具有防止噪声的转换电路及转换控制器的制作方法
专利名称：具有防止噪声的转换电路及转换控制器的制作方法
技术领域：
本发明是关于一种转换电路及其控制器，尤指一种具有防止噪声的转换电路及转 换控制器。
背景技术：
请参考图1，为已知的直流转直流降压转换电路示意图，用来将直流输入电压Vin 转换成直流输出电压Vout。直流转直流降压转换电路包含第一开关Q1、第二开关Q2、电感 L、电容C、电压侦测器50、电流侦测器RCS及 控制器。控制器包含电流感应放大器10、误差 放大器20、脉宽调制(PWM)比较器30及跳周期模式控制器(Skip Mode Controller) 40。第 一开关Ql及第二开关Q2串联于直流输入电压Vin及地之间。电感L及电容C串联于第一 开关Ql及第二开关Q2的连接点及地之间，并产生直流输出电压Vout。电流侦测器RCS耦 接于电感L，用以侦测流经电感L的电流大小并产生电流侦测信号CS。电压侦测器50耦接 于电容C，用以侦测直流输出电压Vout并产生电压侦测信号VS。误差放大器在非反向端接收该电压侦测信号及反向端接收参考电压信号VREF，并 在输出端经补偿器RCcomp后输出误差放大信号EA。脉宽调制比较器30比较误差放大信号 EA与电流侦测信号CS和斜坡补偿信号Slope之和，以输出比较信号Comp。跳周期模式控 制器40接收比较信号Comp及电流侦测信号CS，以输出第一控制信号UGATE及第二控制信 号LGATE来分别控制第一开关Ql及第二开关Q2的动作。当直流输出电压Vout低于预定电压时，跳周期模式控制器40导通第一开关Ql及 截止第二开关Q2，使电流由直流输入电压Vin流入电容C充电而使直流输出电压Vout上 升。当电流侦测信号CS和斜坡补偿信号Slope之和上升至顶而触发误差放大信号EA时， 截止第一开关Ql及导通第二开关Q2，使电感L的电流经由第二开关Q2续流。当电感L的 电流即将转向(即，电容C由储能转为释能)时，截止第二开关Q2，此时第一开关Ql仍截 止。直流转直流降压转换电路通过电容持续提供能量给负载。在下一周期时，直流输出电 压Vout低于预定电压时，跳周期模式控制器40再度导通第一开关Ql及截止第二开关Q2， 如此周而复始，使直流输出电压Vout稳定于预定电压附近。倘若负载很轻，使直流输出电压Vout在下一周期时依然高于预定电压，此时跳周 期模式控制器40由一般模式进入跳周期模式(Skip Mode)，于该周期依然维持第一开关Ql 及第二开关Q2处于截止状态直至直流输出电压Vout低于预定电压。如此，第一开关Ql及 第二开关Q2可避免不必要的切换而减少切换损失。然而，如果在跳周期模式时第一开关Ql 两次导通之间的时间间隔，其频率恰好落在音频的20赫兹到20000赫兹之内，直流转直流 降压转换电路就会产生音频杂讯。
发明内容
鉴于上述已知的直流转直流降压转换电路虽可减少晶体管开关切换次数而降低 切换损耗，然而会遇到音频杂讯的问题，本发明提供的具有防止噪声的转换电路及直流转直流转换器利用放电路径，使直流转直流转换电路在切换的频率落入人耳可感知的20赫 兹到20000赫兹前，立即进行放电，以消除音频杂讯(噪声)。为达上述目的，本发明提供了一种具有防止噪声的转换电路，包含转换电路、控制 器及放电电路。该转换电路用以将输入电压转换成输出电压而输出，该转换电路包含第一 开关、储能元件及电容，而该第一开关耦接于该输入电源及该储能元件之间，该电容一端耦 接该储能元件而另一端接地以提供该输出电压。该控制器根据代表流经该储能元件的电流 的电流侦测信号及代表该输出电压的电压侦测信号以产生第一控制信号来控制该第一开 关。该放电电路耦接该电容，用以释放该电容所储存的能量。
本发明提供了一种具有防止噪声的转换控制器，用以控制转换电路将输入电源的 能量转换成输出电压，包含第一侦测单元、第二侦测单元以及驱动控制电路。该第一侦测单 元根据该输出电压以产生电压反馈信号。该第二侦测单元根据该转换电路的电流侦测信号 以产生电流判断信号。该驱动控制电路接收该电压反馈信号及该电流判断信号，以产生至 少一控制信号以控制该转换电路，使该输出电压维持于预定电压值之上。其中，该第一侦测 单元耦接该转换电路的输出电容以持续地释放该输出电容所储存的能量，使该控制器产生 该第一控制信号的间隔小于人耳可感知的范围。本发明更提供了一种转换电路防止噪声的方法，包含步骤(1)根据受控制器的至 少一控制信号来控制的转换电路在一个切换周期中传递的最小能量、预定输出电压及预定 时间长度来计算出放电电阻值；以及(2)耦接放电电路至该转换电路的输出电容，该放电 电路的等效电阻值约略等于该放电电阻值，使该控制器输出该控制信号的时间间隔短于或 等于该预定时间长度。
以上的概述与接下来的详细说明皆为示范性质，是为了进一步说明本发明的权利 要求范围。而有关本发明的其他目的与优点，将在后续的说明与附图加以阐述，其中图1为已知的直流转直流降压转换电路示意图。图2A为本发明的具有防止噪声的直流转直流转换电路的一较佳实施例的电路框 图。图2B为本发明的具有防止噪声的直流转直流转换电路的另一较佳实施例的电路 框图。图2C为本发明的具有防止噪声的直流转直流转换电路的再一较佳实施例的电路 框图。图3A为对应图2A实施例的一具有防止噪声的直流转直流转换电路的电路示意 图。图3B为对应图2B实施例的一具有防止噪声的直流转直流转换电路的电路示意 图。图4A为图3A所示实施例的操作周期检测单元的一较佳实施例的电路示意图。图4B为图3B所示实施例的操作周期检测单元的一较佳实施例的电路示意图。图5为本发明的导通时间控制单元的一较佳实施例的电路示意图。图6A为图3A所示实施例的脉冲信号产生单元的一较佳实施例的电路示意图。
图6B为图3B所示实施例的脉冲信号产生单元的一较佳实施例的电路示意图。图7A为图3A所示实施例的跳周期判断单元的一较佳实施例的电路示意图。图7B为图3B所示实施例的跳周期判断单元的一较佳实施例的电路示意图。图8为图3B所示实施例的电路的信号波形时序图。
具体实施例方式本发明的目的在于利用放电路径，使直流转直流转换电路的切换开关的最低切换 频率均维持在音频范围之上，以避免造成噪声，其中放电路径可以为持续性的放电路径或 受控的放电路径。请参考图2A，为本发明的具有防止噪声的直流转直流转换电路的较佳实施例的电 路框图。该直流转直流转换电路包含转换电路、防止噪声电路Q3及控制器100。该转换电 路包含第一开关Q1、同步二极管D2、作为储能元件的电感L、电容C、电压侦测器150，用以将 输入电压Vin转换成输出电压Vout而输出。该控制器100包含第一侦测单元110、第二侦 测单元120、时间判断单 元130、驱动控制电路140。控制器100接收代表电感L的电流大小 的电流侦测信号CS及代表输出电压Vout的电压侦测信号VS，以根据流经该电感L的电感 电流IL及该输出电压Vout以产生控制信号GATE。该第一开关Ql耦接于输入电源Vin及 电感L之间，根据控制器100所产生的控制信号GATE来进行切换，在导通(turn on)时，使 输入电压Vin的所传送的能量储存于电感L，在截止(turn off)时，使电感L开始释放储存 的能量至负载(未绘出)。同步二极管D2的负端耦接该第一开关Q1，正端接地，在该第一 开关Ql截止时，作为该电感L的释能路径。该电压侦测器150耦接该输出电压Vout，以产 生电压侦测信号VS。该电容C耦接于电感L，用以稳定该输出电压Vout，电容C也可以任何 电容性储能元件来取代。该防止噪声电路Q3 —端耦接于该转换电路的该电感L，另一端接 地，防止噪声电路Q3可以为晶体管开关，作为受控的放电路径。该第一侦测单元110耦接于电压侦测器150，接收电压侦测信号VS，在该输出电压 Vout低于预定电压值时产生电压反馈信号FB。该第二侦测单元120耦接该电感L，以接收 代表电感电流IL大小的电流侦测信号CS，在该电感电流IL小于预定电流值时产生电流判 断信号Skip。该时间判断单元130接收该电流判断信号Skip及该电压反馈信号FB，在接 收该电压反馈信号FB的同时该电流判断信号Skip持续超过第一预定时间长度时，产生防 止噪声信号OVER-CYCLE，以控制该防止噪声电路Q3。该驱动控制电路140，接收该电压反馈 信号FB，当该输出电压Vout低于该预定电压值时，产生该控制信号GATE。当防止噪声信号OVER-CYCLE产生时，该防止噪声电路Q3受控使该电感L耦接参 考电位(例如接地)，使电容C所储存的能量通过该电感L及该防止噪声电路Q3而释放， 如此该电感L因重新流过电流而储能。一般而言，该防止噪声信号OVER-CYCLE可设计为产 生第二预定时间长度即可达到电感L重新储能的作用。由此，电感L相邻两次流经电流的 时间间隔短于人耳可感知的范围，也就是说频率高于20000赫兹，而达到防止噪声的功能。请参考图2B，为本发明的具有防止噪声的直流转直流转换电路的另一较佳实施例 的电路框图。相较于图2A的实施例，本实施例的防止噪声电路Q3的一端耦接于该电感L 及该电容C，而另一端接地，而同步二极管D2以第二开关Q2来取代。另外，控制器100内部 的信号传递上也略有不同，控制器100内部较详细的操作说明如下。
