电子装置及其驱动方法
专利名称：电子装置及其驱动方法
技术领域：
本发明涉及补偿电子电路内的晶体管的特性(特别是阈值电压)的误差的技术。
背景技术：
专利文献1公开了补偿用于有机EL元件的驱动的驱动晶体管的特性(阈值电压和/或迁移率)的误差的技术。图43是专利文献1(图11)公开的像素电路90的电路图。 在与指定灰度相应的灰度电位经由开关91供给到电容元件92的电极93的写入期间中，在驱动晶体管94维持为导通状态的状态下，栅和漏通过开关95连接(二极管连接)。从而， 驱动晶体管94的栅-源间的电压设定成补偿自身的阈值电压VTH的误差的电压Vrst。在写入期间经过后的驱动期间，通过向各像素电路90的电极93供给三角波状的驱动电位，与电路点96连接的发光元件97的发光时间相应于指定灰度被控制为可变。专利文献1特开2009-48202号公报但是，在将电泳元件、液晶元件等的高阻抗电光元件与电路点96连接的构成中， 难以应用专利文献1的技术。这是因为由于电流几乎不流向电光元件，因此，电路点96的电位不确定，从而，在写入期间即使将驱动晶体管94及开关95控制为导通状态，驱动晶体管94的栅-源间的电压也不会收敛于目标的电压Vrst。考虑以上的情况，本发明的目的是有效补偿驱动晶体管的特性的误差。
发明内容
为了解决以上的问题，本发明的电子装置是具备电子电路和驱动电路的电子装置，电子电路包括驱动晶体管，其包括与被供给驱动电位的驱动电位线连接的第1端子、 与电路点连接的第2端子以及控制两端子间的连接状态的控制端子；与电路点连接的附加电容元件；以及控制电路点和控制端子的连接的第1开关(例如开关SWl)，驱动电路在驱动电位被设定成第1电位(例如高位侧电位VDR_H)的第1期间(例如初始化期间TRST) 中，将第1开关控制为截止状态，以使得驱动晶体管成为导通状态的方式使得控制端子的电位变化，在第1期间经过后的第2期间(例如补偿准备期间QA)中，通过将第1开关控制为导通状态，将控制端子的电位设定成补偿初始值，在第2期间经过后的第3期间(例如补偿执行期间QB)中，将第1开关控制为导通状态，以使得驱动晶体管成为导通状态的方式使得驱动电位从第1电位变化为第2电位(例如低位侧电位VDR_L)。基于以上的构成，第1期间中，经由相应于控制端子的电位的变化被控制为导通状态的驱动晶体管的第1端子和第2端子，从驱动电位线向电路点供给第1电位。第2期间中，将第1开关控制为导通状态、将附加电容元件与控制端子连接，从而将控制端子的电位设定成补偿初始值。第3期间中，经由第1开关而被进行二极管连接的驱动晶体管相应于驱动电位(第1端子的电位)的变化被控制为导通状态，因此，控制端子的电荷经由第1 开关、电路点、第2端子、第1端子，向驱动电位线移动。从而，驱动晶体管的控制端子与第 1端子之间的电压接近(理想地是达到)自身的阈值电压。以上的构成中，在第1期间，电路点的电位确定为第1电位，因此，若适当选定第1电位，则在第3期间，可以可靠地使电流流过驱动晶体管。从而，即使是电路点与高阻抗的被驱动元件连接的状态，也可以通过第3 期间的补偿工作，有效补偿驱动晶体管的特性的误差。在第2期间将控制端子的电位设定成补偿初始值的方法可任意。例如，方式Al的驱动电路在第2期间的开始前，使控制端子的电位按第1期间的变化的逆向变化，在第2期间，通过将第1开关控制为导通状态，将该控制端子的电位设定成补偿初始值。方式Al中， 在第2期间开始前，控制端子的电位按第1期间的变化的逆向变化，在第2期间，附加电容元件和控制端子经由第1开关连接后，通过在附加电容元件与控制端子之间移动电荷，设定补偿初始值。从而，在第3期间，能以使驱动晶体管容易向导通状态转变的方式设定补偿初始值(例如驱动晶体管若为N沟道型，则将补偿初始值设定成高电位)。另一方面，方式A2的驱动电路在第2期间中，将第1开关控制为导通状态后，使控制端子的电位按第1期间的变化的逆向变化，从而将该控制端子的电位设定成补偿初始值。方式A2中，第1期间中，将第1开关控制为截止状态，从而附加电容元件与控制端子绝缘，而第2期间中，第1开关被控制为导通状态，从而附加电容元件与控制端子连接，因此， 第2期间的控制端子的电位的变化量低于第1期间的变化量。利用以上说明的变化量的差异，在第3期间，能以使驱动晶体管容易向导通状态转变的方式设定补偿初始值(例如驱动晶体管若为N沟道型，则将补偿初始值设定成高电位)。如以上例示的方式Al及方式A2那样，若采用在第3期间以使驱动晶体管容易向导通状态转变的方式设定补偿初始值的构成，则具有在第3期间使驱动晶体管向导通状态变化所需要的驱动电位的振幅(第1电位和第2电位的差异)缩小的优点。本发明的优选方式B中，电子电路具备包括第1电极(例如电极El)和第2电极 (例如电极E2)的第1电容元件，第2电极与控制端子连接，驱动电路在第3期间的期间内或经过后，向第1电极供给信号电位(例如灰度电位VD[m，n])，在第3期间经过后的第4期间(例如工作期间TDRV)中，将控制端子与第1端子之间的电压设定成可变。以上的方式中，相应于第4期间设定的控制端子与第1端子之间的电压的绝对值、与相应于向第1电极供给的信号电位和第3期间的补偿工作而确定的电压的绝对值的大小，控制驱动晶体管的状态(导通/截止)。S卩，电子电路起到比较电路的功能在电路点生成与在第4期间的期间内和开始前比较控制端子与第1端子之间的电压的结果相应的电压信号。方式B的优选构成Bl的驱动电路在第4期间中将第1电极的电位设定成可变。构成Bl中，通过使驱动晶体管的控制端子的电位与第1电极的电位联动，控制端子与第1端子之间的电压被设定成可变。方式B的其他构成B2的电子电路具备包括第3电极(例如电极Ε； )和第4电极(例如电极E4)的第2电容元件，第4电极与控制端子连接，驱动电路在第4期间中将第3电极的电位设定成可变。构成B2中，通过使得驱动晶体管的控制端子的电位与第3电极的电位联动，将控制端子与第1端子之间的电压设定成可变。根据构成 B2，具有使第1电极的电位的振幅与构成Bl比较可降低的优点。另一方面，根据构成Bi，具有不需要构成B2的第2电容元件的优点。方式B的优选构成B3的驱动电路在第4期间中将驱动电位线的驱动电位设定成可变。构成B3中，相应于驱动电位，将控制端子与第1端子之间的电压设定成可变。电子电路的构成可适宜变更。例如，方式Cl的电子电路中，第1电容元件的第1电极与被供给信号电位的信号线直接连接。另一方面，方式C2的电子电路包括控制第1电容元件的第1电极和被供给信号电位的信号线的导通的第2开关(例如开关SW2)。根据方式Cl，与方式C2比较，具有有源元件(开关)的个数削减的优点。另一方面，方式C2中，通过将第2开关控制为截止状态，使得第1电极与信号线电绝缘，因此，具有附随于信号线的电容成分与方式Cl相比降低的优点。以上的各方式的电子装置的优选例是驱动电光元件的电光装置。电光装置包括与以上的各方式的电子装置的电子电路的电路点连接的电光元件。电光元件是将电作用(电场的施加和/或电流的供给)和光作用(灰度和/或辉度的变化)的一方变换为另一方的被驱动元件。电光装置可作为显示图像的显示设备搭载于各种电子设备。本发明的电光装置优选用于便携型的信息终端、电子纸等的电子设备。本发明也可以特定为以上的各方式的电子装置的驱动方法。具体地说，本发明的驱动方法是电子装置的驱动方法，电子装置包括驱动晶体管，其包括与被供给驱动电位的驱动电位线连接的第1端子、与电路点连接的第2端子以及控制两端子间的连接状态的控制端子；与电路点连接的附加电容元件；以及控制电路点和控制端子的连接的第1开关，该驱动方法中，在驱动电位被设定成第1电位的第1期间中，将第1开关控制为截止状态，以使得驱动晶体管成为导通状态的方式使得控制端子的电位变化，在第1期间经过后的第2 期间中，通过将第1开关控制为导通状态，将控制端子的电位设定成补偿初始值，在第2期间经过后的第3期间中，将第1开关控制为导通状态，以使得驱动晶体管成为导通状态的方式使驱动电位从第1电位变化为第2电位。根据以上的驱动方法，可实现与本发明的电子装置同样的作用及效果。
图1是第1实施方式的电光装置的框图。图2是第1实施方式的像素电路的电路图。图3是电泳元件的示意图。图4是第1实施方式的工作的说明图。图5是第1实施方式中的初始化期间及补偿期间的工作的说明图。图6是第1实施方式中的初始化期间的像素电路的说明图。图7是第1实施方式中的初始化期间的终点(结束时间点)的像素电路的说明图。图8是第1实施方式中的补偿准备期间(写入工作时)的像素电路的说明图。图9是第1实施方式中的补偿准备期间(补偿初始值的设定时)的像素电路的说明图。图10是第1实施方式中的补偿执行期间的像素电路的说明图。图11是第1实施方式中的补偿执行期间的终点的像素电路的说明图。图12是第1实施方式中的工作期间的像素电路的说明图。图13是第1实施方式中的驱动晶体管的驱动时间点与灰度电位的关系的说明图。图14是第1实施方式中的灰度电位与驱动晶体管的通过电荷量的曲线图。图15是第2实施方式中的工作的说明图。图16是第2实施方式中的驱动晶体管的栅的电位的说明图。
图17是第3实施方式的像素电路的电路图。图18是第3实施方式的工作的说明图。图19是第4实施方式的工作的说明图。图20是第4实施方式中的驱动晶体管的工作时间点与灰度电位的关系的说明图。图21是第5实施方式的电光装置的框图。图22是第5实施方式的像素电路的电路图。图23是第5实施方式的工作的说明图。图M是第5实施方式中的初始化期间及补偿期间的工作的说明图。图25是第5实施方式中的写入期间及工作期间的工作的说明图。图沈是第5实施方式中的初始化期间的像素电路的说明图。图27是第5实施方式中的补偿准备期间(前半)的像素电路的说明图。图观是第5实施方式中的补偿准备期间(后半)的像素电路的说明图。图四是第5实施方式中的补偿执行期间的像素电路的说明图。图30是第5实施方式中的补偿执行期间的终点的像素电路的说明图。图31是第5实施方式中的写入期间的像素电路的说明图。图32是第5实施方式中的工作期间的像素电路的说明图。图33是第5实施方式中的驱动晶体管的驱动时间点与灰度电位的关系的说明图。图34是第5实施方式中的灰度电位与驱动晶体管的通过电荷量的曲线图。图35是第6实施方式的工作的说明图。图36是第6实施方式中的初始化期间及补偿期间的工作的说明图。图37是第7实施方式的工作的说明图。图38是驱动晶体管的驱动与显示图像的视认(视觉辨认)性的关系的说明图。图39是变形例的像素电路的电路图。图40是变形例的像素电路的电路图。图41是电子设备(信息终端)的立体图。图42是电子设备(电子纸)的立体图。图43是专利文献1的像素电路的电路图。符号说明100......电光装置，10......显示面板，12......控制电路，20......显示
部，22J8......控制线，24......信号线，26......驱动电位线，30......驱动电路，
32......行驱动电路，34......列驱动电路，36......电位控制电路，PIX......像素电
路，TDR......驱动晶体管，Sffl, SW2......开关，Cl，C2......电容元件，CP......附加
电容元件，40......电泳元件，42......像素电极，44......对置电极，46......电泳层，
462(462B,462ff)......带电微粒，464......分散剂，48......电容线。
具体实施例方式<A 第1实施方式>图1是本发明的第1实施方式的电光装置100的框图。电光装置100是利用带电微粒的电泳显示图像的电泳显示装置，具备图1所示的显示面板10和控制电路12。显示面
7板10包括平面状排列有多个像素电路PIX的显示部20和驱动各像素电路PIX的驱动电路 30。控制电路12通过控制显示面板10 (驱动电路30)，在显示部20显示图像。在显示部20形成相互交叉的M根控制线22和N根信号线M (M及N是自然数)。 显示部20内的多个像素电路PIX在与控制线22和信号线M的各交叉处对应的位置配置， 按纵M行X横N列的矩阵状排列。另外，在显示部20形成与各控制线22并行的M根驱动电位线26。驱动电路30根据控制电路12的控制，驱动各像素电路PIX。如图1所示，驱动电路30包括行驱动电路32、列驱动电路34、电位控制电路36。行驱动电路32向各控制线22 供给控制信号GA[1] GA[M]，并向各驱动电位线沈供给驱动电位VDR[1] VDR[M]。驱动电位VDR[1] VDR[M]分别被设定成高位侧电位VDR_H或低位侧电位VDR_L(VDR_H > VDR_L)。另外，也可以采用分别搭载生成控制信号GA[1] GA[M]的电路和生成驱动电位 VDR[1] VDR[M]的电路的构成。列驱动电路34向各信号线M供给指示信号X[l] X[N]。电位控制电路36生成及输出共同供给各像素电路PIX的共用电位VC0M。共用电位VCOM被设定成高位侧电位VC0M_H或低位侧电位VC0M_L (VC0M_H > VC0M_L)。共用电位 VCOM的高位侧电位VC0M_H和驱动电位VDR [ 1 ] VDR [M]的高位侧电位VDR_H是相同电位 (例如15V)，共用电位VCOM的低位侧电位VC0M_L和驱动电位VDR[1] VDR[M]的低位侧电位VDR_L是相同电位(例如0V)。图2是各像素电路PIX的电路图。图2中，代表性地图示了位于第m行(m = 1 M)的第n列(n = 1 N)的1个像素电路ΡΙΧ。像素电路PIX是与显示图像的各像素对应的电子电路，如图2所示，包括电泳元件40、驱动晶体管TDR、开关SW1、电容元件Cl和附加电容元件CP。电泳元件40是利用带电微粒的电泳来表现灰度的高阻抗电光元件，具备对置的像素电极42及对置电极44和两电极间的电泳层46。如图3所示，电泳层46包括按相反极性带电的白色及黑色的带电微粒462(462W、462B)和使各带电微粒462可泳动地分散的分散剂464。例如可适合地采用在微囊的内部密封带电微粒462和分散剂464的构成和/ 或在由分隔壁划分的空间内密封带电微粒462和分散剂464的构成。像素电极42对每个像素电路PIX分别形成，对置电极44在多个像素电路PIX中连续。如图2所示，像素电极42与像素电路PIX内的电路点(节点)p连接。从电位控制电路36向对置电极44供给共用电位VC0M。另外，以下，将对置电极44与像素电极42相比为高电位时的电泳元件40的施加电压的极性方便地标记为“正极性”。如图3所示，以下方便地例示了 对置电极44相对于像素电极42位于观察侧(显示图像的输出侧)，使白色的带电微粒462W带电为正极性并且使得黑色的带电微粒462B带电为负极性的情况。从而， 电泳元件40的灰度在正极性的电压施加时成为黑色，在负极性的电压施加时成为白色。图2的驱动晶体管TDR是驱动电泳元件40的N沟道型的薄膜晶体管，配置在将电路点P (像素电极4 和第m行的驱动电位线沈连接的路径上。具体地说，驱动晶体管TDR 的漏与电路点P (像素电极42)连接，驱动晶体管TDR的源与驱动电位线沈连接。另外，第 1实施方式中驱动晶体管TDR的漏及源的电压的高低可逆转，因此，仅仅着眼于电压的高低而区别漏和源时，驱动晶体管TDR的漏和源随时逆转，以下的说明中为了方便，将驱动晶体管TDR的驱动电位线沈侧的端子(第1端子)标记为源，将像素电极42侧的端子(第2端子)标记为漏。开关SWl与驱动晶体管TDR同样，由N沟道型的薄膜晶体管构成，介于驱动晶体管 TDR的栅与电路点ρ之间(驱动晶体管TDR的栅-漏间)，控制两者的电连接(导通/非导通)。开关SWl的栅与第m行的控制线22连接。开关SWl向导通状态转变后，驱动晶体管 TDR的栅和漏被连接(即，被二极管连接)。电容元件Cl是包括电极El和电极E2的静电电容。电极El与第η列的信号线M 连接，电极Ε2与驱动晶体管TDR的栅连接。附加电容元件CP是包括电极EPl和电极ΕΡ2 的静电电容。电极EPl与电路点ρ连接，电极ΕΡ2接地(GND)。另外，若在电泳元件40附随有充分的电容成分(电容组成部分)，则电泳元件40的电容成分可用作附加电容元件CP。图4是电光装置100的工作的说明图。如图4所示，电光装置100以单位期间 (帧)TU为周期，依次工作。第1实施方式的单位期间TU包括作为“第1期间”的初始化期间TRSTdtS “第2期间”及“第3期间”的补偿期间TCMPdtS “第4期间”的工作期间 TDRV。初始化期间TRST中，执行使各像素电路PIX的电路点ρ (像素电极42)的电位VP初始化的初始化工作。初始化工作对显示部20内的全部(MXN个)的像素电路PIX并行(一起)执行。补偿期间TCMP中，执行将各像素电路PIX的驱动晶体管TDR的栅-源间的电压 VGS设定成该驱动晶体管TDR的阈值电压VTH的补偿工作和将与像素电路PIX的指定灰度相应的灰度电位VD[m，η]供给各像素电路PIX的写入工作。补偿期间TCMP被划分为与像素电路PIX的各行对应的M个选择期间Q[l] Q[M]。补偿期间TCMP内的第m个选择期间 Q [m]中，对第m行的N个像素电路PIX执行补偿工作和写入工作。工作期间TDRV中，相应于补偿期间TCMP中供给各像素电路PIX的灰度电位VD[m， η]，可变地控制电泳元件40的灰度。具体地说，在工作期间TDRV中与灰度电位VD [m，η]相应的时长的期间，通过将驱动晶体管TDR控制为导通状态，执行控制电泳元件40的灰度的驱动工作(脉冲宽度调制)。驱动工作对显示部20内的全部(MXN个)的像素电路PIX并行(一起)执行。图5是位于第m行的第η列的像素电路PIX中的驱动晶体管TDR的栅的电位VG的说明图。参照图4及图5，说明以上概略说明的各期间(TRST、TCMP、TDRV)的工作。如图5 所示，假定在即将变为初始化期间TRST之前，供给电容元件Cl的电极El的指示信号X[n] 设定成预定的电位(以下称为“基准电位”)VC，驱动晶体管TDR的栅的电位VG设定成电位 VGO的情况。[1]初始化期间TRST初始化期间TRST开始后，列驱动电路34如图4及图6所示，使得各信号线M的指示信号x[l] X[N]从基准电位VC变为初始化电位VRST。由于电容元件Cl介于信号线 24与驱动晶体管TDR的栅之间，因此，驱动晶体管TDR的栅的电位VG由于电容元件Cl的电容耦合，与指示信号X[η]的电位联动地变化。若为了方便而忽略驱动晶体管TDR的栅电容，则电位VG如图5所示，从即将变为初始化期间TRST的之前的电位VGO变化为高了指示信号X[η]的电位变化量(VRST-VC)的电位VGl (VGl = VGO+(VRST-VC))。另一方面，行驱动电路32使得各驱动电位线沈的驱动电位VDR [1] VDR [Μ]从低位侧电位VDR_L变为高位侧电位VDRJL另外，控制信号GA[m]维持在低电平，因此初始化期间TRST中，开关SWl维持截止状态。指示信号X[n]的初始化电位VRST被设定成，在驱动电位VDR[m](驱动晶体管TDR 的源的电位)设定成高位侧电位VDR_H的状态下，使驱动晶体管TDR维持导通状态(VGS = VG1-VDR_H = VGO+(VRST-VC)-VDR_H > VTH)。如上所述，初始化期间TRST中，驱动晶体管 TDR向导通状态转变，因此如图6箭头所示，驱动电位VDR[m]的高位侧电位VDR_H从驱动电位线沈经由驱动晶体管TDR的源及漏供给电路点ρ(像素电极42)。S卩，电路点ρ的电位 VP被初始化为高位侧电位VDR_H(初始化工作)。初始化期间TRST中，电位控制电路36将对置电极44的共用电位VCOM维持在低位侧电位VC0M_L。从而，与从驱动电位线沈供给像素电极42的驱动电位VDR[m]的高位侧电位VDR_H与对置电极44的低位侧电位VC0M_L的差(VDR_H_VC0M_L)相当的负极性电压(以下称为“逆向偏置电压”)对电泳元件40施加。由于以上说明的逆向偏置电压的施加，显示部20内的全部的电泳元件40的灰度向白色侧转变。另外，对电极EPl与电路点ρ 连接的附加电容元件CP，进行与驱动电位VDR[m]的高位侧电位VDR_H相应的电荷的充电。 即，附加电容元件CP保持高位侧电位VDRJL初始化期间TRST结束后，列驱动电路34如图4及图7所示，使得各信号线M的指示信号x[l] X[N]从初始化电位VRST变化为基准电位VC。驱动晶体管TDR的栅的电位￥6设定成，从刚刚的电位￥61作61=￥60+作1 11-￥0)降低指示信号X[n]的变化量 (VRST-VC)后的初始化期间TRST的紧跟前的基准电位VG0。从而，在初始化期间TRST结束的同时，驱动晶体管TDR向截止状态转变，停止对电路点ρ供给高位侧电位VDRJL驱动电位VDR[m]在初始化期间TRST结束后也继续维持在高位侧电位VDRJL[2]补偿期间 TCMP如图4所示，补偿期间TCMP内的各选择期间Q[m]，被划分为作为“第2期间”的补偿准备期间QA和作为“第3期间”的补偿执行期间QB。补偿准备期间QA中，将驱动晶体管TDR的栅的电位VG设定成预定的电位(以下称为“补偿初始值”)VINI，补偿执行期间QB 中，将驱动晶体管TDR的栅-源间的电压VGS设定成自身的阈值电压VTH。对置电极44的共用电位VCOM即使在补偿期间TCMP也维持为低位侧电位VC0M_L。选择期间Q[m]的补偿准备期间QA中，列驱动电路34如图4及图8所示，将指示信号X[n]设定成灰度电位VD[m，η](写入工作)。灰度电位VD[m，n]相应于位于第m行的第η列的像素电路PIX的指定灰度设定成可变。驱动晶体管TDR的栅的电位VG由于电容元件Cl的电容耦合，与指示信号X[η]的电位联动变化。具体地说，电位VG如图5所示，与紧跟初始化期间TRST后的电位VGO比较，变化为高了指示信号Χ[η]的电位变化量(VD[m， η] -VC)的电位 VG2 (VG2 = VGO+ (VD [m, n] -VC))。行驱动电路32如图4及图9所示，在补偿准备期间QA通过将控制信号GA [m]设定成高电平，将第m行的各像素电路PIX的开关SWl控制为导通状态。开关SWl向导通状态转变后，如图9所示，附加电容元件CP与电容元件Cl的电极E2 (驱动晶体管TDR的栅)连接，初始化期间TRST中，在电容元件Cl蓄积的电荷向驱动晶体管TDR的栅(电容元件Cl) 移动。从而，驱动晶体管TDR的栅的电位VG如图5所示，变化为超出刚刚的电位VG2(或者基准电位VC)的补偿初始值VINI。具体地说，补偿初始值VINI由包括电容元件Cl的电容值cl和附加电容元件CP的电容值cP的以下的式⑴表现。
