电源装置的制作方法
专利名称：电源装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种使用同步整流方式的降压型变换器的电源装置。
背景技术：
例如，用于携带电话装置的功率放大器所需的电源电压，依其输出功率
而定， 一般在0.6V 3.5V左右。在此，功率放大器所需电源电压有1V就足够 时，在直接使用3.5V左右电池电压的情况下，就要消耗比所需要的更大的电 力。因此，在以比电池电压低的电压进行驱动的电路中，使用开关调节器 (switching regulator)等降压型DC-DC变换器，作为用于供给比电池电压低 的电源电压的电源装置。
即使在这种DC-DC变换器中，也存在着由电感器或开关元件引起的电力 消耗。于是，有一种电源装置，在不需要对作为输入电压的电池电压进行降 压的情况下，停止开关调节器的开关动作，通过旁路电路将降压型DC-DC变 换器进行旁路，将输入电压直接输出。
通过用旁路电路对降压型DC-DC变换器进行旁路，如果从直接将输入电 压输出的状态对降压型DC-DC变换器重新开始降压动作，则从降压型DC-DC变 换器的输出端子固定成高电压的状态，开始开关动作。其结果，由于同步整 流用开关急速接通，便会发生过冲(overshoot)或阻尼振荡现象，造成输出 电压不稳定的问题。
专利文献l等提出了用于解决该问题的技术。在该专利文献l中，公开了 这样一种电源装置，其包括总开关和同步整流用开关交替进行通断的同步 整流方式的降压型变换器；输出比降压型变换器高的电压的电压生成电路； 输出误差电压以使降压型变换器的输出电压接近规定基准电压的调节器；根 据误差电压而使通断开关及同步整流开关的负荷(duty)变化的脉冲宽度调 制器，选择降压型变换器和电压生成电路中的任一个，输出所需的电压。调
4节器构成为，在选择电压生成电路的期间，在同步整流用开关断开方向，补
偿(offset)误差电压。
根据上述构成，在将输出电压从电压生成电路切换到降压型变换器的电 压时，通过补偿调节器的误差电压，同步整流用开关从断开状态开始进行开 关动作。其结果，可抑制同步整流用开关长时间连续接通的情况，得到抑制
过冲的稳定的输出电压。
专利文献1日本特开2006-50888号公报
在上述专利文献l中，调节器构成为，在误差电压上加上来自补偿电路 的补偿电压，并将其输出施加于脉冲宽度调制器。因此，存在从误差电压开始 至加上补偿电压达到规定电压之前需要时间、使响应性变差的问题。
发明内容
本发明是针对上述现存的问题而作的，其目的在于，提供一种响应性好、 输出电压稳定性得以提高的电源装置。
为了实现上述目的,本发明提出技术手段如下
(1) 一种电源装置，其特征在于 该电源装置包括
主开关和同步整流用开关交替进行通断的同步整流方式的降压型变换
器；
输出误差电压以使所述降压型变换器的输出电压接近规定基准电压的 误差放大器；
根据所述误差电压对所述主开关和同步整流用开关进行通断的时间予 以控制的脉冲宽度信号发生电路；
根据所述脉冲宽度信号发生电路发出的信号、对所述主开关和同步整流 用开关进行通断控制的驱动电路；
与所述降压型变换器的输出串联连接的电感器；
使所述降压型变换器的输出端子与输入端子短路的旁路开关；以及
控制所述旁路开关的模式控制电路；
在选择所述旁路开关的期间，将所述误差放大器的基准电压侧的电压值设定成输出电压的规定的分压比，将所述误差放大器的输出进行反转固定。
(2) 在上述(l)所述的电源装置中，其特征在于
所述规定的分压比设定成所述降压型变换器的设定电压的反馈比以上 的分压比。
(3) 在上述(1)或(2)所述的电源装置中，其特征在于 进一步包括选择单元，该选择单元选择按所述规定的分压比对所述降压
型变换器的输出进行分压而得的输出和基准电压发生电路产生的输出中的 某一输出，施加于所述误差放大器的基准电压侧输入。
(4) 在上述(l)所述的电源装置中，其特征在于 在所述同步整流用的开关上设有与输出方向相反的电流限制电路。
(5) 在上述(4)所述的电源装置中，其特征在于
所述电源限制电路在所述控制驱动电路的选择转换的一定时间，切换其 电流限制值
按照本发明，可以提供响应性好且能供给稳定输出电压的电源装置。
图l是表示本发明实施方式涉及的电源装置构成的方框电路图。 图2是表示本发明所使用的PMW信号发生电路一例子的方框电路图。 图3(a) (e)是表示本发明实施形态方式中各端子电压的时间波形图。 符号说明如下
Ml主开关晶体管
M2同步整流用开关晶体管
M3旁路开关
2基准电压发生电路
3误差放大器
4选择电路
5PMW信号发生电路
6开关驱动电路
7模式控制电路
68 驱动器
9 电流控制电路
10 降压型DC-DC变换器100输出端子
101输入端子
具体实施例方式
本发明的其它的目的及特征，根据参照附图的下文的实施形态的说明，将变得明确。
现参照附图详细说明本发明的实施方式。另外，对于图中同一或相当部分标以同一符号，为避免说明的重复，其说明不再反复。
图l是表示本发明第l实施方式中的电源装置的方框电路图。