该第一侦测单元110耦接电压侦测器150，接收电压侦测信号VS，在该输出电压 Vout低于预定电压值时产生电压反馈信号FB。该第二侦测单元120耦接该电感L，以接收 代表电感电流IL大小的电流侦测信号CS，在该电感电流IL小于预定电流值时产生电流判 断信号Skip。该时间判断单元130接收该电流判断信号Skip及该电压反馈信号FB，在相邻 的两电压反馈信号FB的时间间隔超过第一预定时间长度，产生防止噪声信号OVER-CYCLE， 以控制作为受控的放电路径的该防止噪声电路Q3。该驱动控制电路140，接收该电压反馈 信号FB及电流判断信号Skip，在该输出电压Vout低于该预定电压值时，产生该第一控制信 号UGATE，使输入电压的能量通过第一开关Ql而储存于电感L ；在该输出电压Vout高于该 预定电压值且该电感电流IL大于预定电流值时，产生该第二控制信号LGATE，使储存于电 感L的能量通过第二开关Q2形成电流回路储存至电容C ；在该输出电压Vout高于该预定 电压值且该电感电流IL小于预定电流值时，停止输出该第一控制信号UGATE及该第二控制 信号LGATE以截止该第一开关Ql及第二开关Q2。当防止噪声信号OVER-CYCLE产生时，该防止噪声电路Q3受控使该电容C耦接参 考电位(例如接地)，使电容C所储存的能量通过该防止噪声电路Q3而释放，如此使该输 出电压Vout低于预定电压值。此时，该驱动控制电路140将再产生该第一控制信号UGATE， 使电感L重新有电流流过。一般而言，该防止噪声信号OVER-CYCLE可设计为产生第二预定 时间长度或在第一控制信号UGATE产生时停止输出，即可达到第一开关Ql重新导通使电感 L重新储能的作用。由此，电感L相邻两次流经电流的时间间隔短于人耳可感知的范围，也 就是说频率高于20000赫兹，而达到防止噪声的功能。
虽然，噪声的产生与否是由电感元件相邻两次导通电流之间所间隔的无电流流经 的时间长度是否等同落入人耳可感知的频率范围。然而相邻两次的电压反馈信号FB(或者 第一控制信号UGATE)的时间间隔将包含电感L无电流的时间(若电路进入非连续电流模 式时)及一个或两个左右的控制器100的操作周期。而由于控制器100操作在高频(例如 200k赫兹或以上)，周期长度相较于人耳可感知的范围相当短而可忽略。故在本实施例中， 是利用侦测相邻两次的电压反馈信号FB的产生时间间隔来判断是否需要产生该防止噪声 信号OVER-CYCLE依然可达到防止噪声的作用。图2C，为本发明的具有防止噪声的直流转直流转换电路的再一较佳实施例的电路 框图。该直流转直流转换电路包含转换电路、放电电路152及控制器100。相较于图2B的 实施例，本实施例的放电电路152为持续性的放电路径，耦接转换电路中的电容C以持续释 放电容C中的储能，使直流转直流转换电路于轻载，甚至在空载下，其切换开关也必须以高 于音频范围的切换频率来维持该输出电压Vout在预定电压值之上。该第一侦测单元110耦接电压侦测器150，接收电压侦测信号VS，在输出电压Vout 低于预定电压值时产生电压反馈信号FB。该第二侦测单元120耦接该电感L，以接收代表 电感电流IL大小的电流侦测信号CS并根据电流侦测信号CS以产生电流反馈信号CB。该 驱动控制电路140接收该电压反馈信号FB及该电流反馈信号CB，以据此产生第一控制信号 UGATE及第二控制信号LGATE以分别控制第一开关Ql及第二开关Q2。本实施例的控制器100不需产生放电路经的控制信号，即，控制器100内部不需设 置时间判断单元130，电路设计上较为简洁且省成本。放电电路152可以为电阻，其电阻值 需根据控制器所输出的控制信号的最小工作周期及预定时间长度来设定，使电容C所输出的输出电压Vout在该预定时间长度内会低于预定电压值，致使控制器100重新导通第一开 关Q1，使电感重新有电流流过。虽然于本实施例的放电电路152是以外接的电阻为例来说 明，而实际上可以直接利用电压侦测器150或第一侦测单元110这些电路原本存在的路径 作为放电路径。该放电电路152的等效电阻值设定由该控制器100在最小工作周期状态下每次传 递的能量及预定时间长度来决定，其中预定时间长度小于人耳可感知的范围，即50微秒。以升压转换电路(Boost Converter)为例，在轻载时，该控制器100将以最小的工 作周期来切换，每次切换所传送的能量(储存于电感L的能量)为<formula>formula see original document page 8</formula>其中，i每次切换时为电感上的最大电流，Tonmin为控制器的最小工作周期。而放电电路在预定时间长度Tau所释放的能量为 Vout2 ^rp<formula>formula see original document page 8</formula>其中，R为放电电路的等效电阻值。由于储存的能量与释放的能量相同，因此可推导出理想的等效电阻值<formula>formula see original document page 8</formula>其中，G为转换倍率，即Vout/Vin。上述等效电阻值R的计算为简化的理想状态的情况，未加入转换效率及输出电压 的变化。另外，实际上电路会有一些其他损耗，故放电电路的放能速率可以比理想值小，也 就是使用第3式求得的R值，其实际电路的切换周期将比预定时间长度Tau小。因此，可根 据电路实际情况来微调(增加)放电电路的等效电阻值，使切换周期等于或略短于50微 秒，降低切换的次数及因此造成的切换耗损。若以上述实施例中的降压电路(Buck Converter)为例，在轻载时，该控制器100 将以最小的工作周期切换，每次切换所传送的能量(分别储存于电感L及电容的能量)为<formula>formula see original document page 8</formula>…(4)其中，i每次切换时为电感上的最大电流，Vout’为此时电容上的电压，即Vout’ = Vout+Δ Q/C，C为输出电容的电容值。再根据第2式及第4式即可求得所需的放电电路的等效电阻值。另外，由于转换电路的噪声来源在于电感性元件重新流经电流的频率落入人耳可 感知的音频范围，故不仅可以应用于电感，对于具有变压器或其他具有电感性的储能元件 的转换电路均可达到防止噪声的功能。也就是本发明亦可应用于交流转直流、交流转交流、 直流转交流等需要使用电感性的储能元件的转换电路。另外，本发明的驱动控制电路140 可以是具跳周期功能的脉冲宽度调制(PWM)控制电路或者是脉冲频率调制(PFM)控制电 路，故本发明可应用的范围相当广泛。