VINI = α ρ · VDR_H+(1-α ρ) VG2......(1)(α ρ = cP/(cP+cl))选择期间Q[m]的补偿执行期间QB中，与补偿准备期间QA同样，指示信号X[n]维持为灰度电位VD[m，n]，并且，开关SWl通过高电平的控制信号GA[m]维持在导通状态。另外，补偿执行期间QB开始后，行驱动电路32如图4及图10所示，使得供给驱动晶体管TDR 的源的驱动电位VDR[m]从高位侧电位VDR_H降低为低位侧电位VDR_L。驱动电位VDR[m] 的高位侧电位VDR_H及低位侧电位VDR_L设定成，使式(1)的补偿初始值VIOT与低位侧电位VDR_L的差(即驱动晶体管TDR的栅-源间的电压VGS)超出阈值电压VTH。从而，在补偿执行期间QB的始点(起始时间点)，驱动电位VDR[m]若降低到低位侧电位VDR_L，则驱动晶体管TDR向导通状态转变。从式(1)可理解到，附加电容元件CP的电容值cP相对于电容元件Cl的电容值Cl越大(即系数α ρ越大)，或在初始化期间TRST供给电路点ρ的高位侧电位VDR_H与电位VG2比较越高，则能将补偿初始值Vmi设定成在补偿执行期间QB 可将驱动晶体管TDR可靠地控制为导通状态的越高的电位。即使补偿执行期间QB，开关SWl的导通状态(驱动晶体管TDR的二极管连接)也被维持，因此，驱动晶体管TDR若向导通状态转变，则如图10箭头所示，驱动晶体管TDR的栅的电荷经由开关SW1、电路点ρ和驱动晶体管TDR的漏及源，向驱动电位线沈放电。从而，如图5所示，驱动晶体管TDR的栅的电位VG从补偿初始值VINI随时间降低，在栅-源间的电压VGS达到阈值电压VTH的时间点，驱动晶体管TDR转变到截止状态(补偿工作)。选择期间Q[m]的补偿执行期间QB结束后，行驱动电路32如图4及图11所示，通过使得控制信号GA[m]变化为低电平，将第m行的各像素电路PIX的开关SWl控制为截止状态。即，驱动晶体管TDR的二极管连接被解除。从以上的说明可理解，在补偿执行期间QB 的终点，在向电容元件Cl的电极El供给灰度电位VD [m，η]的状态下，驱动晶体管TDR的栅的电位VG被设定成电位VG_TH(使驱动晶体管TDR的栅-源间的电压VGS成为阈值电压 VTH 的电位(VG_TH-VDR_L = VTH))。在补偿期间TCMP的选择期间Q[l] Q[M]的各个中，依次执行以上的工作。另外，各像素电路PIX的电容元件Cl与信号线M直接连接，因此，在选择期间Q[m]，指示信号 X[η]变化为灰度电位VD[m，η]后，第m行以外的各行的像素电路PIX中的电容元件Cl的电极El的电位变化。然后，有时驱动晶体管TDR的栅的电位VG与电极El的电位联动地变化，使驱动晶体管TDR成为导通状态。但是，补偿期间TCMP内对置电极44的共用电位VCOM 维持为低位侧电位VC0M_L，因此即使驱动晶体管TDR向导通状态转变，也不影响电泳元件 40的灰度。[3]工作期间 TDRV补偿期间TCMP经过后的工作期间TDRV开始后，电位控制电路36如图4及图12 所示，将对置电极44的共用电位VCOM设定成高位侧电位VCOMJL另一方面，行驱动电路 32从各选择期间Q[m]的补偿执行期间QB，将驱动电位VDR[1] VDR[Μ]继续维持为低位侧电位VDR_L。另一方面，列驱动电路34如图4及图12所示，在工作期间TDRV将指示信号 X[l] X[N]设定成电位W(t)。如图4所示，电位W(t)以使基准电位VC包括在变动范围内(例如将基准电位VC作为中央值)的方式在电位VL与电位VH(VH > VL)之间随时间变化。从工作期间TDRV的始点到终点，本实施方式的电位W(t)被控制为从电位VL到电位VH 直线地变化的斜坡波形(锯齿状波)。从而，各像素电路PIX的驱动晶体管TDR中，在驱动电位线沈的驱动电位VDR[m](源的电位)被维持为低位侧电位VDR_L的状态下，栅的电位 VG与指示信号X[n]的电位W(t)联动地变化(上升)。即，工作期间TDRV中，驱动晶体管 TDR的栅-源间的电压VGS随时间增加。在补偿期间TCMP中，在向电容元件Cl的电极El供给灰度电位VD [m, η]的状态下，以使得驱动晶体管TDR的栅-源间的电压VGS成为阈值电压VTH的方式设定栅的电位 VG(VG_TH)。从而，工作期间TDRV中，在指示信号X[n]的电位W(t)达到各像素电路PIX的灰度电位VD[m，η]的时间点，如图12所示，该像素电路PIX的驱动晶体管TDR的栅-源间的电压VGS达到自身的阈值电压VTH，驱动晶体管TDR向导通状态转变。即，位于第m行的第η列的像素电路PIX的驱动晶体管TDR在工作期间TDRV中的与该像素电路PIX的指定灰度(灰度电位VD[m，n])相应的可变的时间点，从截止状态向导通状态转变。从以上的说明可理解，像素电路PIX起到比较灰度电位VD[m，η]与电位W(t)的比较电路的功能。图13是例示了下述情况的示意图工作期间TDRV中驱动晶体管TDR从截止状态向导通状态转变的时间点(tl、t2、t3)相应于灰度电位VD[m，η]而变化。指示信号Χ[η]的电位的变化由虚线图示，驱动晶体管TDR的栅的电位VG的变化由实线图示。图13的部分(A)中假设为，在选择期间Q[m]的补偿执行期间QB，将灰度电位 VD[m, η]设定成电位VD_1的情况。电位VD_1是与电位W(t)的振幅中心相当的基准电位 VC相同的电位。在工作期间TDRV的始点，指示信号X[n]的电位W(t)变化为电位VL后， 驱动晶体管TDR的栅的电位VG与在补偿期间TCMP所设定的电位VG_TH比较，变化为比其低了灰度电位VD_1与电位VL的电位差δ 1的电位VG_1。然后，与电位W (t)联动，电位VG 从电位VG_1随时间增加，在达到电位VG_TH的时间点(即电位W(t)达到灰度电位VD_1的时间点)11，驱动晶体管TDR从截止状态向导通状态转变。图13的部分(B)中假设为，在补偿执行期间QB，将灰度电位VD[m，n]设定成比基准电位VC(VD_1)高的电位VD_2的情况。工作期间TDRV的始点的驱动晶体管TDR的栅的电位VG的变化量δ2比图13的部分㈧的变化量δ 高了灰度电位VD_2所高出的量，因此，工作期间TDRV开始的紧跟其后的驱动晶体管TDR的栅的电位VG_2低于图13的部分 (A)的电位VG_1。从而，驱动晶体管TDR在比图13的部分㈧的时间点tl迟的时间点t2， 向导通状态转变。另外，图13的部分(C)中假设为，在补偿执行期间QB，将灰度电位VD[m，η]设定成比基准电位VC(VD_1)低的电位VD_3的情况。工作期间TDRV的始点的驱动晶体管TDR 的栅的电位VG的变化量δ 3比图13的部分㈧的变化量δ 1小了灰度电位VD_3所低于 (相对于基准电位低)的量，因此，工作期间TDRV开始的紧跟之后的驱动晶体管TDR的栅的电位VG_3超出图13的部分㈧的电位VG_1。从而，驱动晶体管TDR在比图13的部分㈧ 的时间点tl早的时间点t3向导通状态转变。图14是灰度电位VD[m，η]及基准电位VC的差值Δ (Δ = VD[m,η]-VC)和工作期间TDRV内通过驱动晶体管TDR的电荷的总量(换言之，工作期间TDRV中驱动晶体管TDR 成为导通状态的时间的比例)的关系(逻辑值)的曲线图。纵轴的数值将最大值标准化为 100%。从图13及图14可理解到，第1实施方式中，灰度电位VD[m，η]越高(与基准电位VC的差值Δ越大)，工作期间TDRV中驱动晶体管TDR成为导通状态的时间(通过驱动晶体管TDR的电荷量)越减少。如果在与灰度电位VD[m，η]相应的时间点，驱动晶体管TDR向导通状态转变，则驱动电位VDR [m]的低位侧电位VDR_L从驱动电位线沈经由驱动晶体管TDR供给像素电极 42，因此，与驱动电位VDR[m]的低位侧电位VDR_L和共用电位VCOM的高位侧电位VC0M_H 的差相当的正极性的电压(以下称为“正向偏置电压”(正向偏压))向电泳元件40施加。 从而，电泳元件40的黑色的带电微粒462B向观察侧移动的同时，白色的带电微粒462W向背面侧移动，显示灰度向黑色侧转变。工作期间TDRV结束后，电位控制电路36使共用电位 VCOM变化为低位侧电位VC0M_L (VC0M_L = VDR_L)。从而，对电泳元件40的电压施加结束。如上所述，以与灰度电位VD[m，n]相应的可变的时间长度向电泳元件40施加正向偏置电压(脉冲宽度调制)，因此，各像素电路PIX的电泳元件40的灰度与该像素电路PIX 的灰度电位VD[m，n]相应地被控制为多级。具体地说，灰度电位VD[m，η]越低(工作期间 TDRV内驱动晶体管TDR成为导通状态的时间长度越长)，电泳元件40的灰度被控制为越低的灰度(越接近黑色的灰度)。从而，在显示部20显示包括白色、黑色还有中间灰度的多灰度的图像。然后，通过随时重复单位期间TU，变更显示图像。以上说明的第1实施方式中，在初始化期间TRST，驱动晶体管TDR向导通状态转变，从而，将电路点P的电位VP初始化为高位侧电位VDR_H。从而，在补偿执行期间QB，驱动晶体管TDR被二极管连接时，可在漏(栅)_源间可靠地流过电流(即执行补偿工作)。 即，即使是采用高阻抗电光元件(电泳元件40)的构成，也可有效补偿驱动晶体管TDR的特性(阈值电压VTH)的误差(进而抑制显示图像的灰度不均)。而且，通过将驱动晶体管 TDR控制为导通状态，向电路点ρ供给高位侧电位VDR_H，因此，不必在像素电路PIX搭载电路点P的电位VP的初始化(高位侧电位VDR_H的供给)专用的元件。从而，也具有像素电路PIX的构成简化的优点。但是，在补偿执行期间QB，为了开始补偿工作，必须以使驱动晶体管TDR的栅-源间的电压VGS超出阈值电压VTH的方式，使驱动晶体管TDR的源的电位(驱动电位VDR [m]) 相对于栅的电位VG降低。第1实施方式中，在补偿准备期间QA，通过连接附加电容元件CP 和电容元件Cl，使驱动晶体管TDR的栅的电位VG(VG2)上升到补偿初始值VINI，因此，与在补偿准备期间QA不使电位VG上升的构成(以下称为“对比例”)比较，具有使驱动电位 VDR[m]的低位侧电位VDR_L所必要的条件放宽的优点。例如，假定阈值电压VTH为IV，假设为在驱动晶体管TDR的栅的电位VG设定成图 8的电位VG2的状态下开始补偿工作的对比例的情况(即省略图9的补偿准备期间QA的构成)。电位VG2为-3V的场合，为了基于对比例实现补偿工作，必须将驱动电位VDR[m]的低位侧电位VDR_L设定成-4V。另一方面，第1实施方式中，在补偿准备期间QA，通过将驱动晶体管TDR的栅与附加电容元件CP连接，电位VG上升到例如3V的补偿初始值VINI为止，因此，将驱动电位VDR [m]的低位侧电位VDR_L设定成2V以下即可。即，驱动电位VDR [m]的低位侧电位VDR_L所必要的条件被放宽，因此，如第1实施方式，可将驱动电位VDR[m]的各电位(VDR_H、VDR_L)设定成与共用电位VCOM的各电位(VC0M_H、VC0M_L)相同的电位。如上所述，通过将各电位共同化(削减电位的种类数量)，具有用于生成各电位的构成简化的优点。而且，为了补偿执行期间QB的补偿工作，通过在补偿准备期间QA将驱动晶体管TDR 二极管连接，使附加电容元件CP和电容元件Cl连接，使电位VG上升。S卩，在驱动晶体管TDR 二极管连接的同时，设定补偿初始值vmi。从而，与在像素电路PIX内特别设置例如补偿工作前使电位VG上升的专用元件的构成比较，也可以简化像素电路PIX的构成。但是，在对电泳元件40持续施加单极性的电压(直流分量)的构成中，电泳元件 40的特性有劣化的可能性。第1实施方式中，工作期间TDRV中，对电泳元件40进行的正向偏置电压的施加和停止被选择性地执行(即，工作期间TDRV中，不对电泳元件40施加负极性的电压)，但是，初始化期间TRST中，与工作期间TDRV的施加电压相反的极性的逆向偏置电压被对电泳元件40施加。从而，与不施加逆向偏置电压的构成比较，可抑制直流分量的施加引起的电泳元件40的劣化。而且，为了实现补偿工作，在初始化期间TRST供给电路点P的高位侧电位VDR_H也在逆向偏置电压对电泳元件40的施加中沿用，因此，与在像素电路PIX设置逆向偏置电压的施加专用的元件的构成比较，也具有像素电路PIX的构成简化的优点。〈B:第2实施方式〉接着，说明本发明的第2实施方式。另外，对于以下例示的各方式的作用、功能与第1实施方式相同的要素，沿用以上的说明中参照的符号，适宜省略各自的说明。第1实施方式中，通过将在初始化期间TRST中在附加电容元件CP所蓄积的电荷在补偿准备期间QA供给驱动晶体管TDR的栅，将电位VG设定成补偿初始值Vmi (比电位 VGO高的电位)。第2实施方式中，补偿准备期间QA中将驱动晶体管TDR的栅的电位VG设定(升压)成补偿初始值VINI的方法不同于第1实施方式。像素电路PIX的构成与第1 实施方式同样。图15是第2实施方式的单位期间TU内的工作的说明图。从图15可理解，补偿准备期间QA以外的各期间(初始化期间TRST、补偿执行期间QB、工作期间TDRV)的工作与第 1实施方式同样。因而，以下，仅仅说明选择期间Q[m]内的补偿准备期间QA的工作。图16是选择期间Q[m]内的工作的说明图。如图15及图16所示，列驱动电路34 在选择期间Q[m]的补偿准备期间QA的始点ta，使得指示信号X[n]从基准电位VC上升到初始化电位VRST。驱动晶体管TDR的栅的电位VG与始点ta的指示信号X[n]的变化联动， 从电位VGO上升到电位VGl。时间点ta时，控制信号GA[m]被设定成低电平，从而开关SWl 维持截止状态。即，附加电容元件CP处于与驱动晶体管TDR的栅(电容元件Cl)电绝缘的状态。从而，电位VG的增加量δ L_H(VG1 = VGO+ δ L_H)与指示信号X [η]的电位的变化量 (VRST-VC)等同。在补偿准备期间QA内的时间点tb，行驱动电路32通过使得控制信号GA[m]变化为高电平，使得第m行的各像素电路PIX的开关SWl转变到导通状态。从而，在驱动晶体管 TDR被二极管连接的同时，附加电容元件CP与驱动晶体管TDR的栅连接。在时间点ta，栅的电位VG通过上升到电位VGl使驱动晶体管TDR成为导通状态，因此，驱动晶体管TDR的栅的电位VG在时间点tb以后随时间降低，驱动晶体管TDR的栅-源间的电压VGS达到成为阈值电压VTH的电位VG2(VG2 = VDR_H+VTH)后，驱动晶体管TDR向截止状态转变。时间点tb经过后的时间点tc到来时，列驱动电路34使得指示信号X[n]从初始化电位VRST降低到灰度电位VD[m，n]。驱动晶体管TDR的栅的电位VG与指示信号X[n]的电位的变化联动，从电位VG2降低到补偿初始值vmi。在时间点tc，经由导通状态的开关SW1，使得附加电容元件CP与驱动晶体管TDR的栅连接。从而，紧跟时间点tc之后的电位 VG的降低量δ H_L(VINI = VG2- δ H_L)成为将指示信号X [η]的电位的变化量(VRST_VD[m， η])相应于电容元件Cl的电容值cl和附加电容元件CP的电容值cP而分割的电压(δ H_L =α 1 (VRST-VD[m, η]), α 1 = cl/(cl+cP))0 即，时间点 tc 的电位 VG 的变化量 δ H_L 低于时间点ta的电位VG的变化量δ L_H。利用以上说明的变化量δ H_L和变化量δ L_H的差异，补偿初始值VIM与第1实施方式同样，被设定成超出初始化期间TRST开始前的栅的电位VGO的电位。补偿准备期间QA经过后的补偿执行期间QB中，与第1实施方式同样，驱动电位VDR [m]变化到低位侧电位VDR_L，从而执行补偿工作。第2实施方式中也可实现与第1实施方式同样的效果。另外，第2实施方式中，在补偿初始值Vmi的设定中利用驱动晶体管TDR的栅的电位VG的变化量δ L_H与变化量 5H_L的差异，因此，具有即使附加电容元件CP中所蓄积的电荷少也可将补偿初始值vmi 设定成高电位的优点。从而，与在补偿初始值Vmi的设定中利用附加电容元件CP的电荷的第1实施方式比较，具有在初始化期间TRST对附加电容元件CP充电的高位侧电位VDR_H 为低电位即可的优点。另一方面，第2实施方式中，在各选择期间Q[m]的补偿准备期间QA， 必须使得指示信号X[n]上升到初始化电位VRST，而第1实施方式中，在补偿准备期间QA， 不必使得指示信号X[n]变化为初始化电位VRST。从而，根据第1实施方式，指示信号X[n] 的电位的变化次数与第1实施方式比较被削减，具有使信号线M的充放电所浪费的功率削减的优点。〈C:第3实施方式〉图17是本发明的第3实施方式中的像素电路PIX的电路图。如图17所示，第3实施方式的像素电路PIX是向第1实施方式的像素电路PIX追加了电容元件C2的构成。电容元件C2是包括电极E3和电极E4的静电电容。电极E3与电容线48连接，电极E4与驱动晶体管TDR的栅连接。电容线48是与显示部20内的全部的像素电路PIX共同连接的布线。电位控制电路36生成电容电位SC，供给到电容线48。第1实施方式中，在初始化期间TRST，通过将指示信号X [η]设定成初始化电位 VRST,执行初始化工作，在工作期间TDRV，通过将指示信号X [η]设定成可变的电位W (t)，执行驱动工作。第3实施方式中，利用电容电位SC取代指示信号X [η]，来实现初始化工作及驱动工作。另外，补偿准备期间QA的补偿初始值vmi的设定中，采用与第2实施方式同样的方法(利用电位VG的增加量δ L_H与减少量δ H_L的差的方法)。图18是第3实施方式的单位期间TU内的工作的说明图。与第1实施方式同样， 初始化期间TRST中，初始化工作对各像素电路PIX并行执行，补偿期间TCMP中，写入工作及补偿工作按行为单位依次执行，工作期间TDRV中，驱动工作对各像素电路PIX并行执行。[1]初始化期间TRST初始化期间TRST中，如图18所示，通过将控制信号GA[1] GA[M]设定成低电平， 将各像素电路PIX的开关SWl维持为截止状态，将对置电极44的共用电位VCOM设定成低位侧电位VC0M_L。另外，列驱动电路34将指示信号X[n]维持在基准电位VC。另外，电位控制电路36在初始化期间TRST开始后，使得电容线48的电容电位SC 从电位VO变化为初始化电位VRST。电位VO被设定成例如与基准电位VC相同的电位(例如接地电位(OV))。电容元件C2介于电容线48与驱动晶体管TDR的栅之间，因此，驱动晶体管TDR的栅的电位VG由于电容元件C2的电容耦合，与电容电位SC联动，从电位VGO变化到电位VGl。与电容电位SC联动的电位VG的变化量δ L_H (VG1 = VGO+ δ L_H)成为将电容电位SC的变化量(VRST-VO)相应于电容元件Cl的电容值cl和电容元件C2的电容值 c2 而分割的电压(δ L_H = β 2 (VRST-VO)，β 2 = c2/(cl+c2))。行驱动电路32在初始化期间TRST中，将各驱动电位线沈的驱动电位VDR [1] VDR [M]设定成高位侧电位VDRJL电容电位SC的初始化电位VRST在驱动电位VDR [m]被设定成高位侧电位VDR_H的状态下，设定成使驱动晶体管TDR维持导通状态(VGS = VG1_VDR_ H > VTH)(例如VRST = 25V)。如上所述，在初始化期间TRST中将驱动晶体管TDR控制为导通状态，因此与第1实施方式同样，电路点P的电位VP被初始化为从驱动电位线沈经由驱动晶体管TDR供给的高位侧电位VDR_H(初始化工作)。从而，电泳元件40被施加逆向偏置电压，在附加电容元件CP保持高位侧电位VDRJL初始化期间TRST结束后，电容电位SC 被设定成紧跟初始化期间TRST之前的电位V0，驱动晶体管TDR向截止状态转变。从而，高位侧电位VDR_H对电路点ρ的供给停止。[2]补偿期间 TCMP补偿期间TCMP的选择期间Q[m] (QA、QB)中，列驱动电路34将指示信号X[n]设定成灰度电位VD[m，n]。电位控制电路36在补偿准备期间QA的始点ta，使电容电位SC上升到初始化电位VRST。从而，驱动晶体管TDR的栅的电位VG与电容电位SC的变化联动，上升到电位VG1。通过在时间点ta将开关SWl维持在截止状态，使得电容元件CP处于与驱动晶体管TDR的栅电绝缘的状态，因此，时间点ta的电位VG的变化量δ L_H与初始化期间 TRST中的变化同样，成为将电容电位SC的电位的变化量(VRST-VO)用电容元件Cl和电容元件C2分割的电压(δ L_H = β 2 (VRST-VO))。在选择期间Q [m]内的补偿准备期间QA的时间点tb，行驱动电路32通过使得控制信号GA[m]变化为高电平，将第m行的各像素电路PIX的开关SWl控制为导通状态。从而， 与第2实施方式同样，驱动晶体管TDR的栅的电位VG降低到栅-源间的电压VGS成为阈值电压 VTH 的电位 VG2 (VG2 = VDR_H+VTH)为止。时间点tb经过后的时间点tc到来时，电位控制电路36使得电容电位SC从初始化电位VRST降低到电位V0。驱动晶体管TDR的栅的电位VG与电容电位SC的变化联动，从电位VG2降低到补偿初始值VINI。在时间点tc，附加电容元件CP与驱动晶体管TDR的栅连接，因此，时间点tc的电位VG的变化量δ H_L(VINI = VG2- δ H_L)成为将电容电位SC 的变化量(VRST-VO)用电容元件Cl、电容元件C2、附加电容元件CP分割了的电压(δ H_L =Y2 (VRST-VO)，y2 = c2/ (cl+c2+cP))。S卩，时间点 tc 的电位 VG 的变化量 δ H_L,低于时间点ta的电位VG的变化量SL_H。利用以上说明的变化量3!1_1^与变化量δ L_H的差异，补偿初始值Vmi与第1实施方式同样，被设定成超出初始化期间TRST的开始前的栅的电位VGO的电位。在选择期间Q [m]中的补偿准备期间QA经过后的补偿执行期间QB中，驱动电位 VDR[m]变化为低位侧电位VDR_L，从而执行补偿工作。S卩，与第1实施方式、第2实施方式同样，在补偿执行期间QB的终点，在向电容元件Cl的电极El供给了灰度电位VD[m，η]的状态下，驱动晶体管TDR的栅的电位VG被设定成电位VG_TH(VG_TH-VDR_L = VTH))。[3]工作期间 TDRV