该电源装置1包含降压型DC-DC变换器10和旁路开关M3。旁路开关M3起到与降压型DC-DC变换器10并联设置的电压生成电路的作用，电源装置l选择DC-DC变换器10和旁路开关M3中的某一个而输出所需的电压。该电源装置l用两种模式动作。即，在选择第一动作模式的情况下，从模式控制电路7给予信号，使得由驱动电路8断开旁路开关M3;在选择DC-DC变换器10的输出、对输入电压VDD进行降压输出的第二动作模式的情况下，则从模式控制电路7给予信号，使得由驱动电路8接通旁路开关M3，通过旁路开关M3，对DC-DC变换器10进行旁路，直接将输入电压VDD输出。
一般来说，由于降压型DC-DC变换器IO存在因使用的电感器或开关元件所带来的电力损失，所以，在该电源装置l中，在无需降压的情况下，通过停止降压型DC-DC变换器10的开关动作进行旁路的方法，便可直接将输入电压输出。这样，本实施方式的电源装置l，系通过模式控制电路7转换使用降压模式和旁路模式。在旁路开关M3接通的状态下输出的电压，比降压型DC-DC变换器10所输出的电压高。
降压型DC-DC变换器IO，是一种将输入于输入端子101的输入电压VDD变换成规定的恒电压、并作为输出电压VOUT从输出端子IOO输出的降压型开关调节器。在降压方式中，电源装置I将输入电压VDD降压并输出到输出端子IOO。输出电压VOUT由基准电压Vref进行控制。
在旁路模式下，电源装置l与基准电压Vref无关而直接将输入电压VDD输出。这些模式的转换，通过由模式控制电路7给予的控制信号进行。
降压型DC-DC变换器IO，包括由P沟道M0S晶体管构成的主开关晶体管M1以及由N沟道M0S晶体管构成的同步整流用开关晶体管M2，所述主开关晶体管M1用于进行输入电压VDD的输出控制。
另外，降压型DC-DC变换器10包括基准电压发生电路2、输出电压检测用的电阻R1， R2、电感器L1、平滑电容器C1、误差放大电路3、 PWM信号发生电路5，以及开关驱动电路6。
基准电压发生电路2生成规定的基准电压Vref输出，输出电压检测用的电阻R1、 R2将输出电压V0UT进行分压，生成分压电压Vfb输出。另夕卜，误差放大电路3将输入的分压电压Vfb和基准电压Vref之间的电压差予以放大，生成误差信号Verr输出。降压型DC-DC变换器10在输出电压VOUT和基准电压Vref之间，通过反馈来调节误差电压Verr，以使关系式VOUT二Vref X (Rl+R2)/R2成立。
PWM信号发生电路5如图2所示，包括PMW比较电路51和振荡电路52， PMW比较电路51在反转输入端得到误差电压Verr，在非反转输入端得到振荡电路52的输出。
振荡电路52生成规定的三角波形信号TW输出，PMW比较电路51根据误差放大电路3的输出信号Verr和该三角波形信号TW，生成用于进行PMW控制的脉冲信号VPMW输出。
PMW比较电路51对振荡电路52的输出电压TW和误差电压Verr进行比较，当TW〉Verr时，输出高电平，当TW〈Verr时，输出低电平。其结果，自PWM比较电路51输出的信号VPMW，成为重复高电平和低电平的脉冲宽度调制信号(以下称为PMW信号)。即，PMW信号VPMW的高、低的负荷取决于误差电压Verr。
降压型DC-DC变换器10是一种同步整流方式的开关调节器，将被输入到输入端子IOI的输入电压VDD进行降压并输出到输出端子IOO。降压型DC-DC变换器10的输入输出，就直接成为电源装置l的输入输出。降压型DC-DC变换器IO包含主开关晶体管MI、同步整流用开关晶体管M2、电感器L1、输出电容器Cl和开关驱动电路6。
作为主开关晶体管M1的P型M0S晶体管，其源极端子与输入端子100连接，其漏极端子通过连接部Lx连接在电感器Ll的一端上。另外，作为同步整流用开关晶体管M2的N型M0S晶体管，其源极端子接地，漏极端子连接在作为主开关晶体管M1的P型M0S晶体管的漏极上。在两MOS晶体管的栅极端子，分别输入有来自开关驱动电路6的输出。
如上所述，在输入端子100和接地电压GND之间，串联连接着主开关晶体管M1和同步整流用开关晶体管M2。在输出端子100和接地电压GND之间，串联连接着电阻R1及R2，从电阻Rl和R2的连接部输出分压电压Vfb。
开关驱动电路6在降压模式情况下，在PMW信号VPMW为高电平期间，断开主开关晶体管M1，而接通同步整流用开关晶体管M2。另外，在PMW信号VPMW为低电平期间，则接通主开关晶体管M1，而断开同步整流用开关晶体管M2。如此，通过根据P丽信号而交替通断开关晶体管M1、 M2，作为一个靠电感器Ll进行能量转换的开关调节器就产生动作。电感器L1及输出电容器C1构成输出滤波器，从输出端子100输出已将输入电压VDD降压的直流电压。
对于开关驱动电路6，从模式控制电路7通过电流控制电路9而输入转换两种模式的信号，在用旁路模式的动作中，使主开关M1及同步整流用开关M2这两方的开关都断开。
