，其特征在于，包括如下步骤使用所述扫描线来选择写入对象的像素电路，并且进行控制，从而使得在阈值校正期 间施加到所述驱动元件的施加电压接近所述驱动元件的阈值电压，且使阈值校正期间结束 时的所述施加电压从所选择的像素电路输出到所述数据线的步骤；及根据输出到所述数据线的电压、将对数据电压加上或减去校正电压后的电压施加到所 述数据线的步骤，所述数据电压与显示数据对应，所述校正电压与所述阈值电压对应，所述阈值校正期间在所述施加电压到达所述阈值电压之前结束。
全文摘要
本发明涉及一种显示装置及其驱动方法。使像素电路(10)内的开关用TFT(12、13)导通，使开关用TFT(14)截止，将与驱动用TFT(11)的阈值电压对应的电压(VDD+Vx)输出到数据线(Sj)，使源极驱动器电路的开关(21、22)导通，将电压(Vx)保持在电容(26)中。接着使开关用TFT(13)截止，切换开关(21～24)的状态，向数据线(Sj)施加电压(Vdata+Vx)。进一步使开关用TFT(12)截止，使开关用TFT(14)导通，向有机EL元件(15)提供由驱动用TFT(11)的栅极端子电压(Vdata+Vx)确定的电流。由此，来高效利用数据电压的振幅，并以高精度补偿驱动用TFT(11)的阈值电压的偏差，而不使像素电路(10)的规模增大。
文档编号G09G3/32GK102097055SQ20111006596
公开日2011年6月15日 申请日期2007年10月1日 优先权日2007年3月8日
发明者岸宣孝 申请人:夏普株式会社
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