工作期间TDRV中，在信号线M的指示信号X[l] X[N]被维持为基准电位VC并且驱动电位线26的驱动电位VDR[1] VDR[M]被维持为低位侧电位VDR_L的状态下，电位控制电路36将电容电位SC设定成电位W(t)。电位W(t)与第1实施方式同样，从工作期间 TDRV的始点到终点，从电位VL到电位VH为止，随时间变化。电容元件C2介于电容线48与驱动晶体管TDR的栅之间，因此，各像素电路PIX的驱动晶体管TDR的栅的电位VG由于电容元件C2的电容耦合，与电位W(t)联动。从而，与第1实施方式同样，工作期间TDRV中， 在与灰度电位VD[m，n]相应的时间点，驱动晶体管TDR从截止状态向导通状态转变，对电泳元件40开始正向偏置电压的施加。另外，第1实施方式中，仅仅电容元件Cl附随于驱动晶体管TDR的栅，而本实施方式中，电容元件Cl及电容元件C2附随于驱动晶体管TDR的栅， 因此，本实施方式中，为了使电位VG在与第1实施方式同等的范围变化，必须使电容电位SC 的电位W(t)与第1实施方式的电位W(t)比较，以较大的振幅变化。通过以上说明的第3实施方式也可实现与第1实施方式同样的效果。另外，第3 实施方式中，在初始化工作、驱动工作中利用了电容电位SC，因此，在初始化期间TRST不需要进行使得指示信号X[n]变化为初始化电位VRST的工作、在工作期间TDRV不需要进行使得指示信号X[n]从电位VL变化为电位VH为止的工作。即，根据第3实施方式，指示信号 X[η]的振幅与第1实施方式相比降低，因此，具有列驱动电路34所必要的耐压性能能够降低的优点。另一方面，第1实施方式中，在驱动晶体管TDR的栅仅仅附随有电容元件Cl，因此，与在驱动晶体管TDR附随有电容元件Cl及电容元件C2的第3实施方式比较，具有使得驱动晶体管TDR的栅的电位VG变化时的电荷的充放电被抑制(进而削减消耗功率)的优点ο<D:第4实施方式〉在工作期间TDRV，为了使驱动晶体管TDR从截止状态向导通状态转变，必须使驱动晶体管TDR的栅-源间的电压VGS随时间变化。作为使电压VGS变化的方法，有使栅的电位VG变化的方法和使源的电位变化的方法。将指示信号X[n]设定成电位W(t)的第1 实施方式和将电容电位SC设定成电位W (t)的第3实施方式是使驱动晶体管TDR的栅的电压VG变化的前者的方法的具体例。另一方面，以下说明的第4实施方式采用使驱动晶体管 TDR的源的电位(即驱动电位VDR[m])在工作期间TDRV随时间变化的后者的方法。像素电路PIX的构成与第1实施方式同样。图19是第4实施方式的单位期间TU内的工作的说明图。初始化期间TRST及补偿期间TCMP的工作与第1实施方式同样，因此说明省略，以下，说明工作期间TDRV的工作。列驱动电路34在工作期间TDRV内，将指示信号X[1] X[N]维持在基准电位VC。 从而，驱动晶体管TDR的栅的电位VG在工作期间TDRV内固定。另一方面，行驱动电路32 将供给各驱动电位线沈(各像素电路PIX的驱动晶体管TDR的源)的驱动电位VDR[1] VDR[M]设定成电位W(t)。如图19所示，从工作期间TDRV的始点到终点，电位W(t)从电位 VH到电位VL(VL = VDR_L = 0V)为止随时间降低。从而，驱动晶体管TDR的栅-源间的电压VGS与从第1实施方式到第3实施方式同样，在工作期间TDRV内随时间增加。而且，在各驱动晶体管TDR的电压VGS达到自身的阈值电压VTH的时间点，驱动晶体管TDR变化为导通状态，向电泳元件40供给驱动电位VDR [m](电位W (t))。图20的部分(A)及部分(B)是例示指示信号X[n]的电位(虚线)、驱动晶体管TDR的栅的电位VG(实线)和驱动电位VDR[m](点划线)随时间变化的示意图。图20的部分㈧中，假设为将灰度电位VD [m，η]设定成电位VD_1(VD_1 > VC)的情况。在工作期间 TDRV的始点，若指示信号X [η]被设定成基准电位VC，则驱动晶体管TDR的栅的电位VG变化为，与补偿期间TCMP的设定后的电位VG_TH比较低了灰度电位VD_1与基准电位VC的差 Sl的电位VG_1。驱动电位VDR[m]的电位W(t)随时间降低，在达到比电位VG_1低阈值电压VTH的电位(VG_1-VTH)的时间点tl，驱动晶体管TDR的栅-源间的电压VGS达到阈值电压VTH，使得驱动晶体管TDR向导通状态转变。另一方面，图20的部分⑶假设为将灰度电位VD[m，η]设定成比电位VD_1低的电位VD_2(VD_2<VC)的情况。工作期间TDRV开始后，驱动晶体管TDR的栅的电位VG变化为，与补偿期间TCMP所设定的电位VG_TH比较高了灰度电位VD_2与基准电位VC的差δ 2 的电位VG_2。在驱动电位VDR [m]的电位W (t)降低到比电位VG_2低阈值电压VTH的电位 (VG_2-VTH)为止的时间点t2，驱动晶体管TDR向导通状态转变。如以上说明那样，工作期间TDRV内驱动晶体管TDR从截止状态向导通状态转变的时间点(tl、t2)相应于灰度电位VD[m，η]被控制为可变。从而，与以上的各方式同样，各像素电路PIX的电泳元件40的灰度相应于该像素电路PIX的灰度电位VD[m，η]被控制为多级。具体地说，从图20的例示可理解到，灰度电位VD[m，η]越低则驱动晶体管TDR成为导通状态的时间长度越长，因此，电泳元件40的灰度被控制为越低的灰度(越接近黑色的灰度)。第3实施方式中也可实现与第1实施方式同样的效果。<Ε:第5实施方式〉图21是第5实施方式的电光装置100的框图。如图21所示，在第5实施方式的电光装置100的显示部20，形成相互并行的M根控制线22及M根控制线28和与控制线22 及控制线观交叉的N根信号线Μ。显示部20内的全部的像素电路PIX共同连接于驱动电位线沈及电容线48。电位控制电路36向驱动电位线26供给驱动电位VDR，同时向电容线 48供给电容电位SC。S卩，电容电位SC及驱动电位VDR共同供给到全部的像素电路ΡΙΧ。图22是第5实施方式的像素电路PIX的电路图。图22中，代表性地图示了位于第m行的第η列的1个像素电路ΡΙΧ。如图22所示，像素电路PIX是在第1实施方式的像素电路PIX追加了开关SW2和电容元件C2的构成。电容元件C2与第3实施方式同样，是包括与电容线48连接的电极Ε3和与驱动晶体管TDR的栅连接的电极Ε4的静电电容。开关SW2与驱动晶体管TDR、开关SWl同样，由N沟道型的薄膜晶体管构成，介于第 η列的信号线M与电容元件Cl的电极El之间，控制两者的电连接(导通/非导通)。开关SW2的栅与第m行的控制线观连接。如图21及图22所示，行驱动电路32向各控制线 22供给控制信号GA[1] GA[M]，向各控制线观供给控制信号GB[1] GB[M]。另外，也可以采用分别搭载生成控制信号GA[1] GA[M]的电路和生成控制信号GB[1] GB[M]的电路的构成。像素电路PIX的其他构成与第1实施方式同样。图23是第5实施方式中的电光装置100的工作的说明图。如图23所示，成为电光装置100的工作周期的单位期间TU包括初始化期间TRST、补偿期间TCMP、写入期间TWRT、 工作期间TDRV。与第1实施方式同样，初始化期间TRST中，对全部的像素电路PIX并行执行初始化工作，工作期间TDRV中，对全部的像素电路PIX并行执行驱动工作。第1实施方式中，按像素电路PIX的行为单位依次执行补偿工作，而第5实施方式中，对显示部20内的全部像素电路PIX，在补偿期间TCMP并行(一起)执行补偿工作。如图23所示，补偿期间TCMP被划分为将驱动晶体管TDR的栅的电位VG设定成补偿初始值 VINI的补偿准备期间QA和执行补偿工作的补偿执行期间QB。另一方面，写入期间TWRT被划分为与像素电路PIX的各行对应的M个选择期间(水平扫描期间)H[l] H[M]。选择期间H[m]中，对第m行的N个像素电路PIX执行写入工作(灰度电位VD[m，n]的供给)。图M是初始化期间TRST及补偿期间TCMP中的驱动晶体管TDR的栅的电位VG的说明图，图25是选择期间H[m]及工作期间TDRV中的驱动晶体管TDR的栅的电位VG的说明图。参照图23到图25，说明以上概略说明的各期间(TRST、TCMP, TffRT, TDRV)的工作。如图M所示，在紧跟初始化期间TRST的之前，假设为驱动晶体管TDR的栅的电位VG被设定成电位VGO的情况。[1]初始化期间TRST如图23及图沈所示，列驱动电路34在初始化期间TRST中，将指示信号X[l] X[N]设定成基准电位VC。另外，初始化期间TRST开始后，行驱动电路32通过将控制信号 GB[1] GB[M]设定成高电平，将全部的像素电路PIX的开关SW2控制为导通状态。从而， 从信号线对向各像素电路PIX的电容元件Cl的电极El供给指示信号X[n]的基准电位VC。 另一方面，电位控制电路36使得驱动电位线沈的驱动电位VDR从低位侧电位VDR_L变化为高位侧电位VDR_H，将对置电极44的共用电位VCOM维持在低位侧电位VC0M_L。如图M所示，初始化期间TRST内的时间点ta到来时，电位控制电路36使得电容线48的电容电位SC从电位VO (OV)变化为初始化电位VRST。从而，驱动晶体管TDR的栅的电位VG由于电容元件C2的电容耦合，与电容电位SC联动，上升到电位VGl。初始化期间TRST中，控制信号GA[1] GA[M]被设定成低电平，从而附加电容元件CP与驱动晶体管 TDR的栅电绝缘。从而，与第3实施方式同样，初始化期间TRST的时间点ta的电位VG的变化量δ L_H(VG1 = VGO+ δ L_H)成为将电容电位SC的变化量(VRST-VO)用电容元件Cl和电容元件 C2 分割的电压(δ L_H = β 2 (VRST-VO)，β 2 = c2/(cl+c2))。电容电位SC的初始化电位VRST在驱动电位VDR被设定成高位侧电位VDR H的状态下，被设定成使驱动晶体管TDR成为导通状态的电位(例如30V)。从而，初始化期间TRST 中，如图沈的箭头所示，电路点ρ的电位VP被初始化为从驱动电位线沈经由驱动晶体管 TDR供给的高位侧电位VDR_H(初始化工作)。即，向电泳元件40施加逆向偏置电压，在附加电容元件CP保持高位侧电位VDRJL[2]补偿期间 TCMP补偿期间TCMP中的跟在初始化期间TRST后的补偿准备期间QA开始后(图M的时间点tb)，行驱动电路32如图23及图27所示，将控制信号GB[1] GB[M]维持在高电平不变，将控制信号GA[1] GA[M]设定成高电平，从而将各像素电路PIX的开关SWl控制为导通状态。即，各像素电路PIX的驱动晶体管TDR被二极管连接。从而，如图M所示，驱动晶体管TDR的栅的电位VG随时间降低，达到驱动晶体管TDR的栅-源间的电压VGS成为阈值电压VTH的电位VG2(VG2 = VDR_H+VTH)后，驱动晶体管TDR向截止状态转变。补偿准备期间QA的时间点tc到来时，电位控制电路36如图23及图28所示，使电容电位SC从初始化电位VRST降低到电位V0。从而，驱动晶体管TDR的栅的电位VG如图M所示，与电容电位sc的变化联动，从电位VG2降低到补偿初始值vmi。在时间点tc，附加电容元件CP与驱动晶体管TDR的栅连接，因此，时间点tc的电位VG的变化量δ Η_ L(VINI = VG2- δ H_L)与第3实施方式同样，成为将电容电位SC的变化量(VRST-VO)用电容元件Cl、电容元件C2、附加电容元件CP分割的电压(SH_L= y 2 (VRST-VO), Y 2 = c2/ (cl+c2+cP))。S卩，时间点tc的电位VG的变化量δ H_L低于时间点ta的电位VG的变化量 SL_H。利用以上说明的变化量3!1_1^与变化量δ L_H的差异，补偿初始值VINI与第1实施方式同样，被设定成超出初始化期间TRST开始前的栅的电位VGO的电位。补偿执行期间QB开始后(图M的时间点td)，电位控制电路36使驱动电位VDR 从高位侧电位VDR_H变化为低位侧电位VDR_L。补偿执行期间QB中，开关SWl的导通状态(驱动晶体管TDR的二极管连接)从补偿准备期间QA被维持。从而，当通过驱动电位 VDR(驱动晶体管TDR的源的电位)降低到低位侧电位VDR_L来使驱动晶体管TDR向导通状态转变后，如图四的箭头所示，驱动晶体管TDR的栅的电荷经由开关SW1、电路点ρ、驱动晶体管TDR向驱动电位线沈放电。从而，栅的电位VG从补偿初始值vmi随时间降低，在栅-源间的电压VGS达到阈值电压VTH的时间点，驱动晶体管TDR向截止状态转变(补偿工作)。补偿执行期间QB结束后，行驱动电路32如图23及图30所示，通过使控制信号 GA[1] GA[M]及控制信号GB[1] GB[M]的双方变化为低电平，将各像素电路PIX的开关 Sffl及开关SW2控制为截止状态。从而，在补偿期间TCMP的终点，如图30所示，显示部20 内的全部的像素电路PIX中，在电容元件Cl的电极El被设定成基准电位VC的状态下，驱动晶体管TDR的栅的电位VG被设定成电位VG_TH(VG_TH-VDR_L = VTH)。[3]写入期间 TWRT如图23及图31所示，行驱动电路32在写入期间TWRT内的选择期间H [ 1] H [M]， 将控制信号GB[1] GB[M]的各个依次设定成高电平。控制信号GA[1] GA[M]维持为低电平。在控制信号GB[m]成为高电平的选择期间H[m]中，第m行的N个像素电路PIX的各个开关SW2向导通状态转变。另一方面，列驱动电路34在选择期间H[m]中，将各信号线对的指示信号X[n]设定成灰度电位VD[m，η]。从而，如图31所示，第m行的各像素电路PIX 中的电容元件Cl的电极El的电位从补偿期间TCMP的设定后的基准电位VC变化为灰度电位 VD[m，η]。在选择期间H[m]，电极El的电位若以变化量δ ( δ = VD[m,η]-VC)变化，则如图 25及图31所示，驱动晶体管TDR的栅的电位VG由于电容元件Cl的电容耦合，变化为电位 VG3。电位VG3被设定成，从补偿期间TCMP的设定后的电位VG_TH变化了将电极El的电位的变化量S用电容元件Cl和电容元件C2分割所得的电压的电位(VG3 = VG_TH+ β 1 · δ， β 1 = cl/(cl+c2))。选择期间H[m]结束后，控制信号GB[m]被设定成低电平，从而第m行的各像素电路PIX的开关SW2向截止状态转变。以上说明的写入工作在各选择期间H[m] 按行为单位依次执行。[4]工作期间 TDRV写入期间TWRT经过后的工作期间TDRV开始后，电位控制电路36如图23及图32 所示，将驱动电位线沈的驱动电位VDR维持在低位侧电位VDR_L不变，使对置电极44的共用电位VCOM变化为高位侧电位VCOMJL另一方面，工作期间TDRV中，控制信号GA[1] GA[M]及控制信号GB[1] GB[M]被设定成低电平，从而如图32所示，各像素电路PIX的开关SWl及开关SW2维持截止状态。电位控制电路36将供给电容线48的电容电位SC设定成电位W (t)。如图23及图 25所示，从工作期间TDRV的始点到终点，电位W(t)被控制为从电位VL向电位VH为止直线地变化的斜坡波形(锯齿状波)。具体地说，电位控制电路36在工作期间TDRV的始点，以使电位W(t)从电位VO降低到电位VL、使电位VO成为电位VL与电位VH的中央值(电位 W(t)的振幅中心)的方式，使电位W(t)变化。驱动晶体管TDR的栅的电位VG由于电容元件C2的电容耦合，与电容电位SC(电位W(t))联动地随时间增加。首先，在工作期间TDRV的始点，电位W(t)从电位VO变化为电位VL后，驱动晶体管TDR的栅的电位VG如图25所示，从选择期间H[m]的设定后的电位 VG3以变化量ν变化(降低)到电位VG4。变化量ν是将电位W (t)的变化量(VO-VL)用电容元件Cl和电容元件C2分割的固定值(ν = β 2 (VO-VL)，β2 = c2/(cl+c2))0驱动晶体管TDR的栅的电位VG如图25所示，与电位W(t)的变化(VL — VH)联动，从电位VG4随时间变化，在达到电位VG_TH的时间点，驱动晶体管TDR的栅-源间的电压VGS达到自身的阈值电压VTH，使驱动晶体管TDR向导通状态转变。工作期间TDRV的始点的电位VG4与在选择期间H[m]相应于灰度电位VD[m，η]所设定的电位VG3相关，因此， 位于第m行的第η列的像素电路PIX的驱动晶体管TDR在工作期间TDRV中与该像素电路 PIX的指定灰度(灰度电位VD[m，η])相应的可变的时间点，从截止状态向导通状态转变。 驱动晶体管TDR向导通状态转变时的电泳元件40的状况与第1实施方式同样。图33是例示驱动晶体管TDR从截止状态向导通状态转变的时间点(tl、t2、t3)相应于灰度电位VD[m，n]而变化的情形的示意图。选择期间H[m]中的电极El的电位的变化由虚线图示，选择期间H[m]及工作期间TDRV中的驱动晶体管TDR的栅的电位VG的变化由实线图示。图33的部分㈧中，假设为将灰度电位VD[m，η]设定成电位VD_1的情况。电位 VD_1与基准电位VC为同电位。从而，驱动晶体管TDR的栅的电位VG在选择期间H[m]不变化。即，选择期间H [m]的终点的电位VG3_1维持为与补偿期间TCMP的设定后的电位VG_TH 相同的电位。工作期间TDRV开始后，电位VG从比电位VG3_1低电压ν的电位VG4_1随时间增加。在电位VG达到电位VG_TH( = VG3_1)的时间点tl，驱动晶体管TDR从截止状态向导通状态转变。图33的部分⑶中，假设为将灰度电位VD [m，η]设定成比基准电位VC(VD_1)高的电位VD_2的情况。在选择期间H[m]，指示信号X[n]从基准电位VC上升到灰度电位VD_2 后，驱动晶体管TDR的栅的电位VG上升到与指示信号X[n]的电位的变化量δ2(δ2 = VD_2-VC)相应的电位VG3_2 (VG3_2 = VG_TH+ β 1 · δ 2)。在工作期间TDRV的始点，使电位 VG3_2降低了变化量ν所得的电位VG4_2超出图33的部分(A)的电位VG4_1。从而，驱动晶体管TDR在比图33的部分(A)的时间点tl早的时间点t2转变到导通状态。图33的部分(C)中，假设为将灰度电位VD [m，η]设定成比基准电位VC(VD_1)低的电位VD_3的情况。选择期间H [m]中，驱动晶体管TDR的栅的电位VG降低到与指示信号X [η] 的电位的变化量 δ 3 ( δ 3 = VD_3-VC < 0)相应的电位 VG3_3 (VG3_3 = VG_TH+ β 1 · δ 3)， 因此，工作期间TDRV的始点时的电位VG4_3(VG4_3 = VG3_3-v)低于图33的部分(A)的电位VG4_1。从而，驱动晶体管TDR在比图33的部分㈧的时间点tl迟的时间点t3转变为导通状态。图34与图14同样，是灰度电位VD[m，η]及基准电位VC的差值Δ (Δ = VD[m, η]-VC)与工作期间TDRV内通过驱动晶体管TDR的电荷的总量的关系的曲线图。从图33及图34可理解，第5实施方式中，与第1实施方式(图14)相反，灰度电位VD[m，n]越高(与基准电位VC的差值Δ越大)，工作期间TDRV中驱动晶体管TDR成为导通状态的时间越增加。从而，灰度电位VD[m，η]越高(工作期间TDRV内驱动晶体管TDR成为导通状态的时间长度越长)，电泳元件40的灰度被控制为越低的灰度(越接近黑色的灰度)。以上说明的第5实施方式中也可实现与第1实施方式同样的效果。另外，第5实施方式中，补偿期间TCMP中对显示部20内的全部的像素电路PIX并行执行补偿工作，因此， 与补偿工作按行为单位被执行的第1实施方式比较，可缩短各像素电路PIX的补偿工作所必要的时间。为了使驱动晶体管TDR的栅-源间的电压VGS在补偿工作与阈值电压VTH充分接近或一致，与写入工作比较，必须为较长时间。从而，根据对全部的像素电路PIX并行执行补偿工作的第5实施方式，与第1实施方式比较，也有单位期间TU缩短的优点。另外，开关SW2介于各像素电路PIX的电容元件Cl与信号线M之间，因此，与电容元件Cl直接与信号线M连接的构成比较，信号线M中附随的电容成分被削减。从而，具有可降低信号线M的充放电所浪费的功率的优点。另一方面，根据第1实施方式，各像素电路PIX的晶体管的总数0个)与第5实施方式(3个)比较被削减，因此，具有像素电路 PIX的构成简化(进而实现高精细化)的优点。另外，第5实施方式中的控制信号GA[1] GA[M]的波形相同，因此，也可以采用向各像素电路PIX供给相同的控制信号GA的构成。〈F:第6实施方式〉第5实施方式中，与第2实施方式、第3实施方式同样，利用电位VG的增加量δ L_ H与减少量SH_L的差(SL_H> δ H_L)，在补偿准备期间QA设定补偿初始值VINI。第6 实施方式是将利用在初始化期间TRST中在附加电容元件CP所蓄积的电荷将电位VG设定成补偿初始值vmi的第ι实施方式的方法、用于第5实施方式的补偿初始值vmi的设定的方式。像素电路PIX的构成与第5实施方式同样。图35是第6实施方式中的电光装置100的工作的说明图，图36是例示初始化期间TRST及补偿期间TCMP中的驱动晶体管TDR的栅的电位VG的转变的示意图。与第5实施方式同样，电位控制电路36在初始化期间TRST中，将电容电位SC设定成初始化电位VRST， 并将驱动电位VDR设定成高位侧电位VDR_H，从而将电路点ρ的电位VP初始化为高位侧电位VDRJL初始化期间TRST的终点到来时，电位控制电路36如图35及图36所示，使电容电位SC从初始化电位VRST变化为电位VO。从而，驱动晶体管TDR的栅的电位VG变化到初始化期间TRST开始前的电位VG0。初始化期间TRST结束后，补偿期间TCMP的补偿准备期间QA若开始，则行驱动电路32如图35及图36所示，通过将控制信号GA[1] GA[M]设定成高电平，将全部的像素电路PIX的开关SWl控制为导通状态。从而，在初始化期间TRST在附加电容元件CP所蓄积的电荷经由开关SWl向驱动晶体管TDR的栅移动，驱动晶体管TDR的栅的电位VG变化到超出紧跟前的电位VGO的补偿初始值vmi。具体地说，补偿初始值vmi由包括与电容元件ci 的电容值Cl、电容元件C2的电容值C2、附加电容元件CP的电容值CP相应的系数