控制降压型DC-DC变换器10的两个开关晶体管M1、 M2通断的PWM信号VPWM，因为是基于反馈输出电压VOUT得到的误差电压Verr来决定的，所以，输出电压VOUT保持在由基准电压Vref决定的恒定值。也就是说，若输出电压V0UT降低，则误差放大电路3的输出信号Verr的电压上升，PWM信号发生电路5的输出脉冲宽度变大，通过增加开关晶体管M1接通时间的比例，而提高输出电压VOUT。反之，在输出电压VOUT上升的情况下，进行与上述相反的动作，降低输出电压VOUT，而输出电压VOUT，输出电压VOUT就始终被维持成一定的电压。
旁路开关M3是N型M0S晶体管，在其栅极端子，如上所述，被给予控制信号。该旁路开关M3的源极端子与输入端101连接，漏极端子连接在输出端子
9IOO上。因此，若MOS晶体管接通，输入端子101和输出端子100便成为接通状 态，在输出端子输出与输入电压VDD几乎相等的电压。严格地说，因为存在 着因MOS晶体管的接通电阻所产生的电压下降，所以输出到输出端子100的电 压也有时比输入电压VDD略微低一些。这样，通过接通旁路开关M3，就可实 现旁路模式。
但是，在该实施方式中，在误差放大电路3的反转输入端输入分压电压 Vfb，在非反转输入端，通过选择电路4输入基准电压Vref。在输出端子IOO 和接地电压GND之间，串联连接电阻R3及R4，从电阻R3和R4的连接部输出分 压电压Vb。该分压电压Vb通过选择电路4施加于非反转输入端。
选择电路4包含开关SW1、 SW2，来自基准电压电路2的输出即基准电压 Vref，通过开关SW1施加于误差放大电路3的反转输入端。另外，开关SW2与 电阻R3和R4的连接部相连接，分压电压Vb通过开关SW2施加于误差放大电路3 的非反转输入端。
该选择电路4受来自模式控制电路7的信号控制，在选择旁路开关M3的时 候，SW1处于断开、SW2处于接通状态，分压电压Vb通过开关SW2施加于误差 放大电路3的非反转输入端。
另一方面，在模式控制电路7选择旁路开关M3为断开的时候，变成SW1为 接通、SW2为断开的状态，基准电压电路2的基准电压Vref通过开关SWl施加 于误差放大电路3的非反转输入端。
电阻R3和R4设定为降压型DC-DC变换器10的设定电压反馈比以上的分压 比。例如，在R1和R2为3比1的分压比的情况下，R3和R4设定为2.5比1的分压 比。
因此，选择电路4控制成SW1为断开、SW2为接通的状态，如果在误差放 大电路3的反转输入端输入分压电压Vfb ，在非反转输入端通过选择电路4而 输入分压电压Vb，则因为电阻R3和R4设定为降压型DC-DC变换器10的设定电 压的反馈比以上的分压比，所以该误差放大回路3的输出便被反转固定。也 就是说，当选择旁路开关M3的时候，误差放大电路3的输出固定成高电平。
另外，来自开关晶体管M1和同步整流用开关晶体管M2之间连接部的输 出，被施加于电流控制电路9，由电流控制电路9测定流向连接部Lx的电流值，起到与向同步整流用开关晶体管M2输出方向相反的电流限制电路的作用。也
就是说，如果连接部Lx达到规定值以上，便将电流控制电路9的信号送到驱 动电路6，以使同步整流用晶体管M2断开。该电流限制电路9通常设定成防止 晶体管破坏的电压，在选择旁路开关M3的时候，设定成防止过冲用的电压。 该防止过冲用的电压设定在防止破坏的电压的l/2 l/4范围内，并按容量C1 的放电时间来设定。该过冲的量也可以按照被要求的特性值来调整。
另外，在降压型DC-DC变换器10中，也可以将除了电感器L1和电容器C1 之外的各电路集成到一个IC (集成电路)上。
现参照图3说明将如上所述构成的电源装置1的动作，在某一时刻从降压 模式切换到旁路模式并再次切换为降压模式的情况。
图3 (a) (e)是表示图1的电源装置l中各端子的电压时间波形的图。在 图3中，为便于浅显易懂，时间轴的标度与实际的时间轴不同。
图3(a)表示从模式控制电路7得到的控制信号的时间波形。在时刻TO Tl中，控制信号输出高电平。此时，旁路开关M3断开，电源装置l以降压模 式动作。
图3 (b)表示基准电压V^及输出电压Vout 。在以时刻TO T 1的降压模式动 作期间，得到来自基准电压电路2的基准电压Vref，在以旁路模式动作时， 得到电阻R3和R4的连接部的电压Vb，而该电压Vb被设定成降压型DC-DC变换 器10的设定电压的反馈比以上的分压比。
输出电压Vout和基准电压Vref被控制成Vout-VrefX (Rl+R2)/R2成立。 在图3中，示出了R1比R2设定为3比1的分压比的例子。还示出了R3比R4设定 为2.5比1的分压比的例子。
图3(c)是表示误差电压Verr的时间波形的图。在时刻T0 T1，其值基本 上保持一定，以使Vout二VrefX(Rl+R2)/R2关系成立。
图3(d)是表示误差电压Verr和三角波形信号TW时间波形的图。图3(e)是 表示PWM信号发生电路5的输出波形的图，由图3(d)的误差电压Verr和三角波 形电压TW决定。
如图3(a)所示，在时刻T1，若控制信号下降，则旁路开关M3接通，并转 移到旁路模式。同时，通过控制信号控制驱动电路6，主开关M1及同步整流