接下来，请参考图3A，为对应图2A实施例的具有防止噪声的直流转直流转换电路 的电路示意图。在本实施例的控制器为具可调导通时间的脉冲频率调制控制器，包含第一 侦测单元、第二侦测单元、时间判断单元、驱动控制电路，其中第一侦测单元包含零点侦测 单元175及跳周期判断单元500，第二侦测单元包含反馈侦测单元155，时间判断单元包含 操作周期检测单元200，驱动控制电路包含导通时间控制单元300、脉冲信号产生单元400 及驱动单元600。控制器可还包含跳周期致能单元160以及电路重置单元170。跳周期致 能单元160接收跳周期致能信号EN，并据此产生跳周期控制信号Skip_Mode，故使用者可根 据应用的环境选择设定控制器是否可进入跳周期模式。电路重置单元170为根据控制器的 电源电压VCC产生脉冲信号的重置信号P0R，当电源电压VCC升至启动电压值时，产生该重 置信号POR使控制器内部的各元件逻辑重置至初始状态。反馈侦测单元155可以为比较器，其非反向端接收参考电压VB，反向端接收由电压侦测器150产生的电压侦测信号VS，在输出端产生电压反馈信号FB。零点侦测单元175 亦可以为比较器，其反向端电流侦测信号CS，非反向端接地(实际应用时，为接近0伏特的 正参考电压)，在输出端产生零点判断信号ZCD0UT。跳周期判断单元500接收该零点判断 信号ZCD0UT，在零点判断信号ZCDOUT为高电平时(代表电流电压过零点)产生高电平的 电流判断信号Skip并锁住，在每一周期侦测零点判断信号ZCDOUT是否产生，在零点判断信 号Z⑶OUT不再产生时才停止输出电流判断信号Skip。操作周期检测单元200接收重置信 号P0R、电压反馈信号FB、跳周期控制信号Skip_Mode、电流判断信号Skip、零点判断信号 ZCDOUT及控制信号GATE，以据此判断是否电感电流IL维持于零电流时间长度超过第一预 定时间长度，若是则产生该防止噪声信号OVER-CYCLE。导通时间控制单元300接收重置信 号P0R、跳周期控制信号Skip_Mode、电流判断信号Skip及防止噪声信号OVER-CYCLE，并于 防止噪声信号OVER-CYCLE产生时产生至少一导通时间控制信号Sl SN。脉冲信号产生 单元400为固定导通时间脉冲产生单元，接收该输出电压Vout及输入电压Vin，以据此决 定适当的导通时间，并根据至少一导通时间控制信号Sl SN来调整导通时间的长短。脉 冲信号产生单元400也接收电压反馈信号FB及零点判断信号ZCD0UT，在接收高电平的电压 反馈信号FB及高电平的零点判断信号ZCDOUT时，产生固定导通时间的脉冲控制信号Con。 驱动单元600接收该脉冲控制信号Con，以产生控制信号GATE而驱动第一开关Ql。接着，请参考图4A、图5、图6A及图7A，为图3A中所示的操作周期检测单元200、 导通时间控制单元300、脉冲信号产生单元400及脉冲信号产生单元400的较佳实施例的电 路示意图。请先参考图4A，为图3A所示实施例的操作周期检测单元的较佳实施例的电路 示意图。操作周期检测单元200包含逆变器235、与门210及225、下降沿触发单元220、延 时触发单元230、D型锁存器(D latch) 240、或门245、延迟电路250以及SR型锁存器(SR latch)255。请同时参考图3A，当直流转直流转换电路在跳周期模式之初，也就是进入不连续 导通电流模式下，低电平的控制信号GATE使第一开关Ql截止，电感电流IL为零使零点判 断信号ZCDOUT及电流判断信号Skip为高电平，而该输出电压Vout维持在预定电压值的 上，使电压反馈信号FB为低电平。此时，操作周期检测单元200未动作。当直流转直流转 换电路的电容C逐渐释放能量给负载而使输出电压Vout低于预定电压值时，电压反馈信号 FB转为高电平。此时，逆变器205接收低电平的控制信号GATE，并反向为高电平输出。与门225接收逆变器205的输出、电压反馈信号FB及电流判断信号Skip，此时由于三者信号均 为高电平，故与门225输出高电平的信号清除D型锁存器240。同时，与门210接收跳周期 控制信号Skip_Mode及零点判断信号ZCDOUT，因跳周期控制信号Skip_Mode为高电平(代 表使用者启用跳周期功能)及零点判断信号ZCDOUT而输出高电平信号，并经下降沿触发单 元220及延时触发单元230的处理。随后，控制器输出高电平的控制信号GATE，使第一开关 Ql导通，传送输入电压Vin的能量至电容C。由于高电平的控制信号GATE经逆变器205处 理输出低电平信号，与门225输出低电平的信号停止清除D型锁存器240。另外，当第一开 关Ql导通使电感电流IL上升，零点判断信号ZCDOUT转为低电平，使与门210的输出后亦 转为低电平。由于与门210的输出经延时触发单元230的延时处理，其触发D型锁存器240 的时间点在控制信号GATE转为高电平信号之后，因此当与门225停止清除D型锁存器240 时，延时触发单元230依然输出高电平信号，使D型锁存器240储存D端点的输入。由于D 端点的输入固定为高电平信号，因此D型锁存器240在Q端点输出高电平信号，Q’端点输 出低电平信号。延迟电路250接收D型锁存器Q端点的输出，并在预定时间长度持续接收 高电平的信号后始输出高电平的信号。延迟电路250的预定时间长度是用以判断直流转直 流转换电路是否是产生噪声，故设定在50us或以下为佳。当经过该预定时间长度，输出电 压Vout依然维持在预定电压值之上，使与门225持续停止清除D型锁存器，D型锁存器的 Q端点持续输出高电平信号超过该预定时间长度。因此，延迟电路250输出高电平信号，而 SR型锁存器255在S端点接收高电平信号后，输出高电平的防止噪声信号OVER-CYCLE，使 防止噪声电路Q3导通，电容C通过防止噪声电路Q3释放储存的能量。
当电容C通过防止噪声电路Q3释放储存的能量至电感L，电感电流IL上升而使 电感L重新储能。如此，相邻两次电流流经电流间的无电流状态的时间长度短于人耳可感 知的长度而达到消除噪声的作用。另外，若因防止噪声电路Q3的能量释放而造成输出电压 Vout低于该预定电压值时，电压反馈信号FB转为高电平信号，使与门225输出高电平信号 以清除D型锁存器，此时D型锁存器的Q’端点输出高电平信号重设SR型锁存器255，使防 止噪声电路Q3停止导通。当电流判断信号Skip转为低电平，通过逆变器反相并经或门245 与重置信号POR进行运算。故当控制器在启动之初，重置信号POR为高电平，以及脱离跳周 期模式时电流判断信号Skip为低电平时，SR型锁存器255的输出信号将被清除归零，即， 停止输出防止噪声信号OVER-CYCLE。如上述，当直流转直流至转换电路进入跳周期模式时，操作周期检测单元200会 侦测电感电流IL为零的时间，当侦测到持续时间超过预定时间长度时，操作周期检测单元 200通过防止噪声电路Q3释放电容C的储存能量的方式，强制电感L再度储能而达到防止 噪声的功能。接下来，请参考图5，为本发明的导通时间控制单元的较佳实施例的电路示意图。 导通时间控制单元300包含与门305以及计数单元310。当跳周期控制信号Skip_Mode及 电流判断信号Skip均为高电平信号时，与门305会产生高电平信号至计数单元310的启动 端ENB，启动计数单元310。当计数单元310接收到防止噪声信号OVER-CYCLE时，代表该输 出电压Vout维持预定电压值之上超过预定时间长度，使电感电流IL维持于零电流或反向 电流(当防止噪声电路Q3导通时)。这代表上个周期的第一开关Ql导通的时间过长，以 致于传递过多能量储存于电容C。因此，计数单元310在启动后，接收并累计所接收的防止噪声信号OVER-CYCLE的次数。当启动后，累计接收到防止噪声信号OVER-CYCLE共m次，则 计数单元310由输出端Bl BN输出高电平的导通时间控制信号m Nm及低电平的导通 时间控制信号Nm+1 NN，以随着收到防止噪声信号OVER-CYCLE的次数，逐渐缩短第一开 关Ql的导通时间，也就是缩短控制信号GATE的时间长度。而当直流转直流转换电路脱离 跳周期模式，使电流判断信号Skip为低电平时，计数单元310停止运作，并使所有的导通时 间控制信号附 NN重设归于低电平。再来，请参考图6A，为图3A所示实施例的脉冲信号产生单元的较佳实施例的电路 示意图。脉冲信号产生单元400包含开关S及Sl SN、充电电容Cl、比较器405、电流源 410、与门415、D型锁存器420，以及下降沿触发单元425。电流源410包含多个电流单元 IO IN，根据输入电压Vin及输出电压Vout使各电流单元IO IN产生适当的电流，在输 入电压Vin较高时提供较大电流，较低时提供较小的电流；输出电压Vout较高时提供较小 的电流，较低时提供较大的电流。各电流单元IO IN之间的电流可以有一定的比例关系， 例如IO Il 12 …· Im …IN = 1 2 4 …2m …2N