=cP/(cl+c2+cP))的以下的式(2)表现。
VINI = Yp · VDR_H+(l-yp)VG2......(2)补偿准备期间QA经过后的补偿执行期间QB中，与第5实施方式同样，驱动电位 VDR从高位侧电位VDR_H变化为低位侧电位VDR_L，从而执行补偿工作。写入期间TWRT及工作期间TDRV的工作与第5实施方式同样。第6实施方式中也可实现与第5实施方式同样的效果。<G:第7实施方式〉以上的各方式中，在工作期间TDRV中对电泳元件40施加正向偏置电压(正极性电压)并在初始化期间TRST中对电泳元件40施加逆向偏置电压(负极性电压)。从而，与单位期间TU内不施加逆向偏置电压的构成(例如初始化期间TRST中将共用电位VCOM维持在高位侧电位VC0M_H的构成)比较，可抑制对电泳元件40施加直流分量。但是，由于正向偏置电压的施加时间和逆向偏置电压的施加时间(初始化期间TRST)不同，因此难以完全防止对电泳元件40施加直流分量。因而，第7实施方式中，关于变更显示图像的场合的多个单位期间TU，通过适宜选定灰度电位VD[m，η]，防止直流分量的施加。图37是第7实施方式中的电光装置100的工作的说明图。如图37所示，假设为将显示部20的显示图像从图像IMGl变更为图像IMG2的情况。图像IMGl是在白色的背景配置有黑色的文字“Α”的静止图像，图像IMG2是在白色的背景配置有黑色的文字“B”的静止图像。从显示图像IMGl的状态，经单位期间TUl和单位期间TU2，将图像IMGl变更为图像 IMG2。图37是各像素电路PIX的电泳元件40中蓄积的电荷量(以下称为“蓄积电荷量”) σ的随时间变化的图示。图37的蓄积电荷量σ 指的是显示部20内的多个像素电路PIX 中与构成图像IMGl的文字“Α”的黑色像素对应的各像素电路(以下称为“第1像素电路”) PIX的电泳元件40中所蓄积的电荷量。另一方面，蓄积电荷量σ2指的是显示部20内的多个像素电路PIX中与构成图像IMGl的背景的白色像素对应的各像素电路(以下称为“第2 像素电路”)PIX的电泳元件40中所蓄积的电荷量。随着蓄积电荷量σ (σ 、σ2)向正极性侧增加，电泳元件40的显示灰度向黑色侧转变。图37还示意地记载了各像素电路PIX的电泳元件40的施加电压。工作期间TDRV 中，对被指定黑色的像素电路Pix的电泳元件40施加正向偏置电压，对被指定白色的像素电路PIX的电泳元件40不施加电压(即驱动晶体管TDR不向导通状态转变)。另一方面， 初始化期间TRST中，对全部的像素电路PIX的电泳元件40 —律施加逆向偏置电压。若施加正向偏置电压，则向电泳元件40供给+2Q的电荷，显示灰度向黑色侧转变，若施加逆向偏置电压，则从电泳元件40去除Q的电荷，显示灰度向白色侧转变。不施加电压的场合(电压不施加时)，不发生电荷的移动(蓄积电荷量σ的变化)。如图37所示，显示图像IMGl 的状态下(单位期间TUl开始前)，第1像素电路PIX(黑色)的电泳元件40的蓄积电荷量 σ 1是+2Q，第2像素电路ΡΙΧ(白色)的电泳元件40的蓄积电荷量。2是零。单位期间TUl内的初始化工作中，向全部的像素电路PIX的电泳元件40施加逆向偏置电压。如图37所示，由于逆向偏置电压的施加，第1像素电路PIX的蓄积电荷量σ 1从 + 减少Q，变为+1Q。从而，各第1像素电路PIX的电泳元件40的灰度成为从黑色以电荷量Q的减少量向白色侧转变的中间灰度(灰色)。另一方面，由于逆向偏置电压的施加，第 2像素电路PIX的蓄积电荷量σ 2从零减少Q，变为_1Q，但是，电泳元件40的灰度已经达到白色(最高灰度)，因此，即使蓄积电荷量ο 2减少，电泳元件40的灰度几乎不变化(过壳)。单位期间TUl内的写入工作中，控制电路12向显示出图像IMGl的黑色的像素的各第1像素电路PIX指定白色的灰度，向显示出图像IMGl的白色的像素的各第2像素电路 PIX指定黑色的灰度。从而，单位期间TUl内的驱动工作(工作期间TDRV)中，如图37所示，不向第1像素电路PIX的电泳元件40施加电压，向第2像素电路PIX的电泳元件40施加正向偏置电压。即，第1像素电路PIX的蓄积电荷量ο 1维持在逆向偏置电压施加后的 +1Q，第2像素电路PIX的蓄积电荷量σ 2从初始化期间TRST的逆向偏置电压施加后的-IQ 通过正向偏置电压的施加而增加2Q，变为+1Q。如上所述，通过单位期间TUl的初始化期间 TRST的逆向偏置电压的施加和工作期间TDRV的电压施加(正向偏置电压施加/不施加电压)，使第1像素电路PIX的蓄积电荷量σ 1与第2像素电路PIX的蓄积电荷量σ 2 —致 (σ 1 =。2 = +lQ)。如图37所示，电泳元件40的灰度在第1像素电路PIX及第2像素电路PIX的双方中，成为与电荷量+IQ对应的中间灰度(灰色)。即使是单位期间TU2的初始化工作(初始化期间TRST)，也与单位期间TUl同样， 向全部的像素电路Pix的电泳元件40施加逆向偏置电压，因此，在第1像素电路PIX及第 2像素电路PIX的双方，都从电泳元件40去除Q的电荷。从而，如图37所示，蓄积电荷量 σ 1及蓄积电荷量σ 2的双方都从+IQ变化到零，将显示部20内的全部的电泳元件40的灰度控制为白色。即，对第1像素电路PIX及第2像素电路PIX的双方，都消除对电泳元件 40施加直流分量。单位期间TU2的写入工作中，控制电路12向各像素电路PIX指定图像 IMG2的各像素的灰度。从而，显示部20的显示图像从图像IMGl变更为图像IMG2。 根据以上说明的第7实施方式，即使是在工作期间TDRV向电泳元件40仅仅施加正向偏置电压且在初始化期间TRST中向全部的像素电路PIX的电泳元件40 —律施加逆向偏置电压的构成，也可有效防止对电泳元件40施加直流分量。从而，具有可有效防止直流分量的施加引起的电泳元件40的劣化的优点。另外，以上的说明中，在单位期间TUl内的写入工作中，向显示出图像IMGl的黑色的像素的各第1像素电路PIX指定白色的灰度，向显示出图像IMGl的白色的像素的各第2 像素电路PIX指定黑色的灰度，但是，图像IMGl不限于白色及黑色的2值图像。例如在图像IMGl包括中间灰度的场合也可同样采用以上的方式。假设为变更前的图像IMGl包括不同的第1灰度及第2灰度的场合(不管有无其他灰度)，则单位期间TUl内的写入工作作为向显示出图像IMGl的第1灰度的像素的各第1像素电路PIX供给与第1灰度相应的灰度电位VD [m，η]、向显示出图像IMGl的第2灰度的像素的各第2像素电路PIX供给与第2 灰度相应的灰度电位VD[m，η]的工作，被包括。以上的表述中的“与第1灰度相应的灰度” 优选为第1灰度的互补灰度。同样，“与第2灰度相应的灰度”优选为第2灰度的互补灰度。 “互补灰度”指的是相对于白色和黑色的中央值(即最高辉度和最低辉度的中间辉度)而言的辉度差相等的灰度。例如，若着眼于白色、淡灰色(浅灰色)、浓灰色(深灰色)及黑色的4种灰度，则白色和黑色的关系或者淡灰色和浓灰色的关系相当于互补灰度。根据以上的构成，即使是图像IMGl包括中间灰度的场合，也可以使第1像素电路PIX及第2像素电路PIX的双方的电泳元件40的灰度一致为与电荷量+IQ对应的中间灰度。〈H:变形例〉
以上的各方式可进行多样的变形。具体变形的方式如下例示。从以下的例示任意选择的2个以上的方式可适宜地合并。(1)变形例 1以上的各方式中，例示了在工作期间TDRV内的与指定灰度相应的时间点使得驱动晶体管TDR从截止状态变化为导通状态的构成(以下称为“构成A”)，但是，也可以采用在工作期间TDRV内的与指定灰度相应的时间点使得驱动晶体管TDR从导通状态变化为截止状态的构成(以下称为“构成B”)。其中，根据前述的各方式采用的构成A，如以下详述， 具有可使从工作期间TDRV的开始到使用者实际识别显示图像的内容为止的时间比构成B 缩短的优点。图38是显示部20的显示图像从工作期间TDRV的始点到终点随时间变化的情形的示意图。图38的部分㈧与构成A对应，图38的部分⑶与构成B相当。图38中，假设为显示包括4种灰度(白色、黑色、2种中间灰度)的图像IMG的情况。图像IMG是在由白色和中间灰度构成的背景配置有黑色的文字“A”的图像。如图38的部分⑶所示，构成B中，被指定白色以外的灰度(黑色、中间灰度)的各像素电路Pix的驱动晶体管TDR在工作期间TDRV的始点一起变化为导通状态，从而电泳元件40的灰度开始向黑色侧转变，在工作期间TDRV中的与各像素电路PIX的指定灰度相应的时间点，驱动晶体管TDR从导通状态变化为截止状态，从而电泳元件40的灰度变化停止。从而，图像IMG的黑色的文字“A”在即将变为工作期间TDRV的终点的阶段才开始被使用者识别到。另一方面，如图38的部分㈧所示，构成A中，在工作期间TDRV的始点，各像素电路Pix的驱动晶体管TDR被设定成截止状态，在与各像素电路PIX的指定灰度相应的时间点，驱动晶体管TDR从截止状态向导通状态变化，从而电泳元件40的灰度开始向黑色侧转变。即，各像素电路PIX的指定灰度越接近黑色，电泳元件40的灰度从工作期间TDRV内越早的时间点开始向黑色转变。从而，黑色的文字“A”从工作期间TDRV的越早的时间点被使用者识别。即，根据构成A，具有可使从工作期间TDRV的始点到使用者实际能识别图像(特别是文字)为止的时间比构成B缩短的优点。(2)变形例 2构成像素电路PIX的各晶体管的导电类型可任意变更。例如，可以采用将第1实施方式(图2)的像素电路PIX的各晶体管(TDR、SW1)变更为P沟道型的图39的构成和/ 或将第5实施方式(图22)的像素电路PIX的各晶体管(TDR、SW1、SW2)变更为P沟道型的图40的构成。图39、图40的构成中，与图2、图22的构成比较，电压的高低逆转。例如，工作期间TDRV中，将对置电极44的共用电位VCOM设定成低位侧电位VC0M_L并且将驱动电位线沈的驱动电位VDR[m] (VDR)设定成高位侧电位VDR_H。但是，本质的工作与以上的各例示同样，因此，将采用图39、图40的像素电路PIX时的工作的说明省略。另外，也可以采用不同导电类型的晶体管混合的像素电路PIX，但是，从像素电路PIX的制造工序的简化的观点看，如以上的例示，优选采用像素电路PIX内的各晶体管的导电类型共同化的构成。另外，像素电路PIX的各晶体管(TDR、SW1、SW2)的材料、结构、制造方法任意。例如，各晶体管的半导体层的材料可任意采用非晶质半导体(例如非晶质硅)、氧化物半导体、有机半导体、多晶半导体(例如高温多晶硅和/或低温多晶硅)。
(3)变形例 3以上的各方式中，例示了像素电路PIX包括2个晶体管(TDR、Sffl)的构成(第1 实施方式、第2实施方式、第3实施方式、第4实施方式)和像素电路PIX包括3个晶体管 (TDR、SW1、SW2)的构成(第5实施方式、第6实施方式)。另外，作为在补偿准备期间QA 将驱动晶体管TDR的栅的电位VG设定成补偿初始值vmi的构成，例示了利用初始化期间 TRST中蓄积的附加电容元件CP的电荷的移动的构成(第1实施方式、第4实施方式、第6 实施方式)和利用电位VG的增加量δ L_H与减少量δ H_L的差异的构成(第2实施方式、 第3实施方式、第5实施方式)。对于在初始化期间TRST使驱动晶体管TDR的栅的电位VG 上升的构成，例示了利用指示信号X[n]的构成(第1实施方式、第2实施方式、第4实施方式)和利用电容电位SC的构成(第3实施方式、第5实施方式、第6实施方式)。而且，作为在工作期间TDRV使驱动晶体管TDR的栅-源间的电压VGS随时间变化的构成，例示了将指示信号X[n]设定成电位W(t)的构成(第1实施方式、第2实施方式)、将电容电位SC设定成电位W(t)的构成(第3实施方式、第5实施方式、第6实施方式)以及将驱动电位VDR 设定成电位W(t)的构成(第4实施方式)。以上列举的各要素(像素电路PIX的晶体管的个数、设定补偿初始值Vmi的构成、初始化期间TRST使电位VG上升的构成、使电压VGS变化的构成)的组合可任意，不限于以上的各方式的例示，可适宜变更。(4)变形例 4从第1实施方式到第4实施方式中，从补偿执行期间QB的开始前，将指示信号 X[η]设定成灰度电位VD[m，η]，但是，开始写入工作的时间点可适宜变更。例如，可采用在补偿准备期间QA的终点以后将指示信号Χ[η]设定成灰度电位VD[m，η]的构成。其中，优选下述构成在驱动晶体管TDR的栅的电位VG被设定成与阈值电压VTH相应的电位VG_TH 的补偿执行期间QB的终点，将电容元件Cl的电极El的电位设定成灰度电位VD[m，η]。(5)变形例 5以上的方式中，将电位W(t)控制为斜坡波形(即直线地单调增加或单调减少的波形)，但是，电位w(t)的波形可任意。例如，前述的例示中，使得电位w(t)直线地变化，但是也可以采用使得电位w(t)曲线地变化的构成。另外，前述的例示中，使得电位w(t)在工作期间TDRV内单调增加(第4实施方式中是单调减少)，但是也可以采用使得电位W(t)在工作期间TDRV内增减的构成。具体地说，可将从工作期间TDRV的始点开始直线性地增加 (减少)而从途中的时间点开始直线性地减少(增加)的三角波和/或工作期间TDRV内曲线地变化的正弦波用作电位W (t)。(6)变形例 6以上的各方式中，例示了在驱动电光元件(电泳元件40)的像素电路PIX应用本发明的构成，但是本发明的电子电路的用途不限于电光元件的驱动。以上例示的各方式的像素电路Pix在电路点P产生与灰度电位VD[m，η]和电位W(t)的大小相应的电压信号。 从而，采用以上的各方式的像素电路PIX的构成(但是不包括电泳元件40)的电子电路可以用作比较第1电位(例如灰度电位VD[m，η])和第2电位(例如电位W(t))的比较电路。 比较电路驱动的负载(驱动负载)不限于电光元件。另外，前述的各方式中，为了实现将向电泳元件40施加正向偏置电压的时间相应于灰度电位VD[m，η]控制为可变的作用(脉冲宽度调制)，使电位W(t)随时间变化，但是，在单纯实现与多个电位的比较的结果相应的信号的生成的构成中，不必使电位W(t)随时间变化。另外，以上的各方式的像素电路PIX也可以作为用于补偿驱动晶体管TDR的阈值电压VTH的电子电路(即，相应于自身的阈值电压VTH设定驱动晶体管TDR的栅-源间的电压VGS的电路)的例示来把握。从以上的说明可理解，本发明包括补偿驱动晶体管TDR 的阈值电压VTH的电子电路，比较多个电位的比较电路作为本发明的电子电路的优选方式被例示。以上的各方式的像素电路PIX是将本发明的电子电路(比较电路)特别地用于电泳元件40的驱动的具体例。(7)变形例 7电泳元件40的施加电压与灰度的关系不限于以上的例示。例如，与图3的例示相反，采用应用带电为负极性的白色的带电微粒462W和带电为正极性的黑色的带电微粒 462B的电泳元件40时，电泳元件40的显示灰度因工作期间TDRV中的正向偏置电压的施加向白色侧转变，因初始化期间TRST中的逆向偏置电压的施加向黑色侧转变。另外，像素电极42和对置电极44的位置(观察侧/背面侧)也变更。例如，图3的例示中，若将对置电极44设置在背面侧、将像素电极42配置在前面侧，则可实现电泳元件40的显示灰度因正向偏置电压的施加而向白色侧转变的构成。电泳元件40的构成也可适宜变更。例如，也可以采用将白色的带电微粒462W在黑色的分散剂464分散的构成或者将黑色的带电微粒462B在白色的分散剂464分散的构成(1微粒系)。另外，构成电泳元件40的带电微粒462、分散剂464的色彩不限于白色及黑色，可任意变更。也可以采用分散有与不同显示色对应的3种以上的微粒(例如1种不带电)的电泳元件40。显然，以上的各方式的像素电路PIX的驱动对象不限于电泳元件40。例如，本发明可适用于液晶元件、发光元件(例如有机EL元件、LED(LightEmitting Diode，发光二极管))、场致电子发射元件(FE(Field-Emissi0n)元件)、表面传导型电子发射元件 (SE(Surface conduction Electronemitter)元件)、弹道电子发射元件(BS(Ballistic electron Emitting)元件)、受光元件等的任意的电光元件的驱动。即，电光元件包括将电作用(电压的施加和/或电流的供给)和光作用(灰度变化和/或发光)的一方向另一方变换的被驱动元件。但是，从解决有效补偿驱动晶体管TDR的特性误差的期望问题的观点看来，本发明尤其适用于驱动电泳元件40、液晶元件等的高阻抗电光元件的情况。<1 应用例 >应用本发明的电子设备如下例示。图41及图42图示了采用以上例示的各方式的电光装置100作为显示装置的电子设备的外观。图41是利用电光装置100的便携型的信息终端(电子书)310的立体图。如图41 所示，信息终端310包括使用者操作的操作部分312和在显示部20显示图像的电光装置 100。操作部分312被操作后，显示部20的显示图像变更。图42是利用电光装置100的电子纸320的立体图。如图42所示，电子纸320包括在柔性的基板(片材)322的表面形成的电光装置100。应用本发明的电子设备不限于以上的例示。例如，也可以在便携电话机、钟表(手表)、便携型的音响再现装置、电子记事本、触摸面板搭载型的显示装置等各种的电子设备中采用本发明的电子装置(电光装置)。
权利要求
1.一种电子装置，其特征在于， 具备电子电路和驱动电路， 上述电子电路包括驱动晶体管，该驱动晶体管包括连接于被供给驱动电位的驱动电位线的第1端子、连接于电路点的第2端子以及控制两端子间的连接状态的控制端子； 连接于上述电路点的附加电容元件；以及控制上述电路点与上述控制端子的连接的第1开关， 上述驱动电路，在上述驱动电位被设定为第1电位的第1期间中，将上述第1开关控制为截止状态，以使得上述驱动晶体管变成导通状态的方式，使上述控制端子的电位变化，在上述第1期间经过后的第2期间中，通过将上述第1开关控制为导通状态，将上述控制端子的电位设定为补偿初始值，在上述第2期间经过后的第3期间中，将上述第1开关控制为导通状态，以使得上述驱动晶体管变成导通状态的方式，使上述驱动电位从上述第1电位变化为第2电位。
2.根据权利要求1所述的电子装置，其特征在于，上述驱动电路在上述第2期间的开始前，使上述控制端子的电位按上述第1期间中的变化的逆向变化，在上述第2期间中，通过将上述第1开关控制为导通状态，将该控制端子的电位设定为上述补偿初始值。
3.根据权利要求1所述的电子装置，其特征在于，上述驱动电路在上述第2期间中，将上述第1开关控制为导通状态后，使上述控制端子的电位按上述第1期间中的变化的逆向变化，从而将该控制端子的电位设定为上述补偿初始值。
4.根据权利要求1到3中任一项所述的电子装置，其特征在于， 上述电子电路具备包括第1电极和第2电极的第1电容元件， 上述第2电极连接于上述控制端子，上述驱动电路，在上述第3期间的期间内或经过后，向上述第1电极供给信号电位， 在上述第3期间经过后的第4期间中，将上述控制端子与上述第1端子之间的电压设定为可变。
5.根据权利要求4所述的电子装置，其特征在于， 上述驱动电路在上述第4期间中，将上述第1电极的电位设定为可变。
6.根据权利要求4所述的电子装置，其特征在于，上述电子电路具备包括第3电极和第4电极的第2电容元件， 上述第4电极连接于上述控制端子，上述驱动电路在上述第4期间中，将上述第3电极的电位设定为可变。
7.根据权利要求4所述的电子装置，其特征在于，上述驱动电路在上述第4期间中，将上述驱动电位线的驱动电位设定为可变。
8.根据权利要求4到7中任一项所述的电子装置，其特征在于，上述第1电容元件的上述第1电极直接连接于被供给上述信号电位的信号线。
9.根据权利要求4到7中任一项所述的电子装置，其特征在于，上述电子电路包括第2开关，该第2开关控制上述第1电容元件的上述第1电极与被供给上述信号电位的信号线的导通。
10.一种电子装置的驱动方法，其特征在于，上述电子装置包括驱动晶体管，该驱动晶体管包括连接于被供给驱动电位的驱动电位线的第1端子、连接于电路点的第2端子以及控制两端子间的连接状态的控制端子；连接于上述电路点的附加电容元件；以及控制上述电路点与上述控制端子的连接的第1开关，该驱动方法中，在上述驱动电位被设定为第1电位的第1期间中，将上述第1开关控制为截止状态，以使得上述驱动晶体管变成导通状态的方式，使上述控制端子的电位变化，在上述第1期间经过后的第2期间中，通过将上述第1开关控制为导通状态，将上述控制端子的电位设定为补偿初始值，在上述第2期间经过后的第3期间中，将上述第1开关控制为导通状态，以使得上述驱动晶体管变成导通状态的方式，使上述驱动电位从上述第1电位变化为第2电位。
全文摘要
本发明提供电子装置及其驱动方法，电子装置的电子电路包括驱动晶体管、附加电容元件以及控制电路点与控制端子的连接的第1开关，驱动电路在第1期间中，将第1开关控制为截止状态，使得驱动晶体管成为导通状态地改变控制端子的电位，在第2期间中，通过将第1开关控制为导通状态，将控制端子的电位设定成补偿初始值，在第3期间中，将第1开关控制为导通状态，使得驱动晶体管成为导通状态地使得驱动电位从第1电位变为第2电位。
文档编号G09G3/34GK102262856SQ20111013871
公开日2011年11月30日 申请日期2011年5月26日 优先权日2010年5月26日
发明者小泽德郎 申请人:精工爱普生株式会社
技术领域：