11用开关M2都断开。并且，在选择电路4上接受到控制信号，从而控制成SW1断 开、SW2接通，在误差放大电路3的反转输入端输入分压电压Vb。
若旁路开关M3接通，则如图3(b)所示，电源装置1的输出电压V0UT上升 到几乎等于输入电压VDD的电压。另外，作为被施加于误差放大电路3逆转输 入端的基准电压，被输入设定电压的反馈比以上的分压电压Vb。
在时刻T1 T2中，在误差放大电路3的反转输入端输入分压电压Vfb，在 非反转输入端通过选择电路4而输入分压电压Vb 。因为电阻R3和R4被设定成 降压型DC-DC换流器10的设定电压的反馈比以上的分压比，所以该误差放大 电路3的输出被反转固定。也就是说，在选择旁路开关M3的时刻T1 T2中， 误差放大电路3的输出Verr被固定成高电平。因此，在时刻T1 T2中，如图 3(d) 、 (e)所示，PMW信号VP丽变为低电平。
在时刻T2，该控制信号再次变为高电平，旁路开关M3断开，显示返回到 降压模式。驱动电路6在控制信号成为高电平时，根据PWM信号VPMW，使主开 关晶体管M1和同步整流用开关晶体管M2再进行开关动作。另外，在误差放大 电路3的反转输入端输入分压电压Vfb，在非反转输入端通过选择电路4而输 入来自基准电压发生电路2的基准电压Vref 。
在时刻T2，因为VPWM信号是低电平，故当通过驱动电路6使主开关晶体 管M1和同步整流用开关晶体管M2再次进行开关动作时，同步整流用开关晶体 管M2从完全断开的状态开始动作。然后，如图3(d)所示，误差放大电路3从 高电平侧动作，所以可响应性很好地使PWM信号VPMW的负荷变大，同步整流 用开关晶体管M2接通，可使输出电压VOUT稳定变化。
这样，在该实施方式的电源装置l中，在以旁路模式进行动作期间，将误 差放大电路3固定成高电平。其结果，在再次转换到降压模式时，因为同步整 流用开关晶体管M2从断开状态开始动作，所以，切换时蓄积在输出电容器C1 的电荷不会过剩地流出，可抑制输出电压VOUT的过冲。另外，因为误差放大 电路3固定成高电平，所以可响应性很好地使PWM信号VPMW的负荷变大，使同 步整流用晶体管M2接通，可使输出电压VOUT稳定变化。
另外，在考虑过冲的情况下，也可以根据输出侧的电流值，利用电流控 制电路9控制断开同步整流用开关M2的时间来对应。
12下面说明产业上利用的可能性。
本发明可应用于例如携带电话、PDA(个人数字助理，Personal Digital Assistance)等用电池进行工作的信息终端。
上述各个实施形态仅仅是适合于实施本发明的具体化的示例，而非据此 来对本发明的技术上的范围进行限定性的解释。即，在不脱离本发明的精神 或主旨的情况下，本发明能够以各种各样的其它形式来实施。
权利要求
1.一种电源装置，其特征在于该电源装置包括主开关和同步整流用开关交替进行通断的同步整流方式的降压型变换器；输出误差电压以使所述降压型变换器的输出电压接近规定基准电压的误差放大器；根据所述误差电压对所述主开关和同步整流用开关进行通断的时间予以控制的脉冲宽度信号发生电路；根据所述脉冲宽度信号发生电路发出的信号、对所述主开关和同步整流用开关进行通断控制的驱动电路；与所述降压型变换器的输出串联连接的电感器；使所述降压型变换器的输出端子与输入端子短路的旁路开关；以及控制所述旁路开关的模式控制电路；在选择所述旁路开关的期间，将所述误差放大器的基准电压侧的电压值设定成输出电压的规定的分压比，将所述误差放大器的输出进行反转固定。
2. 根据权利要求l所述的电源装置，其特征在于所述规定的分压比设定成所述降压型变换器的设定电压的反馈比以上 的分压比。
3..根据权利要求1或2所述的电源装置，其特征在于 进一步包括选择单元，该选择单元选择按所述规定的分压比对所述降压型变换器的输出进行分压而得的输出和基准电压发生电路产生的输出中的某一输出，施加于所述误差放大器的基准电压侧输入。
4. 根据权利要求l记载的电源装置，其特征在于' 在所述同步整流用的开关上设有与输出方向相反的电流限制电路。
5. 根据权利要求4记载的电源装置，其特征在于所述电源限制电路在所述控制驱动电路的选择转换的一定时间，切换其电流限制值(
全文摘要
本发明涉及一种响应性良好、提高输出电压稳定性的电源装置。包括同步整流方式的降压型变换器(10)、输出误差电压使降压型变换器的输出电压接近规定基准电压的误差放大器(3)、根据误差电压对主开关和同步整流用开关进行通断的时间予以控制的脉冲宽度信号发生电路(5)、根据脉冲宽度信号发生电路发出的信号而控制主开关和同步整流用开关通断的驱动电路(6)、与降压型变换器的输出串联连接的电感器(L1)、使降压型变换器的输出端子(100)与输入端子(101)短路的旁路开关(M3)、以及控制旁路开关的模式控制电路(7)。在选择旁路开关期间，将误差放大器的基准电压侧的电压值设定成输出电压的规定的分压比，将误差放大器的输出进行反转固定。
文档编号H02M3/155GK101540552SQ200910118469
公开日2009年9月23日 申请日期2009年3月13日 优先权日2008年3月18日
发明者小岛真一, 酒井阳一 申请人:株式会社理光