当直流转直流转换电路在一般操作而未进入跳周期模式时，导通时间控制信号 Nl NN均为低电平信号，此时电流源410仅提供电流单元IO对充电电容Cl充电，以产生 导通参考信号Ton。比较器405接收导通参考信号Ton及参考电位VR，当导通参考信号Ton 的电位高于参考电位VR的电位时，输出高电平信号以重置D型锁存器420。此时，D型锁存 器420的Q’端点输出高电平信号来导通开关S,使充电电容Cl的电压归零。下降沿触发单 元425接收D型锁存器的Q端点输出，侦测到Q端点的输出信号由高电平转成低电平的下 降沿而变化时，停止输出截止时间信号Toff固定时间长度(即，截止时间信号Toff于该固 定时间长度为低电平)。与门415接收电压反馈信号FB及截止时间信号Toff，当输出电压 Vout低于预定电压值时，只要截止时间信号Toff也为高电平，与门415即输出高电平的导 通信号&，触发D型锁存器420侦测D端点的信号。由于D型锁存器420的D端点一直接收 高电平的信号，故D型锁存器420于与门415输出高电平的导通信号&时，立即输出脉冲信 号 Clock0当D型锁存器输出脉冲信号Clock的同时，Q’端点输出低电平信号使开关S截止， 此时电流源410重新开始对充电电容Cl充电至导通参考信号Ton再次升至参考电位VR的 电平，使比较器405重置D型锁存器以停止产生脉冲信号Clock。由于导通参考信号Ton 升至参考电位VR的时间长度为VR*C1/I，其中I为电流源410提供的电流大小。在一般操 作下，电流源410仅提供电流单元IO的电流，故此时的脉冲信号Clock的时间长度为固定。 然而，当防止噪声信号OVER-CYCLE开始产生时，会根据防止噪声信号OVER-CYCLE产生的次 数，通过导通时间控制单元300逐一导通各开关Sl SN，使电流源410也根据防止噪声信 号OVER-CYCLE产生的次数而提供更多电流单元的电流作为充电电流。如此，导通参考信号 Ton升至参考电位VR的时间长度会逐一缩短，使脉冲信号Clock的脉冲宽度随之缩短为止 直至不再产生防止噪声信号OVER-CYCLE。也就是说，当进入跳周期模式且电感电流IL持续 为零超过预定时间长度时，本发明的控制器将开始缩短控制信号Ql的脉冲宽度，直至某一 次缩短后的控制信号Ql的时间长度不再使电感电流IL持续为零超过预定时间长度为止。再来，请参考图7A，为图3A所示实施例的跳周期判断单元的较佳实施例的电路示意图。跳周期判断单元500包含逆变器502、504、与门506、信号建立单元510、信号保持单 元530及信号比较单元550。逆变器502及504分别接收脉冲信号Clock及信号建立单元 510的锁存重定信号Q_Z⑶，并输出至与门506。与门506接收逆变器502及504的输出，并 进行逻辑与运算后输出反向电流判断信号LG。当脉冲信号Clock为低电平(即，第一开关 Ql截止时)且锁存重定信号Q_ZCD为低电平时(S卩，电感电流IL为零而输出电压Vout尚 未回升时)，此时，电感电流IL通过同步二极管D2续流，与门506输出高电平的反向电流 判断信号LG。信号建立单元510包含或门512及D型锁存器514，用以侦测零点判断信号 Z⑶OUT。或门512接收重置信号POR及电压反馈信号FB，在系统启动之初或输出电压Vout 回到预定电压值之上时，清除D型锁存器514。当零点判断信号ZCDOUT为高电平时，触发D 型锁存器514侦测D端点所接收的信号。因此，信号建立单元510在零点判断信号Z⑶OUT 为高电平时输出高电平的该锁存重定信号Q_ZCD，在输出电压Vout回到预定电压值之上时 停止输出锁存重定信号Q_Z⑶。
信号保持单元530包含逆变器532、上升沿触发单元534、538、延迟单元536、540、 或门542及D型锁存器544，用以在零点判断信号ZCDOUT产生时输出高电平的保持信号QC， 并判断每一周期是否零点判断信号ZCDOUT均有产生，若是则持续输出保持信号QC，若否则 停止输出。D型锁存器544接收重置信号P0R，在系统启动之初进行重置。锁存重定信号Q_ Z⑶经上升沿触发单元538及延迟单元540进行运算处理后，输出第一识别信号L3，以建立 及保持产生该保持信号QC。反向电流判断信号LG经逆变器532、上升沿触发单元534及延 迟单元536进行运算处理后，输出第二识别信号L4，以停止产生该保持信号QC。或门542 接收第一识别信号L3及第二识别信号L4，以触发D型锁存器544侦测D端点所接收的锁存 重定信号Q_Z⑶，并输出该保持信号QC。因此，只要当锁存重定信号Q_Z⑶由低电平转为高 电平并经延迟单元540的预定延迟时间长度Td3后，D型锁存器544即输出高电平的保持 信号QC。但若于后有一个周期，直流转直流转换电路操作在连续电流模式而使该周期并未 产生零点判断信号ZCD0UT，而输出电压Vout落到预定电压值之下，使电压反馈信号FB转为 高信号而清除D型锁存器514而停止输出锁存重定信号Q_Z⑶。此时，脉冲信号Clock产 生，使反向电流判断信号LG由高电平转为低电平，经逆变器532后触发上升沿触发单元534 并经延迟单元536的一预定延迟时间长度Td4后，触发D型锁存器544侦测锁存重定信号 Q_Z⑶。由于此时锁存重定信号Q_Z⑶为低电平，故D型锁存器544输出低电平的保持信号 QC0由于第一识别信号L3及第二识别信号L4分别用以建立该保持信号QC及停止该保持 信号QC的产生，故预定延迟时间长度Td3必须短于预定延迟时间长度Td4。信号比较单元550包括D型锁存器552、异或非门(XN0R Gate) 554、下降沿延迟单 元556、逆变器558及与非门560，用以比较电流判断信号Skip及保持信号QC以确定是否改 变电流判断信号Skip的状态。D型锁存器552的D端点的输出初始值为低电平，故电流判 断信号Skip最初为低电平。逆变器558接收重置信号P0R，在系统启动之初输出低电平信 号，使D型锁存器552重置后，之后均输出高电平信号。因此，系统在完全启动后，逆变器558 均输出高电平信号，此时与非门560的输出仅受反消除信号EQ的控制，当反消除信号EQ为 低电平时，重置D型锁存器552，否则取消重置。当直流转直流转换电路在一般操作下，零点 判断信号ZCDOUT为低电平，因此保持信号QC也为低电平，使异或非门554输出高电平。下 降沿延迟单元556接收高电平的输入，亦输出高电平的反消除信号EQ至与非门560。当电感电流IL为(或接近)零时，零点侦测单元175输出高电平的零点判断信号ZCDOUTdMf 号建立单元510输出高电平的锁存重定信号Q_ZCD，而信号保持单元530经延迟时间长度 Td3后也输出高电平的保持信号QC。此时，D型锁存器552经锁存重定信号Q_Z⑶触发而输 出高电平的电流判断信号Skip。在保持信号QC经延迟时间长度Td3延迟过程而尚未转为 高电平的这段时间，虽然异或非门554比较高电平的电流判断信号Skip及低电平保持信号 QC而输出低电平的信号，但经下降沿延迟单元556的延迟时间长度Td5，由于延迟时间长度 Td5的设定长于延迟时间长度Td3，直至保持信号QC也转为高电平后，下降沿延迟单元556 依然未输出低电平的反消除信号EQ而避免D型锁存器552被不当重置。当直流转直流转 换电路操作由非连续电流模式进入连续电流模式，此时信号保持单元530停止输出保持信 号QC(即，输出低电平的保持信号QC)。异或非门554比较高电平的电流判断信号Skip及 低电平的保持信号QC而输出低电平的信号，并经下降沿延迟单元556延迟后输出低电平的 反消除信号EQ，使D型锁存器552重置，电流判断信号Skip转为低电平。因此，当电感电流IL降至零而产生高电平的零点判断信号Z⑶OUT时，跳周期判断 单元500立即输出高电平的电流判断信号Skip。跳周期判断单元500并于此后的每一周期 侦测零点判断信号ZCDOUT是否再产生。当某一周期未出现零点判断信号ZCDOUT时，才停 止输出电流判断信号Skip。再来，请参考图3B，为对应图2B实施例的具有防止噪声的直流转直流转换电路的 电路示意图。由于图3B所示的实施例与图3A所示的实施例大部分电路运作相同，在此就 不同处说明，以其更清楚了解两实施例的不同点。在图3A中，由于电感电流IL的大小，以零点侦测单元175进行侦测，并经脉冲信 号产生单元400中的与门415的运算处理，使第一开关Ql的导通均在电感电流IL为零之 后。如此虽然可确保控制器运作在非连续电流模式及连续电流模式的临界附近而有较高的 效率，且同时由于第一开关Ql的导通时间亦为固定下，可确保电感电流IL在预设电流大小 内而降低第一开关Ql及电感L对耐电流的要求。然而，对于重载的情况，而使直流转直流 转换电路需操作于连续电流模式以使单位时间可提供较高能量至输出端，图3A所示的实 施例将较难符合。故在图3B的实施例中，增加限流比较器165，其非反向端接收电流参考 电位VB2，反向端接收电流侦测信号CS。当电流侦测信号CS低于电流参考电位VB2时，限 流比较器165输出高电平的限流判断信号CLIM至脉冲信号产生单元400中的与门415，请 同时参考图6B。在输出电压Vout低于预定电压值时及与前次导通时间间隔固定时间长度 (下降沿触发单元425设定时间延迟是为了使电感L释能至电容C的时间)状况下，与门 415输出高电平信号使第一开关Ql导通。