本发明涉及补偿电子电路内的晶体管的特性(特别是阈值电压)的误差的技术。
背景技术：
专利文献1公开了补偿用于有机EL元件的驱动的驱动晶体管的特性(阈值电压和/或迁移率)的误差的技术。图43是专利文献1(图11)公开的像素电路90的电路图。 在与指定灰度相应的灰度电位经由开关91供给到电容元件92的电极93的写入期间中，在驱动晶体管94维持为导通状态的状态下，栅和漏通过开关95连接(二极管连接)。从而， 驱动晶体管94的栅-源间的电压设定成补偿自身的阈值电压VTH的误差的电压Vrst。在写入期间经过后的驱动期间，通过向各像素电路90的电极93供给三角波状的驱动电位，与电路点96连接的发光元件97的发光时间相应于指定灰度被控制为可变。专利文献1特开2009-48202号公报但是，在将电泳元件、液晶元件等的高阻抗电光元件与电路点96连接的构成中， 难以应用专利文献1的技术。这是因为由于电流几乎不流向电光元件，因此，电路点96的电位不确定，从而，在写入期间即使将驱动晶体管94及开关95控制为导通状态，驱动晶体管94的栅-源间的电压也不会收敛于目标的电压Vrst。考虑以上的情况，本发明的目的是有效补偿驱动晶体管的特性的误差。
发明内容
为了解决以上的问题，本发明的电子装置是具备电子电路和驱动电路的电子装置，电子电路包括驱动晶体管，其包括与被供给驱动电位的驱动电位线连接的第1端子、 与电路点连接的第2端子以及控制两端子间的连接状态的控制端子；与电路点连接的附加电容元件；以及控制电路点和控制端子的连接的第1开关(例如开关SWl)，驱动电路在驱动电位被设定成第1电位(例如高位侧电位VDR_H)的第1期间(例如初始化期间TRST) 中，将第1开关控制为截止状态，以使得驱动晶体管成为导通状态的方式使得控制端子的电位变化，在第1期间经过后的第2期间(例如补偿准备期间QA)中，通过将第1开关控制为导通状态，将控制端子的电位设定成补偿初始值，在第2期间经过后的第3期间(例如补偿执行期间QB)中，将第1开关控制为导通状态，以使得驱动晶体管成为导通状态的方式使得驱动电位从第1电位变化为第2电位(例如低位侧电位VDR_L)。基于以上的构成，第1期间中，经由相应于控制端子的电位的变化被控制为导通状态的驱动晶体管的第1端子和第2端子，从驱动电位线向电路点供给第1电位。第2期间中，将第1开关控制为导通状态、将附加电容元件与控制端子连接，从而将控制端子的电位设定成补偿初始值。第3期间中，经由第1开关而被进行二极管连接的驱动晶体管相应于驱动电位(第1端子的电位)的变化被控制为导通状态，因此，控制端子的电荷经由第1 开关、电路点、第2端子、第1端子，向驱动电位线移动。从而，驱动晶体管的控制端子与第 1端子之间的电压接近(理想地是达到)自身的阈值电压。以上的构成中，在第1期间，电路点的电位确定为第1电位，因此，若适当选定第1电位，则在第3期间，可以可靠地使电流流过驱动晶体管。从而，即使是电路点与高阻抗的被驱动元件连接的状态，也可以通过第3 期间的补偿工作，有效补偿驱动晶体管的特性的误差。在第2期间将控制端子的电位设定成补偿初始值的方法可任意。例如，方式Al的驱动电路在第2期间的开始前，使控制端子的电位按第1期间的变化的逆向变化，在第2期间，通过将第1开关控制为导通状态，将该控制端子的电位设定成补偿初始值。方式Al中， 在第2期间开始前，控制端子的电位按第1期间的变化的逆向变化，在第2期间，附加电容元件和控制端子经由第1开关连接后，通过在附加电容元件与控制端子之间移动电荷，设定补偿初始值。从而，在第3期间，能以使驱动晶体管容易向导通状态转变的方式设定补偿初始值(例如驱动晶体管若为N沟道型，则将补偿初始值设定成高电位)。另一方面，方式A2的驱动电路在第2期间中，将第1开关控制为导通状态后，使控制端子的电位按第1期间的变化的逆向变化，从而将该控制端子的电位设定成补偿初始值。方式A2中，第1期间中，将第1开关控制为截止状态，从而附加电容元件与控制端子绝缘，而第2期间中，第1开关被控制为导通状态，从而附加电容元件与控制端子连接，因此， 第2期间的控制端子的电位的变化量低于第1期间的变化量。利用以上说明的变化量的差异，在第3期间，能以使驱动晶体管容易向导通状态转变的方式设定补偿初始值(例如驱动晶体管若为N沟道型，则将补偿初始值设定成高电位)。如以上例示的方式Al及方式A2那样，若采用在第3期间以使驱动晶体管容易向导通状态转变的方式设定补偿初始值的构成，则具有在第3期间使驱动晶体管向导通状态变化所需要的驱动电位的振幅(第1电位和第2电位的差异)缩小的优点。本发明的优选方式B中，电子电路具备包括第1电极(例如电极El)和第2电极 (例如电极E2)的第1电容元件，第2电极与控制端子连接，驱动电路在第3期间的期间内或经过后，向第1电极供给信号电位(例如灰度电位VD[m，n])，在第3期间经过后的第4期间(例如工作期间TDRV)中，将控制端子与第1端子之间的电压设定成可变。以上的方式中，相应于第4期间设定的控制端子与第1端子之间的电压的绝对值、与相应于向第1电极供给的信号电位和第3期间的补偿工作而确定的电压的绝对值的大小，控制驱动晶体管的状态(导通/截止)。S卩，电子电路起到比较电路的功能在电路点生成与在第4期间的期间内和开始前比较控制端子与第1端子之间的电压的结果相应的电压信号。方式B的优选构成Bl的驱动电路在第4期间中将第1电极的电位设定成可变。构成Bl中，通过使驱动晶体管的控制端子的电位与第1电极的电位联动，控制端子与第1端子之间的电压被设定成可变。方式B的其他构成B2的电子电路具备包括第3电极(例如电极Ε； )和第4电极(例如电极E4)的第2电容元件，第4电极与控制端子连接，驱动电路在第4期间中将第3电极的电位设定成可变。构成B2中，通过使得驱动晶体管的控制端子的电位与第3电极的电位联动，将控制端子与第1端子之间的电压设定成可变。根据构成 B2，具有使第1电极的电位的振幅与构成Bl比较可降低的优点。另一方面，根据构成Bi，具有不需要构成B2的第2电容元件的优点。方式B的优选构成B3的驱动电路在第4期间中将驱动电位线的驱动电位设定成可变。构成B3中，相应于驱动电位，将控制端子与第1端子之间的电压设定成可变。电子电路的构成可适宜变更。例如，方式Cl的电子电路中，第1电容元件的第1电极与被供给信号电位的信号线直接连接。另一方面，方式C2的电子电路包括控制第1电容元件的第1电极和被供给信号电位的信号线的导通的第2开关(例如开关SW2)。根据方式Cl，与方式C2比较，具有有源元件(开关)的个数削减的优点。另一方面，方式C2中，通过将第2开关控制为截止状态，使得第1电极与信号线电绝缘，因此，具有附随于信号线的电容成分与方式Cl相比降低的优点。以上的各方式的电子装置的优选例是驱动电光元件的电光装置。电光装置包括与以上的各方式的电子装置的电子电路的电路点连接的电光元件。电光元件是将电作用(电场的施加和/或电流的供给)和光作用(灰度和/或辉度的变化)的一方变换为另一方的被驱动元件。电光装置可作为显示图像的显示设备搭载于各种电子设备。本发明的电光装置优选用于便携型的信息终端、电子纸等的电子设备。本发明也可以特定为以上的各方式的电子装置的驱动方法。具体地说，本发明的驱动方法是电子装置的驱动方法，电子装置包括驱动晶体管，其包括与被供给驱动电位的驱动电位线连接的第1端子、与电路点连接的第2端子以及控制两端子间的连接状态的控制端子；与电路点连接的附加电容元件；以及控制电路点和控制端子的连接的第1开关，该驱动方法中，在驱动电位被设定成第1电位的第1期间中，将第1开关控制为截止状态，以使得驱动晶体管成为导通状态的方式使得控制端子的电位变化，在第1期间经过后的第2 期间中，通过将第1开关控制为导通状态，将控制端子的电位设定成补偿初始值，在第2期间经过后的第3期间中，将第1开关控制为导通状态，以使得驱动晶体管成为导通状态的方式使驱动电位从第1电位变化为第2电位。根据以上的驱动方法，可实现与本发明的电子装置同样的作用及效果。
图1是第1实施方式的电光装置的框图。图2是第1实施方式的像素电路的电路图。图3是电泳元件的示意图。图4是第1实施方式的工作的说明图。图5是第1实施方式中的初始化期间及补偿期间的工作的说明图。图6是第1实施方式中的初始化期间的像素电路的说明图。图7是第1实施方式中的初始化期间的终点(结束时间点)的像素电路的说明图。图8是第1实施方式中的补偿准备期间(写入工作时)的像素电路的说明图。图9是第1实施方式中的补偿准备期间(补偿初始值的设定时)的像素电路的说明图。图10是第1实施方式中的补偿执行期间的像素电路的说明图。图11是第1实施方式中的补偿执行期间的终点的像素电路的说明图。图12是第1实施方式中的工作期间的像素电路的说明图。图13是第1实施方式中的驱动晶体管的驱动时间点与灰度电位的关系的说明图。图14是第1实施方式中的灰度电位与驱动晶体管的通过电荷量的曲线图。图15是第2实施方式中的工作的说明图。图16是第2实施方式中的驱动晶体管的栅的电位的说明图。
图17是第3实施方式的像素电路的电路图。图18是第3实施方式的工作的说明图。图19是第4实施方式的工作的说明图。图20是第4实施方式中的驱动晶体管的工作时间点与灰度电位的关系的说明图。图21是第5实施方式的电光装置的框图。图22是第5实施方式的像素电路的电路图。图23是第5实施方式的工作的说明图。图M是第5实施方式中的初始化期间及补偿期间的工作的说明图。图25是第5实施方式中的写入期间及工作期间的工作的说明图。图沈是第5实施方式中的初始化期间的像素电路的说明图。图27是第5实施方式中的补偿准备期间(前半)的像素电路的说明图。图观是第5实施方式中的补偿准备期间(后半)的像素电路的说明图。图四是第5实施方式中的补偿执行期间的像素电路的说明图。图30是第5实施方式中的补偿执行期间的终点的像素电路的说明图。图31是第5实施方式中的写入期间的像素电路的说明图。图32是第5实施方式中的工作期间的像素电路的说明图。图33是第5实施方式中的驱动晶体管的驱动时间点与灰度电位的关系的说明图。图34是第5实施方式中的灰度电位与驱动晶体管的通过电荷量的曲线图。图35是第6实施方式的工作的说明图。图36是第6实施方式中的初始化期间及补偿期间的工作的说明图。图37是第7实施方式的工作的说明图。图38是驱动晶体管的驱动与显示图像的视认(视觉辨认)性的关系的说明图。图39是变形例的像素电路的电路图。图40是变形例的像素电路的电路图。图41是电子设备(信息终端)的立体图。图42是电子设备(电子纸)的立体图。图43是专利文献1的像素电路的电路图。符号说明100......电光装置，10......显示面板，12......控制电路，20......显示
部，22J8......控制线，24......信号线，26......驱动电位线，30......驱动电路，
32......行驱动电路，34......列驱动电路，36......电位控制电路，PIX......像素电
路，TDR......驱动晶体管，Sffl, SW2......开关，Cl，C2......电容元件，CP......附加
电容元件，40......电泳元件，42......像素电极，44......对置电极，46......电泳层，
462(462B,462ff)......带电微粒，464......分散剂，48......电容线。
具体实施例方式<A 第1实施方式>图1是本发明的第1实施方式的电光装置100的框图。电光装置100是利用带电微粒的电泳显示图像的电泳显示装置，具备图1所示的显示面板10和控制电路12。显示面
7板10包括平面状排列有多个像素电路PIX的显示部20和驱动各像素电路PIX的驱动电路 30。控制电路12通过控制显示面板10 (驱动电路30)，在显示部20显示图像。在显示部20形成相互交叉的M根控制线22和N根信号线M (M及N是自然数)。 显示部20内的多个像素电路PIX在与控制线22和信号线M的各交叉处对应的位置配置， 按纵M行X横N列的矩阵状排列。另外，在显示部20形成与各控制线22并行的M根驱动电位线26。驱动电路30根据控制电路12的控制，驱动各像素电路PIX。如图1所示，驱动电路30包括行驱动电路32、列驱动电路34、电位控制电路36。行驱动电路32向各控制线22 供给控制信号GA[1] GA[M]，并向各驱动电位线沈供给驱动电位VDR[1] VDR[M]。驱动电位VDR[1] VDR[M]分别被设定成高位侧电位VDR_H或低位侧电位VDR_L(VDR_H > VDR_L)。另外，也可以采用分别搭载生成控制信号GA[1] GA[M]的电路和生成驱动电位 VDR[1] VDR[M]的电路的构成。列驱动电路34向各信号线M供给指示信号X[l] X[N]。电位控制电路36生成及输出共同供给各像素电路PIX的共用电位VC0M。共用电位VCOM被设定成高位侧电位VC0M_H或低位侧电位VC0M_L (VC0M_H > VC0M_L)。共用电位 VCOM的高位侧电位VC0M_H和驱动电位VDR [ 1 ] VDR [M]的高位侧电位VDR_H是相同电位 (例如15V)，共用电位VCOM的低位侧电位VC0M_L和驱动电位VDR[1] VDR[M]的低位侧电位VDR_L是相同电位(例如0V)。图2是各像素电路PIX的电路图。图2中，代表性地图示了位于第m行(m = 1 M)的第n列(n = 1 N)的1个像素电路ΡΙΧ。像素电路PIX是与显示图像的各像素对应的电子电路，如图2所示，包括电泳元件40、驱动晶体管TDR、开关SW1、电容元件Cl和附加电容元件CP。电泳元件40是利用带电微粒的电泳来表现灰度的高阻抗电光元件，具备对置的像素电极42及对置电极44和两电极间的电泳层46。如图3所示，电泳层46包括按相反极性带电的白色及黑色的带电微粒462(462W、462B)和使各带电微粒462可泳动地分散的分散剂464。例如可适合地采用在微囊的内部密封带电微粒462和分散剂464的构成和/ 或在由分隔壁划分的空间内密封带电微粒462和分散剂464的构成。像素电极42对每个像素电路PIX分别形成，对置电极44在多个像素电路PIX中连续。如图2所示，像素电极42与像素电路PIX内的电路点(节点)p连接。从电位控制电路36向对置电极44供给共用电位VC0M。另外，以下，将对置电极44与像素电极42相比为高电位时的电泳元件40的施加电压的极性方便地标记为“正极性”。如图3所示，以下方便地例示了 对置电极44相对于像素电极42位于观察侧(显示图像的输出侧)，使白色的带电微粒462W带电为正极性并且使得黑色的带电微粒462B带电为负极性的情况。从而， 电泳元件40的灰度在正极性的电压施加时成为黑色，在负极性的电压施加时成为白色。图2的驱动晶体管TDR是驱动电泳元件40的N沟道型的薄膜晶体管，配置在将电路点P (像素电极4 和第m行的驱动电位线沈连接的路径上。具体地说，驱动晶体管TDR 的漏与电路点P (像素电极42)连接，驱动晶体管TDR的源与驱动电位线沈连接。另外，第 1实施方式中驱动晶体管TDR的漏及源的电压的高低可逆转，因此，仅仅着眼于电压的高低而区别漏和源时，驱动晶体管TDR的漏和源随时逆转，以下的说明中为了方便，将驱动晶体管TDR的驱动电位线沈侧的端子(第1端子)标记为源，将像素电极42侧的端子(第2端子)标记为漏。开关SWl与驱动晶体管TDR同样，由N沟道型的薄膜晶体管构成，介于驱动晶体管 TDR的栅与电路点ρ之间(驱动晶体管TDR的栅-漏间)，控制两者的电连接(导通/非导通)。开关SWl的栅与第m行的控制线22连接。开关SWl向导通状态转变后，驱动晶体管 TDR的栅和漏被连接(即，被二极管连接)。电容元件Cl是包括电极El和电极E2的静电电容。电极El与第η列的信号线M 连接，电极Ε2与驱动晶体管TDR的栅连接。附加电容元件CP是包括电极EPl和电极ΕΡ2 的静电电容。电极EPl与电路点ρ连接，电极ΕΡ2接地(GND)。另外，若在电泳元件40附随有充分的电容成分(电容组成部分)，则电泳元件40的电容成分可用作附加电容元件CP。图4是电光装置100的工作的说明图。如图4所示，电光装置100以单位期间 (帧)TU为周期，依次工作。第1实施方式的单位期间TU包括作为“第1期间”的初始化期间TRSTdtS “第2期间”及“第3期间”的补偿期间TCMPdtS “第4期间”的工作期间 TDRV。初始化期间TRST中，执行使各像素电路PIX的电路点ρ (像素电极42)的电位VP初始化的初始化工作。初始化工作对显示部20内的全部(MXN个)的像素电路PIX并行(一起)执行。补偿期间TCMP中，执行将各像素电路PIX的驱动晶体管TDR的栅-源间的电压 VGS设定成该驱动晶体管TDR的阈值电压VTH的补偿工作和将与像素电路PIX的指定灰度相应的灰度电位VD[m，η]供给各像素电路PIX的写入工作。补偿期间TCMP被划分为与像素电路PIX的各行对应的M个选择期间Q[l] Q[M]。补偿期间TCMP内的第m个选择期间 Q [m]中，对第m行的N个像素电路PIX执行补偿工作和写入工作。工作期间TDRV中，相应于补偿期间TCMP中供给各像素电路PIX的灰度电位VD[m， η]，可变地控制电泳元件40的灰度。具体地说，在工作期间TDRV中与灰度电位VD [m，η]相应的时长的期间，通过将驱动晶体管TDR控制为导通状态，执行控制电泳元件40的灰度的驱动工作(脉冲宽度调制)。驱动工作对显示部20内的全部(MXN个)的像素电路PIX并行(一起)执行。图5是位于第m行的第η列的像素电路PIX中的驱动晶体管TDR的栅的电位VG的说明图。参照图4及图5，说明以上概略说明的各期间(TRST、TCMP、TDRV)的工作。如图5 所示，假定在即将变为初始化期间TRST之前，供给电容元件Cl的电极El的指示信号X[n] 设定成预定的电位(以下称为“基准电位”)VC，驱动晶体管TDR的栅的电位VG设定成电位 VGO的情况。[1]初始化期间TRST初始化期间TRST开始后，列驱动电路34如图4及图6所示，使得各信号线M的指示信号x[l] X[N]从基准电位VC变为初始化电位VRST。由于电容元件Cl介于信号线 24与驱动晶体管TDR的栅之间，因此，驱动晶体管TDR的栅的电位VG由于电容元件Cl的电容耦合，与指示信号X[η]的电位联动地变化。若为了方便而忽略驱动晶体管TDR的栅电容，则电位VG如图5所示，从即将变为初始化期间TRST的之前的电位VGO变化为高了指示信号X[η]的电位变化量(VRST-VC)的电位VGl (VGl = VGO+(VRST-VC))。另一方面，行驱动电路32使得各驱动电位线沈的驱动电位VDR [1] VDR [Μ]从低位侧电位VDR_L变为高位侧电位VDRJL另外，控制信号GA[m]维持在低电平，因此初始化期间TRST中，开关SWl维持截止状态。指示信号X[n]的初始化电位VRST被设定成，在驱动电位VDR[m](驱动晶体管TDR 的源的电位)设定成高位侧电位VDR_H的状态下，使驱动晶体管TDR维持导通状态(VGS = VG1-VDR_H = VGO+(VRST-VC)-VDR_H > VTH)。如上所述，初始化期间TRST中，驱动晶体管 TDR向导通状态转变，因此如图6箭头所示，驱动电位VDR[m]的高位侧电位VDR_H从驱动电位线沈经由驱动晶体管TDR的源及漏供给电路点ρ(像素电极42)。S卩，电路点ρ的电位 VP被初始化为高位侧电位VDR_H(初始化工作)。初始化期间TRST中，电位控制电路36将对置电极44的共用电位VCOM维持在低位侧电位VC0M_L。从而，与从驱动电位线沈供给像素电极42的驱动电位VDR[m]的高位侧电位VDR_H与对置电极44的低位侧电位VC0M_L的差(VDR_H_VC0M_L)相当的负极性电压(以下称为“逆向偏置电压”)对电泳元件40施加。由于以上说明的逆向偏置电压的施加，显示部20内的全部的电泳元件40的灰度向白色侧转变。另外，对电极EPl与电路点ρ 连接的附加电容元件CP，进行与驱动电位VDR[m]的高位侧电位VDR_H相应的电荷的充电。 即，附加电容元件CP保持高位侧电位VDRJL初始化期间TRST结束后，列驱动电路34如图4及图7所示，使得各信号线M的指示信号x[l] X[N]从初始化电位VRST变化为基准电位VC。驱动晶体管TDR的栅的电位￥6设定成，从刚刚的电位￥61作61=￥60+作1 11-￥0)降低指示信号X[n]的变化量 (VRST-VC)后的初始化期间TRST的紧跟前的基准电位VG0。从而，在初始化期间TRST结束的同时，驱动晶体管TDR向截止状态转变，停止对电路点ρ供给高位侧电位VDRJL驱动电位VDR[m]在初始化期间TRST结束后也继续维持在高位侧电位VDRJL[2]补偿期间 TCMP如图4所示，补偿期间TCMP内的各选择期间Q[m]，被划分为作为“第2期间”的补偿准备期间QA和作为“第3期间”的补偿执行期间QB。补偿准备期间QA中，将驱动晶体管TDR的栅的电位VG设定成预定的电位(以下称为“补偿初始值”)VINI，补偿执行期间QB 中，将驱动晶体管TDR的栅-源间的电压VGS设定成自身的阈值电压VTH。对置电极44的共用电位VCOM即使在补偿期间TCMP也维持为低位侧电位VC0M_L。选择期间Q[m]的补偿准备期间QA中，列驱动电路34如图4及图8所示，将指示信号X[n]设定成灰度电位VD[m，η](写入工作)。灰度电位VD[m，n]相应于位于第m行的第η列的像素电路PIX的指定灰度设定成可变。驱动晶体管TDR的栅的电位VG由于电容元件Cl的电容耦合，与指示信号X[η]的电位联动变化。具体地说，电位VG如图5所示，与紧跟初始化期间TRST后的电位VGO比较，变化为高了指示信号Χ[η]的电位变化量(VD[m， η] -VC)的电位 VG2 (VG2 = VGO+ (VD [m, n] -VC))。行驱动电路32如图4及图9所示，在补偿准备期间QA通过将控制信号GA [m]设定成高电平，将第m行的各像素电路PIX的开关SWl控制为导通状态。开关SWl向导通状态转变后，如图9所示，附加电容元件CP与电容元件Cl的电极E2 (驱动晶体管TDR的栅)连接，初始化期间TRST中，在电容元件Cl蓄积的电荷向驱动晶体管TDR的栅(电容元件Cl) 移动。从而，驱动晶体管TDR的栅的电位VG如图5所示，变化为超出刚刚的电位VG2(或者基准电位VC)的补偿初始值VINI。具体地说，补偿初始值VINI由包括电容元件Cl的电容值cl和附加电容元件CP的电容值cP的以下的式⑴表现。