技术领域：
本发明涉及一种使用同步整流方式的降压型变换器的电源装置。
背景技术：
例如，用于携带电话装置的功率放大器所需的电源电压，依其输出功率
而定， 一般在0.6V 3.5V左右。在此，功率放大器所需电源电压有1V就足够 时，在直接使用3.5V左右电池电压的情况下，就要消耗比所需要的更大的电 力。因此，在以比电池电压低的电压进行驱动的电路中，使用开关调节器 (switching regulator)等降压型DC-DC变换器，作为用于供给比电池电压低 的电源电压的电源装置。
即使在这种DC-DC变换器中，也存在着由电感器或开关元件引起的电力 消耗。于是，有一种电源装置，在不需要对作为输入电压的电池电压进行降 压的情况下，停止开关调节器的开关动作，通过旁路电路将降压型DC-DC变 换器进行旁路，将输入电压直接输出。
通过用旁路电路对降压型DC-DC变换器进行旁路，如果从直接将输入电 压输出的状态对降压型DC-DC变换器重新开始降压动作，则从降压型DC-DC变 换器的输出端子固定成高电压的状态，开始开关动作。其结果，由于同步整 流用开关急速接通，便会发生过冲(overshoot)或阻尼振荡现象，造成输出 电压不稳定的问题。
专利文献l等提出了用于解决该问题的技术。在该专利文献l中，公开了 这样一种电源装置，其包括总开关和同步整流用开关交替进行通断的同步 整流方式的降压型变换器；输出比降压型变换器高的电压的电压生成电路； 输出误差电压以使降压型变换器的输出电压接近规定基准电压的调节器；根 据误差电压而使通断开关及同步整流开关的负荷(duty)变化的脉冲宽度调 制器，选择降压型变换器和电压生成电路中的任一个，输出所需的电压。调
4节器构成为，在选择电压生成电路的期间，在同步整流用开关断开方向，补
偿(offset)误差电压。
根据上述构成，在将输出电压从电压生成电路切换到降压型变换器的电 压时，通过补偿调节器的误差电压，同步整流用开关从断开状态开始进行开 关动作。其结果，可抑制同步整流用开关长时间连续接通的情况，得到抑制
过冲的稳定的输出电压。
专利文献1日本特开2006-50888号公报
在上述专利文献l中，调节器构成为，在误差电压上加上来自补偿电路 的补偿电压，并将其输出施加于脉冲宽度调制器。因此，存在从误差电压开始 至加上补偿电压达到规定电压之前需要时间、使响应性变差的问题。
发明内容
本发明是针对上述现存的问题而作的，其目的在于，提供一种响应性好、 输出电压稳定性得以提高的电源装置。
为了实现上述目的,本发明提出技术手段如下
(1) 一种电源装置，其特征在于 该电源装置包括
主开关和同步整流用开关交替进行通断的同步整流方式的降压型变换
器；
输出误差电压以使所述降压型变换器的输出电压接近规定基准电压的 误差放大器；
根据所述误差电压对所述主开关和同步整流用开关进行通断的时间予 以控制的脉冲宽度信号发生电路；
根据所述脉冲宽度信号发生电路发出的信号、对所述主开关和同步整流 用开关进行通断控制的驱动电路；
与所述降压型变换器的输出串联连接的电感器；
使所述降压型变换器的输出端子与输入端子短路的旁路开关；以及
控制所述旁路开关的模式控制电路；
在选择所述旁路开关的期间，将所述误差放大器的基准电压侧的电压值设定成输出电压的规定的分压比，将所述误差放大器的输出进行反转固定。
(2) 在上述(l)所述的电源装置中，其特征在于
所述规定的分压比设定成所述降压型变换器的设定电压的反馈比以上 的分压比。
(3) 在上述(1)或(2)所述的电源装置中，其特征在于 进一步包括选择单元，该选择单元选择按所述规定的分压比对所述降压
型变换器的输出进行分压而得的输出和基准电压发生电路产生的输出中的 某一输出，施加于所述误差放大器的基准电压侧输入。
(4) 在上述(l)所述的电源装置中，其特征在于 在所述同步整流用的开关上设有与输出方向相反的电流限制电路。
(5) 在上述(4)所述的电源装置中，其特征在于
所述电源限制电路在所述控制驱动电路的选择转换的一定时间，切换其 电流限制值
按照本发明，可以提供响应性好且能供给稳定输出电压的电源装置。
图l是表示本发明实施方式涉及的电源装置构成的方框电路图。 图2是表示本发明所使用的PMW信号发生电路一例子的方框电路图。 图3(a) (e)是表示本发明实施形态方式中各端子电压的时间波形图。 符号说明如下
Ml主开关晶体管
M2同步整流用开关晶体管
M3旁路开关
2基准电压发生电路
3误差放大器
4选择电路
5PMW信号发生电路
6开关驱动电路
7模式控制电路
68 驱动器
9 电流控制电路
10 降压型DC-DC变换器100输出端子
101输入端子
具体实施例方式
本发明的其它的目的及特征，根据参照附图的下文的实施形态的说明，将变得明确。
现参照附图详细说明本发明的实施方式。另外，对于图中同一或相当部分标以同一符号，为避免说明的重复，其说明不再反复。
图l是表示本发明第l实施方式中的电源装置的方框电路图。