如此，可确保使第一开关Ql在电感电流IL低于 电流预定值后即可再储能，故可提供较高的的能量传送速率。而且，在导通时间固定下，其 电感电流IL的最大值亦间接被限定，而不至于使第一开关Ql及电感L遭受无法确认的大 电流而毁损的风险。请参考图4B，为图3B所示实施例的操作周期检测单元的较佳实施例的电路示意 图。在此实施例中，操作周期检测单元200是以电压反馈信号FB的产生间隔是否超过预定 时间长度来判断(实际上亦可使用第一控制信号UGATE取代电压反馈信号FB作为判断依 据)是否可能产生噪声并予以防止。故与门210接收跳周期控制信号Skip_Mode及电压反 馈信号FB，并经上升沿触发单元220’及延时触发单元230处理后，触发D型锁存器侦测D端点的信号。当直流转直流转换电路在一般操作时，电流判断信号Skip为低电平，使SR型 锁存器255处于清除状态，故不会产生防止噪声信号OVER-CYCLE。当直流转直流转换电路 在跳周期模式操作时，电流判断信号Skip为高电平，当电压反馈信号FB产生的间隔超过预 定时间长度时，SR型锁存器255将产生该防止噪声信号OVER-CYCLE。在本实施例中，以上 升沿触发单元220’来侦测电压反馈信号FB，S卩，就是以电压反馈信号FB的产生时间点来判 断，然实际设计时，亦可侦测电压反馈信号FB的终止时间点，或其组合来判断。不同的判断 方式虽然或有一到两个周期的时间落差。然由于控制器的操作频率远高于人耳可感知的音 频范围，故并不影响本发明的防止噪声的功能。请参考图7B，为图3B所示实施例的跳周期判断单元的较佳实施例的电路示意图。 相较于图7A所示的实施例，仅将反向电流判断信号LG以第二控制信号LGATE取代，其运作 上几乎完全相同，故在此不再重复叙述。另外，图3B所示实施例与图3A所示实施例可共用 图5的导通时间控制单元300，故在此亦不再累叙。接着，请参考图8，为图3B所示实施例的电路的信号波形时序图。请同时参考图 3B，当电感电流IL低于预定限流值Io( S卩，电流参考电位VB2代表的电流大小)时，限流比 较器165输出高电平的限流判断信号CLIM。随着电感电流IL变小，输出电压Vout也逐渐 下降，而当输出电压Vout低于预定电压值Vo时，反馈侦测单元155输出高电平的电压反馈 信号FB。此时进入第一周期T1。请同时参考图6B，此时截止时间信号Toff、限流判断信号 CLIM及电压反馈信号FB均为高电平，使与门415输出高电平的导通信号&来触发D型锁 存器420。D型锁存器420产生高电平的脉冲信号Clock，并使开关S截止，使充电电容C1 开始充电，导通参考信号Ton的电平开始上升。当该输出电压Vout高于预定电压值Vo时， 电压反馈信号FB也转为低电平；电感电流IL上升而高于预定限流值Io时，限流判断信号 CLIM转为低电平。当导通参考信号Ton的电平碰触到参考电位VR，比较器405输出高电平 以清除D型锁存器420的资料。因此，D型锁存器420停止输出脉冲信号Clock(即，转为 低电平)，并使下降沿触发单元425停止输出截止时间信号Toff固定时间长度。此时，由 于第一开关Q1关闭，电感电流IL开始下降，而输出电压Vout于随后也开始下降。当电感 电流IL低于预定限流值Io时，限流判断信号CLIM转为高电平；而当输出电压Vout低于 预定电压值Vo时，电压反馈信号FB也转为高电平并进入第二周期T2。由于进入第二周期 T2时的电感电流大于第一周期T1时的电感电流，也就是负载减轻，故输出电压Vout再度低 于预定电压值Vo所需的时间较长。也因此，第二周期T2长于第一周期T1。另外，在电感 电流IL为零时，跳周期判断单元500(请参考图7)随即输出高电平的电流判断信号Skip， 并侦测之后每一周期是否出现零点判断信号ZCD0UT，直至某一周期不再出现零点判断信号 Z⑶OUT时，停止输出电流判断信号Skip。进入第三周期T3，由于电压反馈信号FB转为低电平后，该输出电压Vout持续高于 预定电压值Vo，使电压反馈信号FB维持低电平超过预定时间长度。请参考图4B，SR型锁 存器255将输出高电平的防止噪声信号OVER-CYCLE，使防止噪声电路Q3导通。此时，电容 C通过防止噪声电路Q3而释放所储存的能量，使输出电压Vout低于预定电压值Vo，电压反 馈信号FB转为高电平而停止输出该防止噪声信号OVER-CYCLE并进入第四周期T4。D型锁 存器420再度输出脉冲信号Clock，使得第一开关Q1导通而对电容C重新充电。请参考图 5，由于计数单元310计数到防止噪声信号OVER-CYCLE —次，故产生高电平的导通时间控制
14信号m，使电流源410增加电流单元11的电流对充电电容Cl充电，故导通参考信号Ton的 电平上升至参考电位VR的时间缩短，使脉冲信号Clock的脉冲宽度缩短，而减少传送的能量。上述的实施例中的防止噪声电路Q3虽以外部元件来说明，实际上防止噪声电路Q3亦可内建于控制器内而不影响本发明防止噪声的功能。如上所述，本发明完全符合专利三要件新颖性、进步性和产业上的利用性。本发 明在上文中已以较佳实施例揭露，然熟习本项技术者应理解的是，该实施例仅用于描绘本 发明，而不应解读为限制本发明的范围。应注意的是，凡是与该实施例等效的变化与置换， 均应设为涵盖于本发明的范畴内。因此，本发明的保护范围当以权利要求书所界定的为准。
权利要求
一种具有防止噪声的转换电路，其特征在于，包含转换电路，用以将输入电压转换成输出电压输出，该转换电路包含第一开关、储能元件及电容，而该第一开关耦接于该输入电源及该储能元件之间，该电容的一端耦接该储能元件而另一端接地，以提供该输出电压；控制器，根据代表流经该储能元件的电流的电流侦测信号及代表该输出电压的电压侦测信号以产生第一控制信号来控制该第一开关；以及放电电路，耦接该电容，用以释放该电容所储存的能量。
2.如权利要求1所述的具有防止噪声的转换电路，其特征在于，该放电电路包含至少 一电阻，持续地释放该电容所储存的能量，使该控制器产生该第一控制信号的间隔小于人 耳可感知的范围。
3.如权利要求1所述的具有防止噪声的转换电路，其特征在于，该放电电路包含分压 电路，耦接该电容以产生该电压侦测信号，且持续地释放该电容所储存的能量，使该控制器 产生该第一控制信号的间隔小于人耳可感知的范围。
4.如权利要求1所述的具有防止噪声的转换电路，其特征在于，该控制器在该电流持 续小于预定电流值超过第一预定时间长度时产生防止噪声信号，该防止噪声信号用以控制 该放电电路以释放该电容所储存的能量。
5.如权利要求4所述的具有防止噪声的转换电路，其特征在于，该转换电路还包含第 二开关，该第二开关的一端耦接该第一开关及另一端接地，在该第一开关截止时作为该储 能元件的释能路径。
6.如权利要求5所述的具有防止噪声的转换电路，其特征在于，该控制器包含第一侦测单元，根据该电压侦测信号以产生电压反馈信号；第二侦测单元，根据该电流侦测信号以产生电流判断信号；时间判断单元，在该电流小于该预定电流值超过该第一预定时间长度时产生该防止噪 声信号；以及驱动控制电路，接收该电压反馈信号及该电流判断信号，以产生该第一控制信号及第 二控制信号，该第二控制信号用以控制该第二开关。
7.如权利要求4所述的具有防止噪声的转换电路，其特征在于，该放电电路根据该防 止噪声信号使该储能元件耦接参考电位第二预定时间长度以释放该电容所储存的能量。
8.如权利要求7所述的具有防止噪声的转换电路，其特征在于，该控制器基于相邻两 该第一控制信号的时间间隔及第一预定时间长度以决定是否产生防止噪声信号，该防止噪 声信号用以控制该放电电路以释放该电容所储存的能量。
9.如权利要求8所述的具有防止噪声的转换电路，其特征在于，该第一控制信号的时 间间隔的判断是根据该第一控制信号的产生时间点、终止时间点或其组合。
10.如权利要求9所述的具有防止噪声的转换电路，其特征在于，该控制器包含第一侦测单元，根据该输出电压以产生电压反馈信号；第二侦测单元，根据流经该储能元件的该电流以产生电流判断信号；时间判断单元，在相邻两该第一控制信号的时间间隔超过该第一预定时间长度时，产 生该防止噪声信号；以及驱动控制电路，接收该电压反馈信号及该电流判断信号，以产生该第一控制信号及该第二控制信号，该第二控制信号用以控制该第二开关。
11.如权利要求6或10所述的具有防止噪声的转换电路，其特征在于，该驱动控制电路 包含导通时间控制单元，用以决定该第一控制信号的脉冲宽度。
12.如权利要求11所述的具有防止噪声的转换电路，其特征在于，该导通时间控制单 元根据该防止噪声信号的产生次数来调整该第一控制信号的脉冲宽度。