VINI = α ρ · VDR_H+(1-α ρ) VG2......(1)(α ρ = cP/(cP+cl))选择期间Q[m]的补偿执行期间QB中，与补偿准备期间QA同样，指示信号X[n]维持为灰度电位VD[m，n]，并且，开关SWl通过高电平的控制信号GA[m]维持在导通状态。另外，补偿执行期间QB开始后，行驱动电路32如图4及图10所示，使得供给驱动晶体管TDR 的源的驱动电位VDR[m]从高位侧电位VDR_H降低为低位侧电位VDR_L。驱动电位VDR[m] 的高位侧电位VDR_H及低位侧电位VDR_L设定成，使式(1)的补偿初始值VIOT与低位侧电位VDR_L的差(即驱动晶体管TDR的栅-源间的电压VGS)超出阈值电压VTH。从而，在补偿执行期间QB的始点(起始时间点)，驱动电位VDR[m]若降低到低位侧电位VDR_L，则驱动晶体管TDR向导通状态转变。从式(1)可理解到，附加电容元件CP的电容值cP相对于电容元件Cl的电容值Cl越大(即系数α ρ越大)，或在初始化期间TRST供给电路点ρ的高位侧电位VDR_H与电位VG2比较越高，则能将补偿初始值Vmi设定成在补偿执行期间QB 可将驱动晶体管TDR可靠地控制为导通状态的越高的电位。即使补偿执行期间QB，开关SWl的导通状态(驱动晶体管TDR的二极管连接)也被维持，因此，驱动晶体管TDR若向导通状态转变，则如图10箭头所示，驱动晶体管TDR的栅的电荷经由开关SW1、电路点ρ和驱动晶体管TDR的漏及源，向驱动电位线沈放电。从而，如图5所示，驱动晶体管TDR的栅的电位VG从补偿初始值VINI随时间降低，在栅-源间的电压VGS达到阈值电压VTH的时间点，驱动晶体管TDR转变到截止状态(补偿工作)。选择期间Q[m]的补偿执行期间QB结束后，行驱动电路32如图4及图11所示，通过使得控制信号GA[m]变化为低电平，将第m行的各像素电路PIX的开关SWl控制为截止状态。即，驱动晶体管TDR的二极管连接被解除。从以上的说明可理解，在补偿执行期间QB 的终点，在向电容元件Cl的电极El供给灰度电位VD [m，η]的状态下，驱动晶体管TDR的栅的电位VG被设定成电位VG_TH(使驱动晶体管TDR的栅-源间的电压VGS成为阈值电压 VTH 的电位(VG_TH-VDR_L = VTH))。在补偿期间TCMP的选择期间Q[l] Q[M]的各个中，依次执行以上的工作。另外，各像素电路PIX的电容元件Cl与信号线M直接连接，因此，在选择期间Q[m]，指示信号 X[η]变化为灰度电位VD[m，η]后，第m行以外的各行的像素电路PIX中的电容元件Cl的电极El的电位变化。然后，有时驱动晶体管TDR的栅的电位VG与电极El的电位联动地变化，使驱动晶体管TDR成为导通状态。但是，补偿期间TCMP内对置电极44的共用电位VCOM 维持为低位侧电位VC0M_L，因此即使驱动晶体管TDR向导通状态转变，也不影响电泳元件 40的灰度。[3]工作期间 TDRV补偿期间TCMP经过后的工作期间TDRV开始后，电位控制电路36如图4及图12 所示，将对置电极44的共用电位VCOM设定成高位侧电位VCOMJL另一方面，行驱动电路 32从各选择期间Q[m]的补偿执行期间QB，将驱动电位VDR[1] VDR[Μ]继续维持为低位侧电位VDR_L。另一方面，列驱动电路34如图4及图12所示，在工作期间TDRV将指示信号 X[l] X[N]设定成电位W(t)。如图4所示，电位W(t)以使基准电位VC包括在变动范围内(例如将基准电位VC作为中央值)的方式在电位VL与电位VH(VH > VL)之间随时间变化。从工作期间TDRV的始点到终点，本实施方式的电位W(t)被控制为从电位VL到电位VH 直线地变化的斜坡波形(锯齿状波)。从而，各像素电路PIX的驱动晶体管TDR中，在驱动电位线沈的驱动电位VDR[m](源的电位)被维持为低位侧电位VDR_L的状态下，栅的电位 VG与指示信号X[n]的电位W(t)联动地变化(上升)。即，工作期间TDRV中，驱动晶体管 TDR的栅-源间的电压VGS随时间增加。在补偿期间TCMP中，在向电容元件Cl的电极El供给灰度电位VD [m, η]的状态下，以使得驱动晶体管TDR的栅-源间的电压VGS成为阈值电压VTH的方式设定栅的电位 VG(VG_TH)。从而，工作期间TDRV中，在指示信号X[n]的电位W(t)达到各像素电路PIX的灰度电位VD[m，η]的时间点，如图12所示，该像素电路PIX的驱动晶体管TDR的栅-源间的电压VGS达到自身的阈值电压VTH，驱动晶体管TDR向导通状态转变。即，位于第m行的第η列的像素电路PIX的驱动晶体管TDR在工作期间TDRV中的与该像素电路PIX的指定灰度(灰度电位VD[m，n])相应的可变的时间点，从截止状态向导通状态转变。从以上的说明可理解，像素电路PIX起到比较灰度电位VD[m，η]与电位W(t)的比较电路的功能。图13是例示了下述情况的示意图工作期间TDRV中驱动晶体管TDR从截止状态向导通状态转变的时间点(tl、t2、t3)相应于灰度电位VD[m，η]而变化。指示信号Χ[η]的电位的变化由虚线图示，驱动晶体管TDR的栅的电位VG的变化由实线图示。图13的部分(A)中假设为，在选择期间Q[m]的补偿执行期间QB，将灰度电位 VD[m, η]设定成电位VD_1的情况。电位VD_1是与电位W(t)的振幅中心相当的基准电位 VC相同的电位。在工作期间TDRV的始点，指示信号X[n]的电位W(t)变化为电位VL后， 驱动晶体管TDR的栅的电位VG与在补偿期间TCMP所设定的电位VG_TH比较，变化为比其低了灰度电位VD_1与电位VL的电位差δ 1的电位VG_1。然后，与电位W (t)联动，电位VG 从电位VG_1随时间增加，在达到电位VG_TH的时间点(即电位W(t)达到灰度电位VD_1的时间点)11，驱动晶体管TDR从截止状态向导通状态转变。图13的部分(B)中假设为，在补偿执行期间QB，将灰度电位VD[m，n]设定成比基准电位VC(VD_1)高的电位VD_2的情况。工作期间TDRV的始点的驱动晶体管TDR的栅的电位VG的变化量δ2比图13的部分㈧的变化量δ 高了灰度电位VD_2所高出的量，因此，工作期间TDRV开始的紧跟其后的驱动晶体管TDR的栅的电位VG_2低于图13的部分 (A)的电位VG_1。从而，驱动晶体管TDR在比图13的部分㈧的时间点tl迟的时间点t2， 向导通状态转变。另外，图13的部分(C)中假设为，在补偿执行期间QB，将灰度电位VD[m，η]设定成比基准电位VC(VD_1)低的电位VD_3的情况。工作期间TDRV的始点的驱动晶体管TDR 的栅的电位VG的变化量δ 3比图13的部分㈧的变化量δ 1小了灰度电位VD_3所低于 (相对于基准电位低)的量，因此，工作期间TDRV开始的紧跟之后的驱动晶体管TDR的栅的电位VG_3超出图13的部分㈧的电位VG_1。从而，驱动晶体管TDR在比图13的部分㈧ 的时间点tl早的时间点t3向导通状态转变。图14是灰度电位VD[m，η]及基准电位VC的差值Δ (Δ = VD[m,η]-VC)和工作期间TDRV内通过驱动晶体管TDR的电荷的总量(换言之，工作期间TDRV中驱动晶体管TDR 成为导通状态的时间的比例)的关系(逻辑值)的曲线图。纵轴的数值将最大值标准化为 100%。从图13及图14可理解到，第1实施方式中，灰度电位VD[m，η]越高(与基准电位VC的差值Δ越大)，工作期间TDRV中驱动晶体管TDR成为导通状态的时间(通过驱动晶体管TDR的电荷量)越减少。如果在与灰度电位VD[m，η]相应的时间点，驱动晶体管TDR向导通状态转变，则驱动电位VDR [m]的低位侧电位VDR_L从驱动电位线沈经由驱动晶体管TDR供给像素电极 42，因此，与驱动电位VDR[m]的低位侧电位VDR_L和共用电位VCOM的高位侧电位VC0M_H 的差相当的正极性的电压(以下称为“正向偏置电压”(正向偏压))向电泳元件40施加。 从而，电泳元件40的黑色的带电微粒462B向观察侧移动的同时，白色的带电微粒462W向背面侧移动，显示灰度向黑色侧转变。工作期间TDRV结束后，电位控制电路36使共用电位 VCOM变化为低位侧电位VC0M_L (VC0M_L = VDR_L)。从而，对电泳元件40的电压施加结束。如上所述，以与灰度电位VD[m，n]相应的可变的时间长度向电泳元件40施加正向偏置电压(脉冲宽度调制)，因此，各像素电路PIX的电泳元件40的灰度与该像素电路PIX 的灰度电位VD[m，n]相应地被控制为多级。具体地说，灰度电位VD[m，η]越低(工作期间 TDRV内驱动晶体管TDR成为导通状态的时间长度越长)，电泳元件40的灰度被控制为越低的灰度(越接近黑色的灰度)。从而，在显示部20显示包括白色、黑色还有中间灰度的多灰度的图像。然后，通过随时重复单位期间TU，变更显示图像。以上说明的第1实施方式中，在初始化期间TRST，驱动晶体管TDR向导通状态转变，从而，将电路点P的电位VP初始化为高位侧电位VDR_H。从而，在补偿执行期间QB，驱动晶体管TDR被二极管连接时，可在漏(栅)_源间可靠地流过电流(即执行补偿工作)。 即，即使是采用高阻抗电光元件(电泳元件40)的构成，也可有效补偿驱动晶体管TDR的特性(阈值电压VTH)的误差(进而抑制显示图像的灰度不均)。而且，通过将驱动晶体管 TDR控制为导通状态，向电路点ρ供给高位侧电位VDR_H，因此，不必在像素电路PIX搭载电路点P的电位VP的初始化(高位侧电位VDR_H的供给)专用的元件。从而，也具有像素电路PIX的构成简化的优点。但是，在补偿执行期间QB，为了开始补偿工作，必须以使驱动晶体管TDR的栅-源间的电压VGS超出阈值电压VTH的方式，使驱动晶体管TDR的源的电位(驱动电位VDR [m]) 相对于栅的电位VG降低。第1实施方式中，在补偿准备期间QA，通过连接附加电容元件CP 和电容元件Cl，使驱动晶体管TDR的栅的电位VG(VG2)上升到补偿初始值VINI，因此，与在补偿准备期间QA不使电位VG上升的构成(以下称为“对比例”)比较，具有使驱动电位 VDR[m]的低位侧电位VDR_L所必要的条件放宽的优点。例如，假定阈值电压VTH为IV，假设为在驱动晶体管TDR的栅的电位VG设定成图 8的电位VG2的状态下开始补偿工作的对比例的情况(即省略图9的补偿准备期间QA的构成)。电位VG2为-3V的场合，为了基于对比例实现补偿工作，必须将驱动电位VDR[m]的低位侧电位VDR_L设定成-4V。另一方面，第1实施方式中，在补偿准备期间QA，通过将驱动晶体管TDR的栅与附加电容元件CP连接，电位VG上升到例如3V的补偿初始值VINI为止，因此，将驱动电位VDR [m]的低位侧电位VDR_L设定成2V以下即可。即，驱动电位VDR [m]的低位侧电位VDR_L所必要的条件被放宽，因此，如第1实施方式，可将驱动电位VDR[m]的各电位(VDR_H、VDR_L)设定成与共用电位VCOM的各电位(VC0M_H、VC0M_L)相同的电位。如上所述，通过将各电位共同化(削减电位的种类数量)，具有用于生成各电位的构成简化的优点。而且，为了补偿执行期间QB的补偿工作，通过在补偿准备期间QA将驱动晶体管TDR 二极管连接，使附加电容元件CP和电容元件Cl连接，使电位VG上升。S卩，在驱动晶体管TDR 二极管连接的同时，设定补偿初始值vmi。从而，与在像素电路PIX内特别设置例如补偿工作前使电位VG上升的专用元件的构成比较，也可以简化像素电路PIX的构成。但是，在对电泳元件40持续施加单极性的电压(直流分量)的构成中，电泳元件 40的特性有劣化的可能性。第1实施方式中，工作期间TDRV中，对电泳元件40进行的正向偏置电压的施加和停止被选择性地执行(即，工作期间TDRV中，不对电泳元件40施加负极性的电压)，但是，初始化期间TRST中，与工作期间TDRV的施加电压相反的极性的逆向偏置电压被对电泳元件40施加。从而，与不施加逆向偏置电压的构成比较，可抑制直流分量的施加引起的电泳元件40的劣化。而且，为了实现补偿工作，在初始化期间TRST供给电路点P的高位侧电位VDR_H也在逆向偏置电压对电泳元件40的施加中沿用，因此，与在像素电路PIX设置逆向偏置电压的施加专用的元件的构成比较，也具有像素电路PIX的构成简化的优点。〈B:第2实施方式〉接着，说明本发明的第2实施方式。另外，对于以下例示的各方式的作用、功能与第1实施方式相同的要素，沿用以上的说明中参照的符号，适宜省略各自的说明。第1实施方式中，通过将在初始化期间TRST中在附加电容元件CP所蓄积的电荷在补偿准备期间QA供给驱动晶体管TDR的栅，将电位VG设定成补偿初始值Vmi (比电位 VGO高的电位)。第2实施方式中，补偿准备期间QA中将驱动晶体管TDR的栅的电位VG设定(升压)成补偿初始值VINI的方法不同于第1实施方式。像素电路PIX的构成与第1 实施方式同样。图15是第2实施方式的单位期间TU内的工作的说明图。从图15可理解，补偿准备期间QA以外的各期间(初始化期间TRST、补偿执行期间QB、工作期间TDRV)的工作与第 1实施方式同样。因而，以下，仅仅说明选择期间Q[m]内的补偿准备期间QA的工作。图16是选择期间Q[m]内的工作的说明图。如图15及图16所示，列驱动电路34 在选择期间Q[m]的补偿准备期间QA的始点ta，使得指示信号X[n]从基准电位VC上升到初始化电位VRST。驱动晶体管TDR的栅的电位VG与始点ta的指示信号X[n]的变化联动， 从电位VGO上升到电位VGl。时间点ta时，控制信号GA[m]被设定成低电平，从而开关SWl 维持截止状态。即，附加电容元件CP处于与驱动晶体管TDR的栅(电容元件Cl)电绝缘的状态。从而，电位VG的增加量δ L_H(VG1 = VGO+ δ L_H)与指示信号X [η]的电位的变化量 (VRST-VC)等同。在补偿准备期间QA内的时间点tb，行驱动电路32通过使得控制信号GA[m]变化为高电平，使得第m行的各像素电路PIX的开关SWl转变到导通状态。从而，在驱动晶体管 TDR被二极管连接的同时，附加电容元件CP与驱动晶体管TDR的栅连接。在时间点ta，栅的电位VG通过上升到电位VGl使驱动晶体管TDR成为导通状态，因此，驱动晶体管TDR的栅的电位VG在时间点tb以后随时间降低，驱动晶体管TDR的栅-源间的电压VGS达到成为阈值电压VTH的电位VG2(VG2 = VDR_H+VTH)后，驱动晶体管TDR向截止状态转变。时间点tb经过后的时间点tc到来时，列驱动电路34使得指示信号X[n]从初始化电位VRST降低到灰度电位VD[m，n]。驱动晶体管TDR的栅的电位VG与指示信号X[n]的电位的变化联动，从电位VG2降低到补偿初始值vmi。在时间点tc，经由导通状态的开关SW1，使得附加电容元件CP与驱动晶体管TDR的栅连接。从而，紧跟时间点tc之后的电位 VG的降低量δ H_L(VINI = VG2- δ H_L)成为将指示信号X [η]的电位的变化量(VRST_VD[m， η])相应于电容元件Cl的电容值cl和附加电容元件CP的电容值cP而分割的电压(δ H_L =α 1 (VRST-VD[m, η]), α 1 = cl/(cl+cP))0 即，时间点 tc 的电位 VG 的变化量 δ H_L 低于时间点ta的电位VG的变化量δ L_H。利用以上说明的变化量δ H_L和变化量δ L_H的差异，补偿初始值VIM与第1实施方式同样，被设定成超出初始化期间TRST开始前的栅的电位VGO的电位。补偿准备期间QA经过后的补偿执行期间QB中，与第1实施方式同样，驱动电位VDR [m]变化到低位侧电位VDR_L，从而执行补偿工作。第2实施方式中也可实现与第1实施方式同样的效果。另外，第2实施方式中，在补偿初始值Vmi的设定中利用驱动晶体管TDR的栅的电位VG的变化量δ L_H与变化量 5H_L的差异，因此，具有即使附加电容元件CP中所蓄积的电荷少也可将补偿初始值vmi 设定成高电位的优点。从而，与在补偿初始值Vmi的设定中利用附加电容元件CP的电荷的第1实施方式比较，具有在初始化期间TRST对附加电容元件CP充电的高位侧电位VDR_H 为低电位即可的优点。另一方面，第2实施方式中，在各选择期间Q[m]的补偿准备期间QA， 必须使得指示信号X[n]上升到初始化电位VRST，而第1实施方式中，在补偿准备期间QA， 不必使得指示信号X[n]变化为初始化电位VRST。从而，根据第1实施方式，指示信号X[n] 的电位的变化次数与第1实施方式比较被削减，具有使信号线M的充放电所浪费的功率削减的优点。〈C:第3实施方式〉图17是本发明的第3实施方式中的像素电路PIX的电路图。如图17所示，第3实施方式的像素电路PIX是向第1实施方式的像素电路PIX追加了电容元件C2的构成。电容元件C2是包括电极E3和电极E4的静电电容。电极E3与电容线48连接，电极E4与驱动晶体管TDR的栅连接。电容线48是与显示部20内的全部的像素电路PIX共同连接的布线。电位控制电路36生成电容电位SC，供给到电容线48。第1实施方式中，在初始化期间TRST，通过将指示信号X [η]设定成初始化电位 VRST,执行初始化工作，在工作期间TDRV，通过将指示信号X [η]设定成可变的电位W (t)，执行驱动工作。第3实施方式中，利用电容电位SC取代指示信号X [η]，来实现初始化工作及驱动工作。另外，补偿准备期间QA的补偿初始值vmi的设定中，采用与第2实施方式同样的方法(利用电位VG的增加量δ L_H与减少量δ H_L的差的方法)。图18是第3实施方式的单位期间TU内的工作的说明图。与第1实施方式同样， 初始化期间TRST中，初始化工作对各像素电路PIX并行执行，补偿期间TCMP中，写入工作及补偿工作按行为单位依次执行，工作期间TDRV中，驱动工作对各像素电路PIX并行执行。[1]初始化期间TRST初始化期间TRST中，如图18所示，通过将控制信号GA[1] GA[M]设定成低电平， 将各像素电路PIX的开关SWl维持为截止状态，将对置电极44的共用电位VCOM设定成低位侧电位VC0M_L。另外，列驱动电路34将指示信号X[n]维持在基准电位VC。另外，电位控制电路36在初始化期间TRST开始后，使得电容线48的电容电位SC 从电位VO变化为初始化电位VRST。电位VO被设定成例如与基准电位VC相同的电位(例如接地电位(OV))。电容元件C2介于电容线48与驱动晶体管TDR的栅之间，因此，驱动晶体管TDR的栅的电位VG由于电容元件C2的电容耦合，与电容电位SC联动，从电位VGO变化到电位VGl。与电容电位SC联动的电位VG的变化量δ L_H (VG1 = VGO+ δ L_H)成为将电容电位SC的变化量(VRST-VO)相应于电容元件Cl的电容值cl和电容元件C2的电容值 c2 而分割的电压(δ L_H = β 2 (VRST-VO)，β 2 = c2/(cl+c2))。行驱动电路32在初始化期间TRST中，将各驱动电位线沈的驱动电位VDR [1] VDR [M]设定成高位侧电位VDRJL电容电位SC的初始化电位VRST在驱动电位VDR [m]被设定成高位侧电位VDR_H的状态下，设定成使驱动晶体管TDR维持导通状态(VGS = VG1_VDR_ H > VTH)(例如VRST = 25V)。如上所述，在初始化期间TRST中将驱动晶体管TDR控制为导通状态，因此与第1实施方式同样，电路点P的电位VP被初始化为从驱动电位线沈经由驱动晶体管TDR供给的高位侧电位VDR_H(初始化工作)。从而，电泳元件40被施加逆向偏置电压，在附加电容元件CP保持高位侧电位VDRJL初始化期间TRST结束后，电容电位SC 被设定成紧跟初始化期间TRST之前的电位V0，驱动晶体管TDR向截止状态转变。从而，高位侧电位VDR_H对电路点ρ的供给停止。[2]补偿期间 TCMP补偿期间TCMP的选择期间Q[m] (QA、QB)中，列驱动电路34将指示信号X[n]设定成灰度电位VD[m，n]。电位控制电路36在补偿准备期间QA的始点ta，使电容电位SC上升到初始化电位VRST。从而，驱动晶体管TDR的栅的电位VG与电容电位SC的变化联动，上升到电位VG1。通过在时间点ta将开关SWl维持在截止状态，使得电容元件CP处于与驱动晶体管TDR的栅电绝缘的状态，因此，时间点ta的电位VG的变化量δ L_H与初始化期间 TRST中的变化同样，成为将电容电位SC的电位的变化量(VRST-VO)用电容元件Cl和电容元件C2分割的电压(δ L_H = β 2 (VRST-VO))。在选择期间Q [m]内的补偿准备期间QA的时间点tb，行驱动电路32通过使得控制信号GA[m]变化为高电平，将第m行的各像素电路PIX的开关SWl控制为导通状态。从而， 与第2实施方式同样，驱动晶体管TDR的栅的电位VG降低到栅-源间的电压VGS成为阈值电压 VTH 的电位 VG2 (VG2 = VDR_H+VTH)为止。时间点tb经过后的时间点tc到来时，电位控制电路36使得电容电位SC从初始化电位VRST降低到电位V0。驱动晶体管TDR的栅的电位VG与电容电位SC的变化联动，从电位VG2降低到补偿初始值VINI。在时间点tc，附加电容元件CP与驱动晶体管TDR的栅连接，因此，时间点tc的电位VG的变化量δ H_L(VINI = VG2- δ H_L)成为将电容电位SC 的变化量(VRST-VO)用电容元件Cl、电容元件C2、附加电容元件CP分割了的电压(δ H_L =Y2 (VRST-VO)，y2 = c2/ (cl+c2+cP))。S卩，时间点 tc 的电位 VG 的变化量 δ H_L,低于时间点ta的电位VG的变化量SL_H。利用以上说明的变化量3!1_1^与变化量δ L_H的差异，补偿初始值Vmi与第1实施方式同样，被设定成超出初始化期间TRST的开始前的栅的电位VGO的电位。在选择期间Q [m]中的补偿准备期间QA经过后的补偿执行期间QB中，驱动电位 VDR[m]变化为低位侧电位VDR_L，从而执行补偿工作。S卩，与第1实施方式、第2实施方式同样，在补偿执行期间QB的终点，在向电容元件Cl的电极El供给了灰度电位VD[m，η]的状态下，驱动晶体管TDR的栅的电位VG被设定成电位VG_TH(VG_TH-VDR_L = VTH))。[3]工作期间 TDRV