该电源装置1包含降压型DC-DC变换器10和旁路开关M3。旁路开关M3起到与降压型DC-DC变换器10并联设置的电压生成电路的作用，电源装置l选择DC-DC变换器10和旁路开关M3中的某一个而输出所需的电压。该电源装置l用两种模式动作。即，在选择第一动作模式的情况下，从模式控制电路7给予信号，使得由驱动电路8断开旁路开关M3;在选择DC-DC变换器10的输出、对输入电压VDD进行降压输出的第二动作模式的情况下，则从模式控制电路7给予信号，使得由驱动电路8接通旁路开关M3，通过旁路开关M3，对DC-DC变换器10进行旁路，直接将输入电压VDD输出。
一般来说，由于降压型DC-DC变换器IO存在因使用的电感器或开关元件所带来的电力损失，所以，在该电源装置l中，在无需降压的情况下，通过停止降压型DC-DC变换器10的开关动作进行旁路的方法，便可直接将输入电压输出。这样，本实施方式的电源装置l，系通过模式控制电路7转换使用降压模式和旁路模式。在旁路开关M3接通的状态下输出的电压，比降压型DC-DC变换器10所输出的电压高。
降压型DC-DC变换器IO，是一种将输入于输入端子101的输入电压VDD变换成规定的恒电压、并作为输出电压VOUT从输出端子IOO输出的降压型开关调节器。在降压方式中，电源装置I将输入电压VDD降压并输出到输出端子IOO。输出电压VOUT由基准电压Vref进行控制。
在旁路模式下，电源装置l与基准电压Vref无关而直接将输入电压VDD输出。这些模式的转换，通过由模式控制电路7给予的控制信号进行。
降压型DC-DC变换器IO，包括由P沟道M0S晶体管构成的主开关晶体管M1以及由N沟道M0S晶体管构成的同步整流用开关晶体管M2，所述主开关晶体管M1用于进行输入电压VDD的输出控制。
另外，降压型DC-DC变换器10包括基准电压发生电路2、输出电压检测用的电阻R1， R2、电感器L1、平滑电容器C1、误差放大电路3、 PWM信号发生电路5，以及开关驱动电路6。
基准电压发生电路2生成规定的基准电压Vref输出，输出电压检测用的电阻R1、 R2将输出电压V0UT进行分压，生成分压电压Vfb输出。另夕卜，误差放大电路3将输入的分压电压Vfb和基准电压Vref之间的电压差予以放大，生成误差信号Verr输出。降压型DC-DC变换器10在输出电压VOUT和基准电压Vref之间，通过反馈来调节误差电压Verr，以使关系式VOUT二Vref X (Rl+R2)/R2成立。
PWM信号发生电路5如图2所示，包括PMW比较电路51和振荡电路52， PMW比较电路51在反转输入端得到误差电压Verr，在非反转输入端得到振荡电路52的输出。
振荡电路52生成规定的三角波形信号TW输出，PMW比较电路51根据误差放大电路3的输出信号Verr和该三角波形信号TW，生成用于进行PMW控制的脉冲信号VPMW输出。
PMW比较电路51对振荡电路52的输出电压TW和误差电压Verr进行比较，当TW〉Verr时，输出高电平，当TW〈Verr时，输出低电平。其结果，自PWM比较电路51输出的信号VPMW，成为重复高电平和低电平的脉冲宽度调制信号(以下称为PMW信号)。即，PMW信号VPMW的高、低的负荷取决于误差电压Verr。
降压型DC-DC变换器10是一种同步整流方式的开关调节器，将被输入到输入端子IOI的输入电压VDD进行降压并输出到输出端子IOO。降压型DC-DC变换器10的输入输出，就直接成为电源装置l的输入输出。降压型DC-DC变换器IO包含主开关晶体管MI、同步整流用开关晶体管M2、电感器L1、输出电容器Cl和开关驱动电路6。
作为主开关晶体管M1的P型M0S晶体管，其源极端子与输入端子100连接，其漏极端子通过连接部Lx连接在电感器Ll的一端上。另外，作为同步整流用开关晶体管M2的N型M0S晶体管，其源极端子接地，漏极端子连接在作为主开关晶体管M1的P型M0S晶体管的漏极上。在两MOS晶体管的栅极端子，分别输入有来自开关驱动电路6的输出。
如上所述，在输入端子100和接地电压GND之间，串联连接着主开关晶体管M1和同步整流用开关晶体管M2。在输出端子100和接地电压GND之间，串联连接着电阻R1及R2，从电阻Rl和R2的连接部输出分压电压Vfb。
开关驱动电路6在降压模式情况下，在PMW信号VPMW为高电平期间，断开主开关晶体管M1，而接通同步整流用开关晶体管M2。另外，在PMW信号VPMW为低电平期间，则接通主开关晶体管M1，而断开同步整流用开关晶体管M2。如此，通过根据P丽信号而交替通断开关晶体管M1、 M2，作为一个靠电感器Ll进行能量转换的开关调节器就产生动作。电感器L1及输出电容器C1构成输出滤波器，从输出端子100输出已将输入电压VDD降压的直流电压。
对于开关驱动电路6，从模式控制电路7通过电流控制电路9而输入转换两种模式的信号，在用旁路模式的动作中，使主开关M1及同步整流用开关M2这两方的开关都断开。