13.如权利要求12所述的具有防止噪声的转换电路，其特征在于，该放电电路耦接该 电容，该防止噪声信号控制该放电电路将该电容释能使该输出电压低于预定电压值。
14.如权利要求6或10所述的具有防止噪声的转换电路，其特征在于，该防止噪声信号 控制该放电电路使该电容释能至该储能元件。
15.一种具有防止噪声的转换控制器，用以控制转换电路将输入电源的能量转换成输 出电压，其特征在于，包含第一侦测单元，根据该输出电压以产生电压反馈信号；第二侦测单元，根据该转换电路的电流侦测信号以产生电流判断信号；以及驱动控制电路，接收该电压反馈信号及该电流判断信号以产生至少一控制信号以控制 该转换电路，使该输出电压维持于预定电压值之上；其中，该第一侦测单元耦接该转换电路的输出电容并持续地释放该输出电容所储存的 能量，使该驱动控制电路产生该第一控制信号的间隔小于人耳可感知的范围。
16.如权利要求15所述的具有防止噪声的转换控制器，其特征在于，该第二侦测单元 包含零点侦测比较器，用以根据该电流侦测信号及零点参考电位以产生该电流判断信号。
17.如权利要求16所述的具有防止噪声的转换控制器，其特征在于，该第二侦测单元 还包含电流限制比较器，用以根据该电流侦测信号及电流限制参考电位以产生电流限制判 断信号。
18.如权利要求17所述的具有防止噪声的转换控制器，其特征在于，该驱动控制电路 更接收该电流限制判断信号以决定是否产生该至少一控制信号。
19.如权利要求15所述的具有防止噪声的转换控制器，其特征在于，该第一侦测单元 包含反馈侦测单元，根据该输出电压及电压参考电位以产生该电压反馈信号。
20.一种转换电路防止噪声的方法，其特征在于，包含以下步骤根据受控制器的至少一控制信号来控制的转换电路在一个切换周期中传递的最小能 量、预定输出电压及预定时间长度以计算出放电电阻值；以及耦接放电电路至该转换电路的输出电容，该放电电路的等效电阻值约略等于该放电电 阻值，使该控制器输出该控制信号的时间间隔短于或等于该预定时间长度。
21.如权利要求20所述的转换电路防止噪声的方法，其特征在于，该预定时间长度小 于人耳可感知的范围。
22.如权利要求21所述的转换电路防止噪声的方法，其特征在于，该放电电路包含分 压电路，耦接该转换电路的输出端以产生电压反馈信号，该控制器根据该电压反馈信号以 产生该至少一控制信号。
全文摘要
本发明具有防止噪声的转换电路及转换控制器，在转换电路的切换时间间隔过长而可能产生人耳可感知的频率造成噪声时，利用放电路径将输出电容的能量释放而达到防止噪声的功能。
文档编号H02M1/00GK101834522SQ20091012861
公开日2010年9月15日 申请日期2009年3月12日 优先权日2009年3月12日
发明者余仲哲, 陈继明 申请人:登丰微电子股份有限公司
技术领域：
本发明是关于一种转换电路及其控制器，尤指一种具有防止噪声的转换电路及转 换控制器。
背景技术：
请参考图1，为已知的直流转直流降压转换电路示意图，用来将直流输入电压Vin 转换成直流输出电压Vout。直流转直流降压转换电路包含第一开关Q1、第二开关Q2、电感 L、电容C、电压侦测器50、电流侦测器RCS及 控制器。控制器包含电流感应放大器10、误差 放大器20、脉宽调制(PWM)比较器30及跳周期模式控制器(Skip Mode Controller) 40。第 一开关Ql及第二开关Q2串联于直流输入电压Vin及地之间。电感L及电容C串联于第一 开关Ql及第二开关Q2的连接点及地之间，并产生直流输出电压Vout。电流侦测器RCS耦 接于电感L，用以侦测流经电感L的电流大小并产生电流侦测信号CS。电压侦测器50耦接 于电容C，用以侦测直流输出电压Vout并产生电压侦测信号VS。误差放大器在非反向端接收该电压侦测信号及反向端接收参考电压信号VREF，并 在输出端经补偿器RCcomp后输出误差放大信号EA。脉宽调制比较器30比较误差放大信号 EA与电流侦测信号CS和斜坡补偿信号Slope之和，以输出比较信号Comp。跳周期模式控 制器40接收比较信号Comp及电流侦测信号CS，以输出第一控制信号UGATE及第二控制信 号LGATE来分别控制第一开关Ql及第二开关Q2的动作。当直流输出电压Vout低于预定电压时，跳周期模式控制器40导通第一开关Ql及 截止第二开关Q2，使电流由直流输入电压Vin流入电容C充电而使直流输出电压Vout上 升。当电流侦测信号CS和斜坡补偿信号Slope之和上升至顶而触发误差放大信号EA时， 截止第一开关Ql及导通第二开关Q2，使电感L的电流经由第二开关Q2续流。当电感L的 电流即将转向(即，电容C由储能转为释能)时，截止第二开关Q2，此时第一开关Ql仍截 止。直流转直流降压转换电路通过电容持续提供能量给负载。在下一周期时，直流输出电 压Vout低于预定电压时，跳周期模式控制器40再度导通第一开关Ql及截止第二开关Q2， 如此周而复始，使直流输出电压Vout稳定于预定电压附近。倘若负载很轻，使直流输出电压Vout在下一周期时依然高于预定电压，此时跳周 期模式控制器40由一般模式进入跳周期模式(Skip Mode)，于该周期依然维持第一开关Ql 及第二开关Q2处于截止状态直至直流输出电压Vout低于预定电压。如此，第一开关Ql及 第二开关Q2可避免不必要的切换而减少切换损失。然而，如果在跳周期模式时第一开关Ql 两次导通之间的时间间隔，其频率恰好落在音频的20赫兹到20000赫兹之内，直流转直流 降压转换电路就会产生音频杂讯。
发明内容
鉴于上述已知的直流转直流降压转换电路虽可减少晶体管开关切换次数而降低 切换损耗，然而会遇到音频杂讯的问题，本发明提供的具有防止噪声的转换电路及直流转直流转换器利用放电路径，使直流转直流转换电路在切换的频率落入人耳可感知的20赫 兹到20000赫兹前，立即进行放电，以消除音频杂讯(噪声)。为达上述目的，本发明提供了一种具有防止噪声的转换电路，包含转换电路、控制 器及放电电路。该转换电路用以将输入电压转换成输出电压而输出，该转换电路包含第一 开关、储能元件及电容，而该第一开关耦接于该输入电源及该储能元件之间，该电容一端耦 接该储能元件而另一端接地以提供该输出电压。该控制器根据代表流经该储能元件的电流 的电流侦测信号及代表该输出电压的电压侦测信号以产生第一控制信号来控制该第一开 关。该放电电路耦接该电容，用以释放该电容所储存的能量。
本发明提供了一种具有防止噪声的转换控制器，用以控制转换电路将输入电源的 能量转换成输出电压，包含第一侦测单元、第二侦测单元以及驱动控制电路。该第一侦测单 元根据该输出电压以产生电压反馈信号。该第二侦测单元根据该转换电路的电流侦测信号 以产生电流判断信号。该驱动控制电路接收该电压反馈信号及该电流判断信号，以产生至 少一控制信号以控制该转换电路，使该输出电压维持于预定电压值之上。其中，该第一侦测 单元耦接该转换电路的输出电容以持续地释放该输出电容所储存的能量，使该控制器产生 该第一控制信号的间隔小于人耳可感知的范围。本发明更提供了一种转换电路防止噪声的方法，包含步骤(1)根据受控制器的至 少一控制信号来控制的转换电路在一个切换周期中传递的最小能量、预定输出电压及预定 时间长度来计算出放电电阻值；以及(2)耦接放电电路至该转换电路的输出电容，该放电 电路的等效电阻值约略等于该放电电阻值，使该控制器输出该控制信号的时间间隔短于或 等于该预定时间长度。
以上的概述与接下来的详细说明皆为示范性质，是为了进一步说明本发明的权利 要求范围。而有关本发明的其他目的与优点，将在后续的说明与附图加以阐述，其中图1为已知的直流转直流降压转换电路示意图。图2A为本发明的具有防止噪声的直流转直流转换电路的一较佳实施例的电路框 图。图2B为本发明的具有防止噪声的直流转直流转换电路的另一较佳实施例的电路 框图。图2C为本发明的具有防止噪声的直流转直流转换电路的再一较佳实施例的电路 框图。图3A为对应图2A实施例的一具有防止噪声的直流转直流转换电路的电路示意 图。图3B为对应图2B实施例的一具有防止噪声的直流转直流转换电路的电路示意 图。图4A为图3A所示实施例的操作周期检测单元的一较佳实施例的电路示意图。图4B为图3B所示实施例的操作周期检测单元的一较佳实施例的电路示意图。图5为本发明的导通时间控制单元的一较佳实施例的电路示意图。图6A为图3A所示实施例的脉冲信号产生单元的一较佳实施例的电路示意图。