工作期间TDRV中，在信号线M的指示信号X[l] X[N]被维持为基准电位VC并且驱动电位线26的驱动电位VDR[1] VDR[M]被维持为低位侧电位VDR_L的状态下，电位控制电路36将电容电位SC设定成电位W(t)。电位W(t)与第1实施方式同样，从工作期间 TDRV的始点到终点，从电位VL到电位VH为止，随时间变化。电容元件C2介于电容线48与驱动晶体管TDR的栅之间，因此，各像素电路PIX的驱动晶体管TDR的栅的电位VG由于电容元件C2的电容耦合，与电位W(t)联动。从而，与第1实施方式同样，工作期间TDRV中， 在与灰度电位VD[m，n]相应的时间点，驱动晶体管TDR从截止状态向导通状态转变，对电泳元件40开始正向偏置电压的施加。另外，第1实施方式中，仅仅电容元件Cl附随于驱动晶体管TDR的栅，而本实施方式中，电容元件Cl及电容元件C2附随于驱动晶体管TDR的栅， 因此，本实施方式中，为了使电位VG在与第1实施方式同等的范围变化，必须使电容电位SC 的电位W(t)与第1实施方式的电位W(t)比较，以较大的振幅变化。通过以上说明的第3实施方式也可实现与第1实施方式同样的效果。另外，第3 实施方式中，在初始化工作、驱动工作中利用了电容电位SC，因此，在初始化期间TRST不需要进行使得指示信号X[n]变化为初始化电位VRST的工作、在工作期间TDRV不需要进行使得指示信号X[n]从电位VL变化为电位VH为止的工作。即，根据第3实施方式，指示信号 X[η]的振幅与第1实施方式相比降低，因此，具有列驱动电路34所必要的耐压性能能够降低的优点。另一方面，第1实施方式中，在驱动晶体管TDR的栅仅仅附随有电容元件Cl，因此，与在驱动晶体管TDR附随有电容元件Cl及电容元件C2的第3实施方式比较，具有使得驱动晶体管TDR的栅的电位VG变化时的电荷的充放电被抑制(进而削减消耗功率)的优点ο<D:第4实施方式〉在工作期间TDRV，为了使驱动晶体管TDR从截止状态向导通状态转变，必须使驱动晶体管TDR的栅-源间的电压VGS随时间变化。作为使电压VGS变化的方法，有使栅的电位VG变化的方法和使源的电位变化的方法。将指示信号X[n]设定成电位W(t)的第1 实施方式和将电容电位SC设定成电位W (t)的第3实施方式是使驱动晶体管TDR的栅的电压VG变化的前者的方法的具体例。另一方面，以下说明的第4实施方式采用使驱动晶体管 TDR的源的电位(即驱动电位VDR[m])在工作期间TDRV随时间变化的后者的方法。像素电路PIX的构成与第1实施方式同样。图19是第4实施方式的单位期间TU内的工作的说明图。初始化期间TRST及补偿期间TCMP的工作与第1实施方式同样，因此说明省略，以下，说明工作期间TDRV的工作。列驱动电路34在工作期间TDRV内，将指示信号X[1] X[N]维持在基准电位VC。 从而，驱动晶体管TDR的栅的电位VG在工作期间TDRV内固定。另一方面，行驱动电路32 将供给各驱动电位线沈(各像素电路PIX的驱动晶体管TDR的源)的驱动电位VDR[1] VDR[M]设定成电位W(t)。如图19所示，从工作期间TDRV的始点到终点，电位W(t)从电位 VH到电位VL(VL = VDR_L = 0V)为止随时间降低。从而，驱动晶体管TDR的栅-源间的电压VGS与从第1实施方式到第3实施方式同样，在工作期间TDRV内随时间增加。而且，在各驱动晶体管TDR的电压VGS达到自身的阈值电压VTH的时间点，驱动晶体管TDR变化为导通状态，向电泳元件40供给驱动电位VDR [m](电位W (t))。图20的部分(A)及部分(B)是例示指示信号X[n]的电位(虚线)、驱动晶体管TDR的栅的电位VG(实线)和驱动电位VDR[m](点划线)随时间变化的示意图。图20的部分㈧中，假设为将灰度电位VD [m，η]设定成电位VD_1(VD_1 > VC)的情况。在工作期间 TDRV的始点，若指示信号X [η]被设定成基准电位VC，则驱动晶体管TDR的栅的电位VG变化为，与补偿期间TCMP的设定后的电位VG_TH比较低了灰度电位VD_1与基准电位VC的差 Sl的电位VG_1。驱动电位VDR[m]的电位W(t)随时间降低，在达到比电位VG_1低阈值电压VTH的电位(VG_1-VTH)的时间点tl，驱动晶体管TDR的栅-源间的电压VGS达到阈值电压VTH，使得驱动晶体管TDR向导通状态转变。另一方面，图20的部分⑶假设为将灰度电位VD[m，η]设定成比电位VD_1低的电位VD_2(VD_2<VC)的情况。工作期间TDRV开始后，驱动晶体管TDR的栅的电位VG变化为，与补偿期间TCMP所设定的电位VG_TH比较高了灰度电位VD_2与基准电位VC的差δ 2 的电位VG_2。在驱动电位VDR [m]的电位W (t)降低到比电位VG_2低阈值电压VTH的电位 (VG_2-VTH)为止的时间点t2，驱动晶体管TDR向导通状态转变。如以上说明那样，工作期间TDRV内驱动晶体管TDR从截止状态向导通状态转变的时间点(tl、t2)相应于灰度电位VD[m，η]被控制为可变。从而，与以上的各方式同样，各像素电路PIX的电泳元件40的灰度相应于该像素电路PIX的灰度电位VD[m，η]被控制为多级。具体地说，从图20的例示可理解到，灰度电位VD[m，η]越低则驱动晶体管TDR成为导通状态的时间长度越长，因此，电泳元件40的灰度被控制为越低的灰度(越接近黑色的灰度)。第3实施方式中也可实现与第1实施方式同样的效果。<Ε:第5实施方式〉图21是第5实施方式的电光装置100的框图。如图21所示，在第5实施方式的电光装置100的显示部20，形成相互并行的M根控制线22及M根控制线28和与控制线22 及控制线观交叉的N根信号线Μ。显示部20内的全部的像素电路PIX共同连接于驱动电位线沈及电容线48。电位控制电路36向驱动电位线26供给驱动电位VDR，同时向电容线 48供给电容电位SC。S卩，电容电位SC及驱动电位VDR共同供给到全部的像素电路ΡΙΧ。图22是第5实施方式的像素电路PIX的电路图。图22中，代表性地图示了位于第m行的第η列的1个像素电路ΡΙΧ。如图22所示，像素电路PIX是在第1实施方式的像素电路PIX追加了开关SW2和电容元件C2的构成。电容元件C2与第3实施方式同样，是包括与电容线48连接的电极Ε3和与驱动晶体管TDR的栅连接的电极Ε4的静电电容。开关SW2与驱动晶体管TDR、开关SWl同样，由N沟道型的薄膜晶体管构成，介于第 η列的信号线M与电容元件Cl的电极El之间，控制两者的电连接(导通/非导通)。开关SW2的栅与第m行的控制线观连接。如图21及图22所示，行驱动电路32向各控制线 22供给控制信号GA[1] GA[M]，向各控制线观供给控制信号GB[1] GB[M]。另外，也可以采用分别搭载生成控制信号GA[1] GA[M]的电路和生成控制信号GB[1] GB[M]的电路的构成。像素电路PIX的其他构成与第1实施方式同样。图23是第5实施方式中的电光装置100的工作的说明图。如图23所示，成为电光装置100的工作周期的单位期间TU包括初始化期间TRST、补偿期间TCMP、写入期间TWRT、 工作期间TDRV。与第1实施方式同样，初始化期间TRST中，对全部的像素电路PIX并行执行初始化工作，工作期间TDRV中，对全部的像素电路PIX并行执行驱动工作。第1实施方式中，按像素电路PIX的行为单位依次执行补偿工作，而第5实施方式中，对显示部20内的全部像素电路PIX，在补偿期间TCMP并行(一起)执行补偿工作。如图23所示，补偿期间TCMP被划分为将驱动晶体管TDR的栅的电位VG设定成补偿初始值 VINI的补偿准备期间QA和执行补偿工作的补偿执行期间QB。另一方面，写入期间TWRT被划分为与像素电路PIX的各行对应的M个选择期间(水平扫描期间)H[l] H[M]。选择期间H[m]中，对第m行的N个像素电路PIX执行写入工作(灰度电位VD[m，n]的供给)。图M是初始化期间TRST及补偿期间TCMP中的驱动晶体管TDR的栅的电位VG的说明图，图25是选择期间H[m]及工作期间TDRV中的驱动晶体管TDR的栅的电位VG的说明图。参照图23到图25，说明以上概略说明的各期间(TRST、TCMP, TffRT, TDRV)的工作。如图M所示，在紧跟初始化期间TRST的之前，假设为驱动晶体管TDR的栅的电位VG被设定成电位VGO的情况。[1]初始化期间TRST如图23及图沈所示，列驱动电路34在初始化期间TRST中，将指示信号X[l] X[N]设定成基准电位VC。另外，初始化期间TRST开始后，行驱动电路32通过将控制信号 GB[1] GB[M]设定成高电平，将全部的像素电路PIX的开关SW2控制为导通状态。从而， 从信号线对向各像素电路PIX的电容元件Cl的电极El供给指示信号X[n]的基准电位VC。 另一方面，电位控制电路36使得驱动电位线沈的驱动电位VDR从低位侧电位VDR_L变化为高位侧电位VDR_H，将对置电极44的共用电位VCOM维持在低位侧电位VC0M_L。如图M所示，初始化期间TRST内的时间点ta到来时，电位控制电路36使得电容线48的电容电位SC从电位VO (OV)变化为初始化电位VRST。从而，驱动晶体管TDR的栅的电位VG由于电容元件C2的电容耦合，与电容电位SC联动，上升到电位VGl。初始化期间TRST中，控制信号GA[1] GA[M]被设定成低电平，从而附加电容元件CP与驱动晶体管 TDR的栅电绝缘。从而，与第3实施方式同样，初始化期间TRST的时间点ta的电位VG的变化量δ L_H(VG1 = VGO+ δ L_H)成为将电容电位SC的变化量(VRST-VO)用电容元件Cl和电容元件 C2 分割的电压(δ L_H = β 2 (VRST-VO)，β 2 = c2/(cl+c2))。电容电位SC的初始化电位VRST在驱动电位VDR被设定成高位侧电位VDR H的状态下，被设定成使驱动晶体管TDR成为导通状态的电位(例如30V)。从而，初始化期间TRST 中，如图沈的箭头所示，电路点ρ的电位VP被初始化为从驱动电位线沈经由驱动晶体管 TDR供给的高位侧电位VDR_H(初始化工作)。即，向电泳元件40施加逆向偏置电压，在附加电容元件CP保持高位侧电位VDRJL[2]补偿期间 TCMP补偿期间TCMP中的跟在初始化期间TRST后的补偿准备期间QA开始后(图M的时间点tb)，行驱动电路32如图23及图27所示，将控制信号GB[1] GB[M]维持在高电平不变，将控制信号GA[1] GA[M]设定成高电平，从而将各像素电路PIX的开关SWl控制为导通状态。即，各像素电路PIX的驱动晶体管TDR被二极管连接。从而，如图M所示，驱动晶体管TDR的栅的电位VG随时间降低，达到驱动晶体管TDR的栅-源间的电压VGS成为阈值电压VTH的电位VG2(VG2 = VDR_H+VTH)后，驱动晶体管TDR向截止状态转变。补偿准备期间QA的时间点tc到来时，电位控制电路36如图23及图28所示，使电容电位SC从初始化电位VRST降低到电位V0。从而，驱动晶体管TDR的栅的电位VG如图M所示，与电容电位sc的变化联动，从电位VG2降低到补偿初始值vmi。在时间点tc，附加电容元件CP与驱动晶体管TDR的栅连接，因此，时间点tc的电位VG的变化量δ Η_ L(VINI = VG2- δ H_L)与第3实施方式同样，成为将电容电位SC的变化量(VRST-VO)用电容元件Cl、电容元件C2、附加电容元件CP分割的电压(SH_L= y 2 (VRST-VO), Y 2 = c2/ (cl+c2+cP))。S卩，时间点tc的电位VG的变化量δ H_L低于时间点ta的电位VG的变化量 SL_H。利用以上说明的变化量3!1_1^与变化量δ L_H的差异，补偿初始值VINI与第1实施方式同样，被设定成超出初始化期间TRST开始前的栅的电位VGO的电位。补偿执行期间QB开始后(图M的时间点td)，电位控制电路36使驱动电位VDR 从高位侧电位VDR_H变化为低位侧电位VDR_L。补偿执行期间QB中，开关SWl的导通状态(驱动晶体管TDR的二极管连接)从补偿准备期间QA被维持。从而，当通过驱动电位 VDR(驱动晶体管TDR的源的电位)降低到低位侧电位VDR_L来使驱动晶体管TDR向导通状态转变后，如图四的箭头所示，驱动晶体管TDR的栅的电荷经由开关SW1、电路点ρ、驱动晶体管TDR向驱动电位线沈放电。从而，栅的电位VG从补偿初始值vmi随时间降低，在栅-源间的电压VGS达到阈值电压VTH的时间点，驱动晶体管TDR向截止状态转变(补偿工作)。补偿执行期间QB结束后，行驱动电路32如图23及图30所示，通过使控制信号 GA[1] GA[M]及控制信号GB[1] GB[M]的双方变化为低电平，将各像素电路PIX的开关 Sffl及开关SW2控制为截止状态。从而，在补偿期间TCMP的终点，如图30所示，显示部20 内的全部的像素电路PIX中，在电容元件Cl的电极El被设定成基准电位VC的状态下，驱动晶体管TDR的栅的电位VG被设定成电位VG_TH(VG_TH-VDR_L = VTH)。[3]写入期间 TWRT如图23及图31所示，行驱动电路32在写入期间TWRT内的选择期间H [ 1] H [M]， 将控制信号GB[1] GB[M]的各个依次设定成高电平。控制信号GA[1] GA[M]维持为低电平。在控制信号GB[m]成为高电平的选择期间H[m]中，第m行的N个像素电路PIX的各个开关SW2向导通状态转变。另一方面，列驱动电路34在选择期间H[m]中，将各信号线对的指示信号X[n]设定成灰度电位VD[m，η]。从而，如图31所示，第m行的各像素电路PIX 中的电容元件Cl的电极El的电位从补偿期间TCMP的设定后的基准电位VC变化为灰度电位 VD[m，η]。在选择期间H[m]，电极El的电位若以变化量δ ( δ = VD[m,η]-VC)变化，则如图 25及图31所示，驱动晶体管TDR的栅的电位VG由于电容元件Cl的电容耦合，变化为电位 VG3。电位VG3被设定成，从补偿期间TCMP的设定后的电位VG_TH变化了将电极El的电位的变化量S用电容元件Cl和电容元件C2分割所得的电压的电位(VG3 = VG_TH+ β 1 · δ， β 1 = cl/(cl+c2))。选择期间H[m]结束后，控制信号GB[m]被设定成低电平，从而第m行的各像素电路PIX的开关SW2向截止状态转变。以上说明的写入工作在各选择期间H[m] 按行为单位依次执行。[4]工作期间 TDRV写入期间TWRT经过后的工作期间TDRV开始后，电位控制电路36如图23及图32 所示，将驱动电位线沈的驱动电位VDR维持在低位侧电位VDR_L不变，使对置电极44的共用电位VCOM变化为高位侧电位VCOMJL另一方面，工作期间TDRV中，控制信号GA[1] GA[M]及控制信号GB[1] GB[M]被设定成低电平，从而如图32所示，各像素电路PIX的开关SWl及开关SW2维持截止状态。电位控制电路36将供给电容线48的电容电位SC设定成电位W (t)。如图23及图 25所示，从工作期间TDRV的始点到终点，电位W(t)被控制为从电位VL向电位VH为止直线地变化的斜坡波形(锯齿状波)。具体地说，电位控制电路36在工作期间TDRV的始点，以使电位W(t)从电位VO降低到电位VL、使电位VO成为电位VL与电位VH的中央值(电位 W(t)的振幅中心)的方式，使电位W(t)变化。驱动晶体管TDR的栅的电位VG由于电容元件C2的电容耦合，与电容电位SC(电位W(t))联动地随时间增加。首先，在工作期间TDRV的始点，电位W(t)从电位VO变化为电位VL后，驱动晶体管TDR的栅的电位VG如图25所示，从选择期间H[m]的设定后的电位 VG3以变化量ν变化(降低)到电位VG4。变化量ν是将电位W (t)的变化量(VO-VL)用电容元件Cl和电容元件C2分割的固定值(ν = β 2 (VO-VL)，β2 = c2/(cl+c2))0驱动晶体管TDR的栅的电位VG如图25所示，与电位W(t)的变化(VL — VH)联动，从电位VG4随时间变化，在达到电位VG_TH的时间点，驱动晶体管TDR的栅-源间的电压VGS达到自身的阈值电压VTH，使驱动晶体管TDR向导通状态转变。工作期间TDRV的始点的电位VG4与在选择期间H[m]相应于灰度电位VD[m，η]所设定的电位VG3相关，因此， 位于第m行的第η列的像素电路PIX的驱动晶体管TDR在工作期间TDRV中与该像素电路 PIX的指定灰度(灰度电位VD[m，η])相应的可变的时间点，从截止状态向导通状态转变。 驱动晶体管TDR向导通状态转变时的电泳元件40的状况与第1实施方式同样。图33是例示驱动晶体管TDR从截止状态向导通状态转变的时间点(tl、t2、t3)相应于灰度电位VD[m，n]而变化的情形的示意图。选择期间H[m]中的电极El的电位的变化由虚线图示，选择期间H[m]及工作期间TDRV中的驱动晶体管TDR的栅的电位VG的变化由实线图示。图33的部分㈧中，假设为将灰度电位VD[m，η]设定成电位VD_1的情况。电位 VD_1与基准电位VC为同电位。从而，驱动晶体管TDR的栅的电位VG在选择期间H[m]不变化。即，选择期间H [m]的终点的电位VG3_1维持为与补偿期间TCMP的设定后的电位VG_TH 相同的电位。工作期间TDRV开始后，电位VG从比电位VG3_1低电压ν的电位VG4_1随时间增加。在电位VG达到电位VG_TH( = VG3_1)的时间点tl，驱动晶体管TDR从截止状态向导通状态转变。图33的部分⑶中，假设为将灰度电位VD [m，η]设定成比基准电位VC(VD_1)高的电位VD_2的情况。在选择期间H[m]，指示信号X[n]从基准电位VC上升到灰度电位VD_2 后，驱动晶体管TDR的栅的电位VG上升到与指示信号X[n]的电位的变化量δ2(δ2 = VD_2-VC)相应的电位VG3_2 (VG3_2 = VG_TH+ β 1 · δ 2)。在工作期间TDRV的始点，使电位 VG3_2降低了变化量ν所得的电位VG4_2超出图33的部分(A)的电位VG4_1。从而，驱动晶体管TDR在比图33的部分(A)的时间点tl早的时间点t2转变到导通状态。图33的部分(C)中，假设为将灰度电位VD [m，η]设定成比基准电位VC(VD_1)低的电位VD_3的情况。选择期间H [m]中，驱动晶体管TDR的栅的电位VG降低到与指示信号X [η] 的电位的变化量 δ 3 ( δ 3 = VD_3-VC < 0)相应的电位 VG3_3 (VG3_3 = VG_TH+ β 1 · δ 3)， 因此，工作期间TDRV的始点时的电位VG4_3(VG4_3 = VG3_3-v)低于图33的部分(A)的电位VG4_1。从而，驱动晶体管TDR在比图33的部分㈧的时间点tl迟的时间点t3转变为导通状态。图34与图14同样，是灰度电位VD[m，η]及基准电位VC的差值Δ (Δ = VD[m, η]-VC)与工作期间TDRV内通过驱动晶体管TDR的电荷的总量的关系的曲线图。从图33及图34可理解，第5实施方式中，与第1实施方式(图14)相反，灰度电位VD[m，n]越高(与基准电位VC的差值Δ越大)，工作期间TDRV中驱动晶体管TDR成为导通状态的时间越增加。从而，灰度电位VD[m，η]越高(工作期间TDRV内驱动晶体管TDR成为导通状态的时间长度越长)，电泳元件40的灰度被控制为越低的灰度(越接近黑色的灰度)。以上说明的第5实施方式中也可实现与第1实施方式同样的效果。另外，第5实施方式中，补偿期间TCMP中对显示部20内的全部的像素电路PIX并行执行补偿工作，因此， 与补偿工作按行为单位被执行的第1实施方式比较，可缩短各像素电路PIX的补偿工作所必要的时间。为了使驱动晶体管TDR的栅-源间的电压VGS在补偿工作与阈值电压VTH充分接近或一致，与写入工作比较，必须为较长时间。从而，根据对全部的像素电路PIX并行执行补偿工作的第5实施方式，与第1实施方式比较，也有单位期间TU缩短的优点。另外，开关SW2介于各像素电路PIX的电容元件Cl与信号线M之间，因此，与电容元件Cl直接与信号线M连接的构成比较，信号线M中附随的电容成分被削减。从而，具有可降低信号线M的充放电所浪费的功率的优点。另一方面，根据第1实施方式，各像素电路PIX的晶体管的总数0个)与第5实施方式(3个)比较被削减，因此，具有像素电路 PIX的构成简化(进而实现高精细化)的优点。另外，第5实施方式中的控制信号GA[1] GA[M]的波形相同，因此，也可以采用向各像素电路PIX供给相同的控制信号GA的构成。〈F:第6实施方式〉第5实施方式中，与第2实施方式、第3实施方式同样，利用电位VG的增加量δ L_ H与减少量SH_L的差(SL_H> δ H_L)，在补偿准备期间QA设定补偿初始值VINI。第6 实施方式是将利用在初始化期间TRST中在附加电容元件CP所蓄积的电荷将电位VG设定成补偿初始值vmi的第ι实施方式的方法、用于第5实施方式的补偿初始值vmi的设定的方式。像素电路PIX的构成与第5实施方式同样。图35是第6实施方式中的电光装置100的工作的说明图，图36是例示初始化期间TRST及补偿期间TCMP中的驱动晶体管TDR的栅的电位VG的转变的示意图。与第5实施方式同样，电位控制电路36在初始化期间TRST中，将电容电位SC设定成初始化电位VRST， 并将驱动电位VDR设定成高位侧电位VDR_H，从而将电路点ρ的电位VP初始化为高位侧电位VDRJL初始化期间TRST的终点到来时，电位控制电路36如图35及图36所示，使电容电位SC从初始化电位VRST变化为电位VO。从而，驱动晶体管TDR的栅的电位VG变化到初始化期间TRST开始前的电位VG0。初始化期间TRST结束后，补偿期间TCMP的补偿准备期间QA若开始，则行驱动电路32如图35及图36所示，通过将控制信号GA[1] GA[M]设定成高电平，将全部的像素电路PIX的开关SWl控制为导通状态。从而，在初始化期间TRST在附加电容元件CP所蓄积的电荷经由开关SWl向驱动晶体管TDR的栅移动，驱动晶体管TDR的栅的电位VG变化到超出紧跟前的电位VGO的补偿初始值vmi。具体地说，补偿初始值vmi由包括与电容元件ci 的电容值Cl、电容元件C2的电容值C2、附加电容元件CP的电容值CP相应的系数