控制降压型DC-DC变换器10的两个开关晶体管M1、 M2通断的PWM信号VPWM，因为是基于反馈输出电压VOUT得到的误差电压Verr来决定的，所以，输出电压VOUT保持在由基准电压Vref决定的恒定值。也就是说，若输出电压V0UT降低，则误差放大电路3的输出信号Verr的电压上升，PWM信号发生电路5的输出脉冲宽度变大，通过增加开关晶体管M1接通时间的比例，而提高输出电压VOUT。反之，在输出电压VOUT上升的情况下，进行与上述相反的动作，降低输出电压VOUT，而输出电压VOUT，输出电压VOUT就始终被维持成一定的电压。
旁路开关M3是N型M0S晶体管，在其栅极端子，如上所述，被给予控制信号。该旁路开关M3的源极端子与输入端101连接，漏极端子连接在输出端子
9IOO上。因此，若MOS晶体管接通，输入端子101和输出端子100便成为接通状 态，在输出端子输出与输入电压VDD几乎相等的电压。严格地说，因为存在 着因MOS晶体管的接通电阻所产生的电压下降，所以输出到输出端子100的电 压也有时比输入电压VDD略微低一些。这样，通过接通旁路开关M3，就可实 现旁路模式。
但是，在该实施方式中，在误差放大电路3的反转输入端输入分压电压 Vfb，在非反转输入端，通过选择电路4输入基准电压Vref。在输出端子IOO 和接地电压GND之间，串联连接电阻R3及R4，从电阻R3和R4的连接部输出分 压电压Vb。该分压电压Vb通过选择电路4施加于非反转输入端。
选择电路4包含开关SW1、 SW2，来自基准电压电路2的输出即基准电压 Vref，通过开关SW1施加于误差放大电路3的反转输入端。另外，开关SW2与 电阻R3和R4的连接部相连接，分压电压Vb通过开关SW2施加于误差放大电路3 的非反转输入端。
该选择电路4受来自模式控制电路7的信号控制，在选择旁路开关M3的时 候，SW1处于断开、SW2处于接通状态，分压电压Vb通过开关SW2施加于误差 放大电路3的非反转输入端。
另一方面，在模式控制电路7选择旁路开关M3为断开的时候，变成SW1为 接通、SW2为断开的状态，基准电压电路2的基准电压Vref通过开关SWl施加 于误差放大电路3的非反转输入端。
电阻R3和R4设定为降压型DC-DC变换器10的设定电压反馈比以上的分压 比。例如，在R1和R2为3比1的分压比的情况下，R3和R4设定为2.5比1的分压 比。
因此，选择电路4控制成SW1为断开、SW2为接通的状态，如果在误差放 大电路3的反转输入端输入分压电压Vfb ，在非反转输入端通过选择电路4而 输入分压电压Vb，则因为电阻R3和R4设定为降压型DC-DC变换器10的设定电 压的反馈比以上的分压比，所以该误差放大回路3的输出便被反转固定。也 就是说，当选择旁路开关M3的时候，误差放大电路3的输出固定成高电平。
另外，来自开关晶体管M1和同步整流用开关晶体管M2之间连接部的输 出，被施加于电流控制电路9，由电流控制电路9测定流向连接部Lx的电流值，起到与向同步整流用开关晶体管M2输出方向相反的电流限制电路的作用。也
就是说，如果连接部Lx达到规定值以上，便将电流控制电路9的信号送到驱 动电路6，以使同步整流用晶体管M2断开。该电流限制电路9通常设定成防止 晶体管破坏的电压，在选择旁路开关M3的时候，设定成防止过冲用的电压。 该防止过冲用的电压设定在防止破坏的电压的l/2 l/4范围内，并按容量C1 的放电时间来设定。该过冲的量也可以按照被要求的特性值来调整。
另外，在降压型DC-DC变换器10中，也可以将除了电感器L1和电容器C1 之外的各电路集成到一个IC (集成电路)上。
现参照图3说明将如上所述构成的电源装置1的动作，在某一时刻从降压 模式切换到旁路模式并再次切换为降压模式的情况。
图3 (a) (e)是表示图1的电源装置l中各端子的电压时间波形的图。在 图3中，为便于浅显易懂，时间轴的标度与实际的时间轴不同。
图3(a)表示从模式控制电路7得到的控制信号的时间波形。在时刻TO Tl中，控制信号输出高电平。此时，旁路开关M3断开，电源装置l以降压模 式动作。
图3 (b)表示基准电压V^及输出电压Vout 。在以时刻TO T 1的降压模式动 作期间，得到来自基准电压电路2的基准电压Vref，在以旁路模式动作时， 得到电阻R3和R4的连接部的电压Vb，而该电压Vb被设定成降压型DC-DC变换 器10的设定电压的反馈比以上的分压比。
输出电压Vout和基准电压Vref被控制成Vout-VrefX (Rl+R2)/R2成立。 在图3中，示出了R1比R2设定为3比1的分压比的例子。还示出了R3比R4设定 为2.5比1的分压比的例子。
图3(c)是表示误差电压Verr的时间波形的图。在时刻T0 T1，其值基本 上保持一定，以使Vout二VrefX(Rl+R2)/R2关系成立。
图3(d)是表示误差电压Verr和三角波形信号TW时间波形的图。图3(e)是 表示PWM信号发生电路5的输出波形的图，由图3(d)的误差电压Verr和三角波 形电压TW决定。
如图3(a)所示，在时刻T1，若控制信号下降，则旁路开关M3接通，并转 移到旁路模式。同时，通过控制信号控制驱动电路6，主开关M1及同步整流
11用开关M2都断开。并且，在选择电路4上接受到控制信号，从而控制成SW1断 开、SW2接通，在误差放大电路3的反转输入端输入分压电压Vb。