图6B为图3B所示实施例的脉冲信号产生单元的一较佳实施例的电路示意图。图7A为图3A所示实施例的跳周期判断单元的一较佳实施例的电路示意图。图7B为图3B所示实施例的跳周期判断单元的一较佳实施例的电路示意图。图8为图3B所示实施例的电路的信号波形时序图。
具体实施例方式本发明的目的在于利用放电路径，使直流转直流转换电路的切换开关的最低切换 频率均维持在音频范围之上，以避免造成噪声，其中放电路径可以为持续性的放电路径或 受控的放电路径。请参考图2A，为本发明的具有防止噪声的直流转直流转换电路的较佳实施例的电 路框图。该直流转直流转换电路包含转换电路、防止噪声电路Q3及控制器100。该转换电 路包含第一开关Q1、同步二极管D2、作为储能元件的电感L、电容C、电压侦测器150，用以将 输入电压Vin转换成输出电压Vout而输出。该控制器100包含第一侦测单元110、第二侦 测单元120、时间判断单 元130、驱动控制电路140。控制器100接收代表电感L的电流大小 的电流侦测信号CS及代表输出电压Vout的电压侦测信号VS，以根据流经该电感L的电感 电流IL及该输出电压Vout以产生控制信号GATE。该第一开关Ql耦接于输入电源Vin及 电感L之间，根据控制器100所产生的控制信号GATE来进行切换，在导通(turn on)时，使 输入电压Vin的所传送的能量储存于电感L，在截止(turn off)时，使电感L开始释放储存 的能量至负载(未绘出)。同步二极管D2的负端耦接该第一开关Q1，正端接地，在该第一 开关Ql截止时，作为该电感L的释能路径。该电压侦测器150耦接该输出电压Vout，以产 生电压侦测信号VS。该电容C耦接于电感L，用以稳定该输出电压Vout，电容C也可以任何 电容性储能元件来取代。该防止噪声电路Q3 —端耦接于该转换电路的该电感L，另一端接 地，防止噪声电路Q3可以为晶体管开关，作为受控的放电路径。该第一侦测单元110耦接于电压侦测器150，接收电压侦测信号VS，在该输出电压 Vout低于预定电压值时产生电压反馈信号FB。该第二侦测单元120耦接该电感L，以接收 代表电感电流IL大小的电流侦测信号CS，在该电感电流IL小于预定电流值时产生电流判 断信号Skip。该时间判断单元130接收该电流判断信号Skip及该电压反馈信号FB，在接 收该电压反馈信号FB的同时该电流判断信号Skip持续超过第一预定时间长度时，产生防 止噪声信号OVER-CYCLE，以控制该防止噪声电路Q3。该驱动控制电路140，接收该电压反馈 信号FB，当该输出电压Vout低于该预定电压值时，产生该控制信号GATE。当防止噪声信号OVER-CYCLE产生时，该防止噪声电路Q3受控使该电感L耦接参 考电位(例如接地)，使电容C所储存的能量通过该电感L及该防止噪声电路Q3而释放， 如此该电感L因重新流过电流而储能。一般而言，该防止噪声信号OVER-CYCLE可设计为产 生第二预定时间长度即可达到电感L重新储能的作用。由此，电感L相邻两次流经电流的 时间间隔短于人耳可感知的范围，也就是说频率高于20000赫兹，而达到防止噪声的功能。请参考图2B，为本发明的具有防止噪声的直流转直流转换电路的另一较佳实施例 的电路框图。相较于图2A的实施例，本实施例的防止噪声电路Q3的一端耦接于该电感L 及该电容C，而另一端接地，而同步二极管D2以第二开关Q2来取代。另外，控制器100内部 的信号传递上也略有不同，控制器100内部较详细的操作说明如下。
该第一侦测单元110耦接电压侦测器150，接收电压侦测信号VS，在该输出电压 Vout低于预定电压值时产生电压反馈信号FB。该第二侦测单元120耦接该电感L，以接收 代表电感电流IL大小的电流侦测信号CS，在该电感电流IL小于预定电流值时产生电流判 断信号Skip。该时间判断单元130接收该电流判断信号Skip及该电压反馈信号FB，在相邻 的两电压反馈信号FB的时间间隔超过第一预定时间长度，产生防止噪声信号OVER-CYCLE， 以控制作为受控的放电路径的该防止噪声电路Q3。该驱动控制电路140，接收该电压反馈 信号FB及电流判断信号Skip，在该输出电压Vout低于该预定电压值时，产生该第一控制信 号UGATE，使输入电压的能量通过第一开关Ql而储存于电感L ；在该输出电压Vout高于该 预定电压值且该电感电流IL大于预定电流值时，产生该第二控制信号LGATE，使储存于电 感L的能量通过第二开关Q2形成电流回路储存至电容C ；在该输出电压Vout高于该预定 电压值且该电感电流IL小于预定电流值时，停止输出该第一控制信号UGATE及该第二控制 信号LGATE以截止该第一开关Ql及第二开关Q2。当防止噪声信号OVER-CYCLE产生时，该防止噪声电路Q3受控使该电容C耦接参 考电位(例如接地)，使电容C所储存的能量通过该防止噪声电路Q3而释放，如此使该输 出电压Vout低于预定电压值。此时，该驱动控制电路140将再产生该第一控制信号UGATE， 使电感L重新有电流流过。一般而言，该防止噪声信号OVER-CYCLE可设计为产生第二预定 时间长度或在第一控制信号UGATE产生时停止输出，即可达到第一开关Ql重新导通使电感 L重新储能的作用。由此，电感L相邻两次流经电流的时间间隔短于人耳可感知的范围，也 就是说频率高于20000赫兹，而达到防止噪声的功能。
虽然，噪声的产生与否是由电感元件相邻两次导通电流之间所间隔的无电流流经 的时间长度是否等同落入人耳可感知的频率范围。然而相邻两次的电压反馈信号FB(或者 第一控制信号UGATE)的时间间隔将包含电感L无电流的时间(若电路进入非连续电流模 式时)及一个或两个左右的控制器100的操作周期。而由于控制器100操作在高频(例如 200k赫兹或以上)，周期长度相较于人耳可感知的范围相当短而可忽略。故在本实施例中， 是利用侦测相邻两次的电压反馈信号FB的产生时间间隔来判断是否需要产生该防止噪声 信号OVER-CYCLE依然可达到防止噪声的作用。图2C，为本发明的具有防止噪声的直流转直流转换电路的再一较佳实施例的电路 框图。该直流转直流转换电路包含转换电路、放电电路152及控制器100。相较于图2B的 实施例，本实施例的放电电路152为持续性的放电路径，耦接转换电路中的电容C以持续释 放电容C中的储能，使直流转直流转换电路于轻载，甚至在空载下，其切换开关也必须以高 于音频范围的切换频率来维持该输出电压Vout在预定电压值之上。该第一侦测单元110耦接电压侦测器150，接收电压侦测信号VS，在输出电压Vout 低于预定电压值时产生电压反馈信号FB。该第二侦测单元120耦接该电感L，以接收代表 电感电流IL大小的电流侦测信号CS并根据电流侦测信号CS以产生电流反馈信号CB。该 驱动控制电路140接收该电压反馈信号FB及该电流反馈信号CB，以据此产生第一控制信号 UGATE及第二控制信号LGATE以分别控制第一开关Ql及第二开关Q2。本实施例的控制器100不需产生放电路经的控制信号，即，控制器100内部不需设 置时间判断单元130，电路设计上较为简洁且省成本。放电电路152可以为电阻，其电阻值 需根据控制器所输出的控制信号的最小工作周期及预定时间长度来设定，使电容C所输出的输出电压Vout在该预定时间长度内会低于预定电压值，致使控制器100重新导通第一开 关Q1，使电感重新有电流流过。虽然于本实施例的放电电路152是以外接的电阻为例来说 明，而实际上可以直接利用电压侦测器150或第一侦测单元110这些电路原本存在的路径 作为放电路径。该放电电路152的等效电阻值设定由该控制器100在最小工作周期状态下每次传 递的能量及预定时间长度来决定，其中预定时间长度小于人耳可感知的范围，即50微秒。以升压转换电路(Boost Converter)为例，在轻载时，该控制器100将以最小的工 作周期来切换，每次切换所传送的能量(储存于电感L的能量)为<formula>formula see original document page 8</formula>其中，i每次切换时为电感上的最大电流，Tonmin为控制器的最小工作周期。而放电电路在预定时间长度Tau所释放的能量为 Vout2 ^rp<formula>formula see original document page 8</formula>其中，R为放电电路的等效电阻值。由于储存的能量与释放的能量相同，因此可推导出理想的等效电阻值<formula>formula see original document page 8</formula>其中，G为转换倍率，即Vout/Vin。