=cP/(cl+c2+cP))的以下的式(2)表现。
VINI = Yp · VDR_H+(l-yp)VG2......(2)补偿准备期间QA经过后的补偿执行期间QB中，与第5实施方式同样，驱动电位 VDR从高位侧电位VDR_H变化为低位侧电位VDR_L，从而执行补偿工作。写入期间TWRT及工作期间TDRV的工作与第5实施方式同样。第6实施方式中也可实现与第5实施方式同样的效果。<G:第7实施方式〉以上的各方式中，在工作期间TDRV中对电泳元件40施加正向偏置电压(正极性电压)并在初始化期间TRST中对电泳元件40施加逆向偏置电压(负极性电压)。从而，与单位期间TU内不施加逆向偏置电压的构成(例如初始化期间TRST中将共用电位VCOM维持在高位侧电位VC0M_H的构成)比较，可抑制对电泳元件40施加直流分量。但是，由于正向偏置电压的施加时间和逆向偏置电压的施加时间(初始化期间TRST)不同，因此难以完全防止对电泳元件40施加直流分量。因而，第7实施方式中，关于变更显示图像的场合的多个单位期间TU，通过适宜选定灰度电位VD[m，η]，防止直流分量的施加。图37是第7实施方式中的电光装置100的工作的说明图。如图37所示，假设为将显示部20的显示图像从图像IMGl变更为图像IMG2的情况。图像IMGl是在白色的背景配置有黑色的文字“Α”的静止图像，图像IMG2是在白色的背景配置有黑色的文字“B”的静止图像。从显示图像IMGl的状态，经单位期间TUl和单位期间TU2，将图像IMGl变更为图像 IMG2。图37是各像素电路PIX的电泳元件40中蓄积的电荷量(以下称为“蓄积电荷量”) σ的随时间变化的图示。图37的蓄积电荷量σ 指的是显示部20内的多个像素电路PIX 中与构成图像IMGl的文字“Α”的黑色像素对应的各像素电路(以下称为“第1像素电路”) PIX的电泳元件40中所蓄积的电荷量。另一方面，蓄积电荷量σ2指的是显示部20内的多个像素电路PIX中与构成图像IMGl的背景的白色像素对应的各像素电路(以下称为“第2 像素电路”)PIX的电泳元件40中所蓄积的电荷量。随着蓄积电荷量σ (σ 、σ2)向正极性侧增加，电泳元件40的显示灰度向黑色侧转变。图37还示意地记载了各像素电路PIX的电泳元件40的施加电压。工作期间TDRV 中，对被指定黑色的像素电路Pix的电泳元件40施加正向偏置电压，对被指定白色的像素电路PIX的电泳元件40不施加电压(即驱动晶体管TDR不向导通状态转变)。另一方面， 初始化期间TRST中，对全部的像素电路PIX的电泳元件40 —律施加逆向偏置电压。若施加正向偏置电压，则向电泳元件40供给+2Q的电荷，显示灰度向黑色侧转变，若施加逆向偏置电压，则从电泳元件40去除Q的电荷，显示灰度向白色侧转变。不施加电压的场合(电压不施加时)，不发生电荷的移动(蓄积电荷量σ的变化)。如图37所示，显示图像IMGl 的状态下(单位期间TUl开始前)，第1像素电路PIX(黑色)的电泳元件40的蓄积电荷量 σ 1是+2Q，第2像素电路ΡΙΧ(白色)的电泳元件40的蓄积电荷量。2是零。单位期间TUl内的初始化工作中，向全部的像素电路PIX的电泳元件40施加逆向偏置电压。如图37所示，由于逆向偏置电压的施加，第1像素电路PIX的蓄积电荷量σ 1从 + 减少Q，变为+1Q。从而，各第1像素电路PIX的电泳元件40的灰度成为从黑色以电荷量Q的减少量向白色侧转变的中间灰度(灰色)。另一方面，由于逆向偏置电压的施加，第 2像素电路PIX的蓄积电荷量σ 2从零减少Q，变为_1Q，但是，电泳元件40的灰度已经达到白色(最高灰度)，因此，即使蓄积电荷量ο 2减少，电泳元件40的灰度几乎不变化(过壳)。单位期间TUl内的写入工作中，控制电路12向显示出图像IMGl的黑色的像素的各第1像素电路PIX指定白色的灰度，向显示出图像IMGl的白色的像素的各第2像素电路 PIX指定黑色的灰度。从而，单位期间TUl内的驱动工作(工作期间TDRV)中，如图37所示，不向第1像素电路PIX的电泳元件40施加电压，向第2像素电路PIX的电泳元件40施加正向偏置电压。即，第1像素电路PIX的蓄积电荷量ο 1维持在逆向偏置电压施加后的 +1Q，第2像素电路PIX的蓄积电荷量σ 2从初始化期间TRST的逆向偏置电压施加后的-IQ 通过正向偏置电压的施加而增加2Q，变为+1Q。如上所述，通过单位期间TUl的初始化期间 TRST的逆向偏置电压的施加和工作期间TDRV的电压施加(正向偏置电压施加/不施加电压)，使第1像素电路PIX的蓄积电荷量σ 1与第2像素电路PIX的蓄积电荷量σ 2 —致 (σ 1 =。2 = +lQ)。如图37所示，电泳元件40的灰度在第1像素电路PIX及第2像素电路PIX的双方中，成为与电荷量+IQ对应的中间灰度(灰色)。即使是单位期间TU2的初始化工作(初始化期间TRST)，也与单位期间TUl同样， 向全部的像素电路Pix的电泳元件40施加逆向偏置电压，因此，在第1像素电路PIX及第 2像素电路PIX的双方，都从电泳元件40去除Q的电荷。从而，如图37所示，蓄积电荷量 σ 1及蓄积电荷量σ 2的双方都从+IQ变化到零，将显示部20内的全部的电泳元件40的灰度控制为白色。即，对第1像素电路PIX及第2像素电路PIX的双方，都消除对电泳元件 40施加直流分量。单位期间TU2的写入工作中，控制电路12向各像素电路PIX指定图像 IMG2的各像素的灰度。从而，显示部20的显示图像从图像IMGl变更为图像IMG2。 根据以上说明的第7实施方式，即使是在工作期间TDRV向电泳元件40仅仅施加正向偏置电压且在初始化期间TRST中向全部的像素电路PIX的电泳元件40 —律施加逆向偏置电压的构成，也可有效防止对电泳元件40施加直流分量。从而，具有可有效防止直流分量的施加引起的电泳元件40的劣化的优点。另外，以上的说明中，在单位期间TUl内的写入工作中，向显示出图像IMGl的黑色的像素的各第1像素电路PIX指定白色的灰度，向显示出图像IMGl的白色的像素的各第2 像素电路PIX指定黑色的灰度，但是，图像IMGl不限于白色及黑色的2值图像。例如在图像IMGl包括中间灰度的场合也可同样采用以上的方式。假设为变更前的图像IMGl包括不同的第1灰度及第2灰度的场合(不管有无其他灰度)，则单位期间TUl内的写入工作作为向显示出图像IMGl的第1灰度的像素的各第1像素电路PIX供给与第1灰度相应的灰度电位VD [m，η]、向显示出图像IMGl的第2灰度的像素的各第2像素电路PIX供给与第2 灰度相应的灰度电位VD[m，η]的工作，被包括。以上的表述中的“与第1灰度相应的灰度” 优选为第1灰度的互补灰度。同样，“与第2灰度相应的灰度”优选为第2灰度的互补灰度。 “互补灰度”指的是相对于白色和黑色的中央值(即最高辉度和最低辉度的中间辉度)而言的辉度差相等的灰度。例如，若着眼于白色、淡灰色(浅灰色)、浓灰色(深灰色)及黑色的4种灰度，则白色和黑色的关系或者淡灰色和浓灰色的关系相当于互补灰度。根据以上的构成，即使是图像IMGl包括中间灰度的场合，也可以使第1像素电路PIX及第2像素电路PIX的双方的电泳元件40的灰度一致为与电荷量+IQ对应的中间灰度。〈H:变形例〉
以上的各方式可进行多样的变形。具体变形的方式如下例示。从以下的例示任意选择的2个以上的方式可适宜地合并。(1)变形例 1以上的各方式中，例示了在工作期间TDRV内的与指定灰度相应的时间点使得驱动晶体管TDR从截止状态变化为导通状态的构成(以下称为“构成A”)，但是，也可以采用在工作期间TDRV内的与指定灰度相应的时间点使得驱动晶体管TDR从导通状态变化为截止状态的构成(以下称为“构成B”)。其中，根据前述的各方式采用的构成A，如以下详述， 具有可使从工作期间TDRV的开始到使用者实际识别显示图像的内容为止的时间比构成B 缩短的优点。图38是显示部20的显示图像从工作期间TDRV的始点到终点随时间变化的情形的示意图。图38的部分㈧与构成A对应，图38的部分⑶与构成B相当。图38中，假设为显示包括4种灰度(白色、黑色、2种中间灰度)的图像IMG的情况。图像IMG是在由白色和中间灰度构成的背景配置有黑色的文字“A”的图像。如图38的部分⑶所示，构成B中，被指定白色以外的灰度(黑色、中间灰度)的各像素电路Pix的驱动晶体管TDR在工作期间TDRV的始点一起变化为导通状态，从而电泳元件40的灰度开始向黑色侧转变，在工作期间TDRV中的与各像素电路PIX的指定灰度相应的时间点，驱动晶体管TDR从导通状态变化为截止状态，从而电泳元件40的灰度变化停止。从而，图像IMG的黑色的文字“A”在即将变为工作期间TDRV的终点的阶段才开始被使用者识别到。另一方面，如图38的部分㈧所示，构成A中，在工作期间TDRV的始点，各像素电路Pix的驱动晶体管TDR被设定成截止状态，在与各像素电路PIX的指定灰度相应的时间点，驱动晶体管TDR从截止状态向导通状态变化，从而电泳元件40的灰度开始向黑色侧转变。即，各像素电路PIX的指定灰度越接近黑色，电泳元件40的灰度从工作期间TDRV内越早的时间点开始向黑色转变。从而，黑色的文字“A”从工作期间TDRV的越早的时间点被使用者识别。即，根据构成A，具有可使从工作期间TDRV的始点到使用者实际能识别图像(特别是文字)为止的时间比构成B缩短的优点。(2)变形例 2构成像素电路PIX的各晶体管的导电类型可任意变更。例如，可以采用将第1实施方式(图2)的像素电路PIX的各晶体管(TDR、SW1)变更为P沟道型的图39的构成和/ 或将第5实施方式(图22)的像素电路PIX的各晶体管(TDR、SW1、SW2)变更为P沟道型的图40的构成。图39、图40的构成中，与图2、图22的构成比较，电压的高低逆转。例如，工作期间TDRV中，将对置电极44的共用电位VCOM设定成低位侧电位VC0M_L并且将驱动电位线沈的驱动电位VDR[m] (VDR)设定成高位侧电位VDR_H。但是，本质的工作与以上的各例示同样，因此，将采用图39、图40的像素电路PIX时的工作的说明省略。另外，也可以采用不同导电类型的晶体管混合的像素电路PIX，但是，从像素电路PIX的制造工序的简化的观点看，如以上的例示，优选采用像素电路PIX内的各晶体管的导电类型共同化的构成。另外，像素电路PIX的各晶体管(TDR、SW1、SW2)的材料、结构、制造方法任意。例如，各晶体管的半导体层的材料可任意采用非晶质半导体(例如非晶质硅)、氧化物半导体、有机半导体、多晶半导体(例如高温多晶硅和/或低温多晶硅)。
(3)变形例 3以上的各方式中，例示了像素电路PIX包括2个晶体管(TDR、Sffl)的构成(第1 实施方式、第2实施方式、第3实施方式、第4实施方式)和像素电路PIX包括3个晶体管 (TDR、SW1、SW2)的构成(第5实施方式、第6实施方式)。另外，作为在补偿准备期间QA 将驱动晶体管TDR的栅的电位VG设定成补偿初始值vmi的构成，例示了利用初始化期间 TRST中蓄积的附加电容元件CP的电荷的移动的构成(第1实施方式、第4实施方式、第6 实施方式)和利用电位VG的增加量δ L_H与减少量δ H_L的差异的构成(第2实施方式、 第3实施方式、第5实施方式)。对于在初始化期间TRST使驱动晶体管TDR的栅的电位VG 上升的构成，例示了利用指示信号X[n]的构成(第1实施方式、第2实施方式、第4实施方式)和利用电容电位SC的构成(第3实施方式、第5实施方式、第6实施方式)。而且，作为在工作期间TDRV使驱动晶体管TDR的栅-源间的电压VGS随时间变化的构成，例示了将指示信号X[n]设定成电位W(t)的构成(第1实施方式、第2实施方式)、将电容电位SC设定成电位W(t)的构成(第3实施方式、第5实施方式、第6实施方式)以及将驱动电位VDR 设定成电位W(t)的构成(第4实施方式)。以上列举的各要素(像素电路PIX的晶体管的个数、设定补偿初始值Vmi的构成、初始化期间TRST使电位VG上升的构成、使电压VGS变化的构成)的组合可任意，不限于以上的各方式的例示，可适宜变更。(4)变形例 4从第1实施方式到第4实施方式中，从补偿执行期间QB的开始前，将指示信号 X[η]设定成灰度电位VD[m，η]，但是，开始写入工作的时间点可适宜变更。例如，可采用在补偿准备期间QA的终点以后将指示信号Χ[η]设定成灰度电位VD[m，η]的构成。其中，优选下述构成在驱动晶体管TDR的栅的电位VG被设定成与阈值电压VTH相应的电位VG_TH 的补偿执行期间QB的终点，将电容元件Cl的电极El的电位设定成灰度电位VD[m，η]。(5)变形例 5以上的方式中，将电位W(t)控制为斜坡波形(即直线地单调增加或单调减少的波形)，但是，电位w(t)的波形可任意。例如，前述的例示中，使得电位w(t)直线地变化，但是也可以采用使得电位w(t)曲线地变化的构成。另外，前述的例示中，使得电位w(t)在工作期间TDRV内单调增加(第4实施方式中是单调减少)，但是也可以采用使得电位W(t)在工作期间TDRV内增减的构成。具体地说，可将从工作期间TDRV的始点开始直线性地增加 (减少)而从途中的时间点开始直线性地减少(增加)的三角波和/或工作期间TDRV内曲线地变化的正弦波用作电位W (t)。(6)变形例 6以上的各方式中，例示了在驱动电光元件(电泳元件40)的像素电路PIX应用本发明的构成，但是本发明的电子电路的用途不限于电光元件的驱动。以上例示的各方式的像素电路Pix在电路点P产生与灰度电位VD[m，η]和电位W(t)的大小相应的电压信号。 从而，采用以上的各方式的像素电路PIX的构成(但是不包括电泳元件40)的电子电路可以用作比较第1电位(例如灰度电位VD[m，η])和第2电位(例如电位W(t))的比较电路。 比较电路驱动的负载(驱动负载)不限于电光元件。另外，前述的各方式中，为了实现将向电泳元件40施加正向偏置电压的时间相应于灰度电位VD[m，η]控制为可变的作用(脉冲宽度调制)，使电位W(t)随时间变化，但是，在单纯实现与多个电位的比较的结果相应的信号的生成的构成中，不必使电位W(t)随时间变化。另外，以上的各方式的像素电路PIX也可以作为用于补偿驱动晶体管TDR的阈值电压VTH的电子电路(即，相应于自身的阈值电压VTH设定驱动晶体管TDR的栅-源间的电压VGS的电路)的例示来把握。从以上的说明可理解，本发明包括补偿驱动晶体管TDR 的阈值电压VTH的电子电路，比较多个电位的比较电路作为本发明的电子电路的优选方式被例示。以上的各方式的像素电路PIX是将本发明的电子电路(比较电路)特别地用于电泳元件40的驱动的具体例。(7)变形例 7电泳元件40的施加电压与灰度的关系不限于以上的例示。例如，与图3的例示相反，采用应用带电为负极性的白色的带电微粒462W和带电为正极性的黑色的带电微粒 462B的电泳元件40时，电泳元件40的显示灰度因工作期间TDRV中的正向偏置电压的施加向白色侧转变，因初始化期间TRST中的逆向偏置电压的施加向黑色侧转变。另外，像素电极42和对置电极44的位置(观察侧/背面侧)也变更。例如，图3的例示中，若将对置电极44设置在背面侧、将像素电极42配置在前面侧，则可实现电泳元件40的显示灰度因正向偏置电压的施加而向白色侧转变的构成。电泳元件40的构成也可适宜变更。例如，也可以采用将白色的带电微粒462W在黑色的分散剂464分散的构成或者将黑色的带电微粒462B在白色的分散剂464分散的构成(1微粒系)。另外，构成电泳元件40的带电微粒462、分散剂464的色彩不限于白色及黑色，可任意变更。也可以采用分散有与不同显示色对应的3种以上的微粒(例如1种不带电)的电泳元件40。显然，以上的各方式的像素电路PIX的驱动对象不限于电泳元件40。例如，本发明可适用于液晶元件、发光元件(例如有机EL元件、LED(LightEmitting Diode，发光二极管))、场致电子发射元件(FE(Field-Emissi0n)元件)、表面传导型电子发射元件 (SE(Surface conduction Electronemitter)元件)、弹道电子发射元件(BS(Ballistic electron Emitting)元件)、受光元件等的任意的电光元件的驱动。即，电光元件包括将电作用(电压的施加和/或电流的供给)和光作用(灰度变化和/或发光)的一方向另一方变换的被驱动元件。但是，从解决有效补偿驱动晶体管TDR的特性误差的期望问题的观点看来，本发明尤其适用于驱动电泳元件40、液晶元件等的高阻抗电光元件的情况。<1 应用例 >应用本发明的电子设备如下例示。图41及图42图示了采用以上例示的各方式的电光装置100作为显示装置的电子设备的外观。图41是利用电光装置100的便携型的信息终端(电子书)310的立体图。如图41 所示，信息终端310包括使用者操作的操作部分312和在显示部20显示图像的电光装置 100。操作部分312被操作后，显示部20的显示图像变更。图42是利用电光装置100的电子纸320的立体图。如图42所示，电子纸320包括在柔性的基板(片材)322的表面形成的电光装置100。应用本发明的电子设备不限于以上的例示。例如，也可以在便携电话机、钟表(手表)、便携型的音响再现装置、电子记事本、触摸面板搭载型的显示装置等各种的电子设备中采用本发明的电子装置(电光装置)。
权利要求
1.一种电子装置，其特征在于， 具备电子电路和驱动电路， 上述电子电路包括驱动晶体管，该驱动晶体管包括连接于被供给驱动电位的驱动电位线的第1端子、连接于电路点的第2端子以及控制两端子间的连接状态的控制端子； 连接于上述电路点的附加电容元件；以及控制上述电路点与上述控制端子的连接的第1开关， 上述驱动电路，在上述驱动电位被设定为第1电位的第1期间中，将上述第1开关控制为截止状态，以使得上述驱动晶体管变成导通状态的方式，使上述控制端子的电位变化，在上述第1期间经过后的第2期间中，通过将上述第1开关控制为导通状态，将上述控制端子的电位设定为补偿初始值，在上述第2期间经过后的第3期间中，将上述第1开关控制为导通状态，以使得上述驱动晶体管变成导通状态的方式，使上述驱动电位从上述第1电位变化为第2电位。
2.根据权利要求1所述的电子装置，其特征在于，上述驱动电路在上述第2期间的开始前，使上述控制端子的电位按上述第1期间中的变化的逆向变化，在上述第2期间中，通过将上述第1开关控制为导通状态，将该控制端子的电位设定为上述补偿初始值。
3.根据权利要求1所述的电子装置，其特征在于，上述驱动电路在上述第2期间中，将上述第1开关控制为导通状态后，使上述控制端子的电位按上述第1期间中的变化的逆向变化，从而将该控制端子的电位设定为上述补偿初始值。
4.根据权利要求1到3中任一项所述的电子装置，其特征在于， 上述电子电路具备包括第1电极和第2电极的第1电容元件， 上述第2电极连接于上述控制端子，上述驱动电路，在上述第3期间的期间内或经过后，向上述第1电极供给信号电位， 在上述第3期间经过后的第4期间中，将上述控制端子与上述第1端子之间的电压设定为可变。
5.根据权利要求4所述的电子装置，其特征在于， 上述驱动电路在上述第4期间中，将上述第1电极的电位设定为可变。
6.根据权利要求4所述的电子装置，其特征在于，上述电子电路具备包括第3电极和第4电极的第2电容元件， 上述第4电极连接于上述控制端子，上述驱动电路在上述第4期间中，将上述第3电极的电位设定为可变。
7.根据权利要求4所述的电子装置，其特征在于，上述驱动电路在上述第4期间中，将上述驱动电位线的驱动电位设定为可变。
8.根据权利要求4到7中任一项所述的电子装置，其特征在于，上述第1电容元件的上述第1电极直接连接于被供给上述信号电位的信号线。
9.根据权利要求4到7中任一项所述的电子装置，其特征在于，上述电子电路包括第2开关，该第2开关控制上述第1电容元件的上述第1电极与被供给上述信号电位的信号线的导通。
10.一种电子装置的驱动方法，其特征在于，上述电子装置包括驱动晶体管，该驱动晶体管包括连接于被供给驱动电位的驱动电位线的第1端子、连接于电路点的第2端子以及控制两端子间的连接状态的控制端子；连接于上述电路点的附加电容元件；以及控制上述电路点与上述控制端子的连接的第1开关，该驱动方法中，在上述驱动电位被设定为第1电位的第1期间中，将上述第1开关控制为截止状态，以使得上述驱动晶体管变成导通状态的方式，使上述控制端子的电位变化，在上述第1期间经过后的第2期间中，通过将上述第1开关控制为导通状态，将上述控制端子的电位设定为补偿初始值，在上述第2期间经过后的第3期间中，将上述第1开关控制为导通状态，以使得上述驱动晶体管变成导通状态的方式，使上述驱动电位从上述第1电位变化为第2电位。
全文摘要
本发明提供电子装置及其驱动方法，电子装置的电子电路包括驱动晶体管、附加电容元件以及控制电路点与控制端子的连接的第1开关，驱动电路在第1期间中，将第1开关控制为截止状态，使得驱动晶体管成为导通状态地改变控制端子的电位，在第2期间中，通过将第1开关控制为导通状态，将控制端子的电位设定成补偿初始值，在第3期间中，将第1开关控制为导通状态，使得驱动晶体管成为导通状态地使得驱动电位从第1电位变为第2电位。
文档编号G09G3/34GK102262856SQ20111013871
公开日2011年11月30日 申请日期2011年5月26日 优先权日2010年5月26日
发明者小泽德郎 申请人:精工爱普生株式会社
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