若旁路开关M3接通，则如图3(b)所示，电源装置1的输出电压V0UT上升 到几乎等于输入电压VDD的电压。另外，作为被施加于误差放大电路3逆转输 入端的基准电压，被输入设定电压的反馈比以上的分压电压Vb。
在时刻T1 T2中，在误差放大电路3的反转输入端输入分压电压Vfb，在 非反转输入端通过选择电路4而输入分压电压Vb 。因为电阻R3和R4被设定成 降压型DC-DC换流器10的设定电压的反馈比以上的分压比，所以该误差放大 电路3的输出被反转固定。也就是说，在选择旁路开关M3的时刻T1 T2中， 误差放大电路3的输出Verr被固定成高电平。因此，在时刻T1 T2中，如图 3(d) 、 (e)所示，PMW信号VP丽变为低电平。
在时刻T2，该控制信号再次变为高电平，旁路开关M3断开，显示返回到 降压模式。驱动电路6在控制信号成为高电平时，根据PWM信号VPMW，使主开 关晶体管M1和同步整流用开关晶体管M2再进行开关动作。另外，在误差放大 电路3的反转输入端输入分压电压Vfb，在非反转输入端通过选择电路4而输 入来自基准电压发生电路2的基准电压Vref 。
在时刻T2，因为VPWM信号是低电平，故当通过驱动电路6使主开关晶体 管M1和同步整流用开关晶体管M2再次进行开关动作时，同步整流用开关晶体 管M2从完全断开的状态开始动作。然后，如图3(d)所示，误差放大电路3从 高电平侧动作，所以可响应性很好地使PWM信号VPMW的负荷变大，同步整流 用开关晶体管M2接通，可使输出电压VOUT稳定变化。
这样，在该实施方式的电源装置l中，在以旁路模式进行动作期间，将误 差放大电路3固定成高电平。其结果，在再次转换到降压模式时，因为同步整 流用开关晶体管M2从断开状态开始动作，所以，切换时蓄积在输出电容器C1 的电荷不会过剩地流出，可抑制输出电压VOUT的过冲。另外，因为误差放大 电路3固定成高电平，所以可响应性很好地使PWM信号VPMW的负荷变大，使同 步整流用晶体管M2接通，可使输出电压VOUT稳定变化。
另外，在考虑过冲的情况下，也可以根据输出侧的电流值，利用电流控 制电路9控制断开同步整流用开关M2的时间来对应。
12下面说明产业上利用的可能性。
本发明可应用于例如携带电话、PDA(个人数字助理，Personal Digital Assistance)等用电池进行工作的信息终端。
上述各个实施形态仅仅是适合于实施本发明的具体化的示例，而非据此 来对本发明的技术上的范围进行限定性的解释。即，在不脱离本发明的精神 或主旨的情况下，本发明能够以各种各样的其它形式来实施。
权利要求
1.一种电源装置，其特征在于该电源装置包括主开关和同步整流用开关交替进行通断的同步整流方式的降压型变换器；输出误差电压以使所述降压型变换器的输出电压接近规定基准电压的误差放大器；根据所述误差电压对所述主开关和同步整流用开关进行通断的时间予以控制的脉冲宽度信号发生电路；根据所述脉冲宽度信号发生电路发出的信号、对所述主开关和同步整流用开关进行通断控制的驱动电路；与所述降压型变换器的输出串联连接的电感器；使所述降压型变换器的输出端子与输入端子短路的旁路开关；以及控制所述旁路开关的模式控制电路；在选择所述旁路开关的期间，将所述误差放大器的基准电压侧的电压值设定成输出电压的规定的分压比，将所述误差放大器的输出进行反转固定。
2. 根据权利要求l所述的电源装置，其特征在于所述规定的分压比设定成所述降压型变换器的设定电压的反馈比以上 的分压比。
3..根据权利要求1或2所述的电源装置，其特征在于 进一步包括选择单元，该选择单元选择按所述规定的分压比对所述降压型变换器的输出进行分压而得的输出和基准电压发生电路产生的输出中的某一输出，施加于所述误差放大器的基准电压侧输入。
4. 根据权利要求l记载的电源装置，其特征在于' 在所述同步整流用的开关上设有与输出方向相反的电流限制电路。
5. 根据权利要求4记载的电源装置，其特征在于所述电源限制电路在所述控制驱动电路的选择转换的一定时间，切换其电流限制值(
全文摘要
本发明涉及一种响应性良好、提高输出电压稳定性的电源装置。包括同步整流方式的降压型变换器(10)、输出误差电压使降压型变换器的输出电压接近规定基准电压的误差放大器(3)、根据误差电压对主开关和同步整流用开关进行通断的时间予以控制的脉冲宽度信号发生电路(5)、根据脉冲宽度信号发生电路发出的信号而控制主开关和同步整流用开关通断的驱动电路(6)、与降压型变换器的输出串联连接的电感器(L1)、使降压型变换器的输出端子(100)与输入端子(101)短路的旁路开关(M3)、以及控制旁路开关的模式控制电路(7)。在选择旁路开关期间，将误差放大器的基准电压侧的电压值设定成输出电压的规定的分压比，将误差放大器的输出进行反转固定。
文档编号H02M3/155GK101540552SQ200910118469
公开日2009年9月23日 申请日期2009年3月13日 优先权日2008年3月18日
发明者小岛真一, 酒井阳一 申请人:株式会社理光
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