上述等效电阻值R的计算为简化的理想状态的情况，未加入转换效率及输出电压 的变化。另外，实际上电路会有一些其他损耗，故放电电路的放能速率可以比理想值小，也 就是使用第3式求得的R值，其实际电路的切换周期将比预定时间长度Tau小。因此，可根 据电路实际情况来微调(增加)放电电路的等效电阻值，使切换周期等于或略短于50微 秒，降低切换的次数及因此造成的切换耗损。若以上述实施例中的降压电路(Buck Converter)为例，在轻载时，该控制器100 将以最小的工作周期切换，每次切换所传送的能量(分别储存于电感L及电容的能量)为<formula>formula see original document page 8</formula>…(4)其中，i每次切换时为电感上的最大电流，Vout’为此时电容上的电压，即Vout’ = Vout+Δ Q/C，C为输出电容的电容值。再根据第2式及第4式即可求得所需的放电电路的等效电阻值。另外，由于转换电路的噪声来源在于电感性元件重新流经电流的频率落入人耳可 感知的音频范围，故不仅可以应用于电感，对于具有变压器或其他具有电感性的储能元件 的转换电路均可达到防止噪声的功能。也就是本发明亦可应用于交流转直流、交流转交流、 直流转交流等需要使用电感性的储能元件的转换电路。另外，本发明的驱动控制电路140 可以是具跳周期功能的脉冲宽度调制(PWM)控制电路或者是脉冲频率调制(PFM)控制电 路，故本发明可应用的范围相当广泛。
接下来，请参考图3A，为对应图2A实施例的具有防止噪声的直流转直流转换电路 的电路示意图。在本实施例的控制器为具可调导通时间的脉冲频率调制控制器，包含第一 侦测单元、第二侦测单元、时间判断单元、驱动控制电路，其中第一侦测单元包含零点侦测 单元175及跳周期判断单元500，第二侦测单元包含反馈侦测单元155，时间判断单元包含 操作周期检测单元200，驱动控制电路包含导通时间控制单元300、脉冲信号产生单元400 及驱动单元600。控制器可还包含跳周期致能单元160以及电路重置单元170。跳周期致 能单元160接收跳周期致能信号EN，并据此产生跳周期控制信号Skip_Mode，故使用者可根 据应用的环境选择设定控制器是否可进入跳周期模式。电路重置单元170为根据控制器的 电源电压VCC产生脉冲信号的重置信号P0R，当电源电压VCC升至启动电压值时，产生该重 置信号POR使控制器内部的各元件逻辑重置至初始状态。反馈侦测单元155可以为比较器，其非反向端接收参考电压VB，反向端接收由电压侦测器150产生的电压侦测信号VS，在输出端产生电压反馈信号FB。零点侦测单元175 亦可以为比较器，其反向端电流侦测信号CS，非反向端接地(实际应用时，为接近0伏特的 正参考电压)，在输出端产生零点判断信号ZCD0UT。跳周期判断单元500接收该零点判断 信号ZCD0UT，在零点判断信号ZCDOUT为高电平时(代表电流电压过零点)产生高电平的 电流判断信号Skip并锁住，在每一周期侦测零点判断信号ZCDOUT是否产生，在零点判断信 号Z⑶OUT不再产生时才停止输出电流判断信号Skip。操作周期检测单元200接收重置信 号P0R、电压反馈信号FB、跳周期控制信号Skip_Mode、电流判断信号Skip、零点判断信号 ZCDOUT及控制信号GATE，以据此判断是否电感电流IL维持于零电流时间长度超过第一预 定时间长度，若是则产生该防止噪声信号OVER-CYCLE。导通时间控制单元300接收重置信 号P0R、跳周期控制信号Skip_Mode、电流判断信号Skip及防止噪声信号OVER-CYCLE，并于 防止噪声信号OVER-CYCLE产生时产生至少一导通时间控制信号Sl SN。脉冲信号产生 单元400为固定导通时间脉冲产生单元，接收该输出电压Vout及输入电压Vin，以据此决 定适当的导通时间，并根据至少一导通时间控制信号Sl SN来调整导通时间的长短。脉 冲信号产生单元400也接收电压反馈信号FB及零点判断信号ZCD0UT，在接收高电平的电压 反馈信号FB及高电平的零点判断信号ZCDOUT时，产生固定导通时间的脉冲控制信号Con。 驱动单元600接收该脉冲控制信号Con，以产生控制信号GATE而驱动第一开关Ql。接着，请参考图4A、图5、图6A及图7A，为图3A中所示的操作周期检测单元200、 导通时间控制单元300、脉冲信号产生单元400及脉冲信号产生单元400的较佳实施例的电 路示意图。请先参考图4A，为图3A所示实施例的操作周期检测单元的较佳实施例的电路 示意图。操作周期检测单元200包含逆变器235、与门210及225、下降沿触发单元220、延 时触发单元230、D型锁存器(D latch) 240、或门245、延迟电路250以及SR型锁存器(SR latch)255。请同时参考图3A，当直流转直流转换电路在跳周期模式之初，也就是进入不连续 导通电流模式下，低电平的控制信号GATE使第一开关Ql截止，电感电流IL为零使零点判 断信号ZCDOUT及电流判断信号Skip为高电平，而该输出电压Vout维持在预定电压值的 上，使电压反馈信号FB为低电平。此时，操作周期检测单元200未动作。当直流转直流转 换电路的电容C逐渐释放能量给负载而使输出电压Vout低于预定电压值时，电压反馈信号 FB转为高电平。此时，逆变器205接收低电平的控制信号GATE，并反向为高电平输出。与门225接收逆变器205的输出、电压反馈信号FB及电流判断信号Skip，此时由于三者信号均 为高电平，故与门225输出高电平的信号清除D型锁存器240。同时，与门210接收跳周期 控制信号Skip_Mode及零点判断信号ZCDOUT，因跳周期控制信号Skip_Mode为高电平(代 表使用者启用跳周期功能)及零点判断信号ZCDOUT而输出高电平信号，并经下降沿触发单 元220及延时触发单元230的处理。随后，控制器输出高电平的控制信号GATE，使第一开关 Ql导通，传送输入电压Vin的能量至电容C。由于高电平的控制信号GATE经逆变器205处 理输出低电平信号，与门225输出低电平的信号停止清除D型锁存器240。另外，当第一开 关Ql导通使电感电流IL上升，零点判断信号ZCDOUT转为低电平，使与门210的输出后亦 转为低电平。由于与门210的输出经延时触发单元230的延时处理，其触发D型锁存器240 的时间点在控制信号GATE转为高电平信号之后，因此当与门225停止清除D型锁存器240 时，延时触发单元230依然输出高电平信号，使D型锁存器240储存D端点的输入。由于D 端点的输入固定为高电平信号，因此D型锁存器240在Q端点输出高电平信号，Q’端点输 出低电平信号。延迟电路250接收D型锁存器Q端点的输出，并在预定时间长度持续接收 高电平的信号后始输出高电平的信号。延迟电路250的预定时间长度是用以判断直流转直 流转换电路是否是产生噪声，故设定在50us或以下为佳。当经过该预定时间长度，输出电 压Vout依然维持在预定电压值之上，使与门225持续停止清除D型锁存器，D型锁存器的 Q端点持续输出高电平信号超过该预定时间长度。因此，延迟电路250输出高电平信号，而 SR型锁存器255在S端点接收高电平信号后，输出高电平的防止噪声信号OVER-CYCLE，使 防止噪声电路Q3导通，电容C通过防止噪声电路Q3释放储存的能量。
当电容C通过防止噪声电路Q3释放储存的能量至电感L，电感电流IL上升而使 电感L重新储能。如此，相邻两次电流流经电流间的无电流状态的时间长度短于人耳可感 知的长度而达到消除噪声的作用。另外，若因防止噪声电路Q3的能量释放而造成输出电压 Vout低于该预定电压值时，电压反馈信号FB转为高电平信号，使与门225输出高电平信号 以清除D型锁存器，此时D型锁存器的Q’端点输出高电平信号重设SR型锁存器255，使防 止噪声电路Q3停止导通。当电流判断信号Skip转为低电平，通过逆变器反相并经或门245 与重置信号POR进行运算。故当控制器在启动之初，重置信号POR为高电平，以及脱离跳周 期模式时电流判断信号Skip为低电平时，SR型锁存器255的输出信号将被清除归零，即， 停止输出防止噪声信号OVER-CYCLE。如上述，当直流转直流至转换电路进入跳周期模式时，操作周期检测单元200会 侦测电感电流IL为零的时间，当侦测到持续时间超过预定时间长度时，操作周期检测单元 200通过防止噪声电路Q3释放电容C的储存能量的方式，强制电感L再度储能而达到防止 噪声的功能。接下来，请参考图5，为本发明的导通时间控制单元的较佳实施例的电路示意图。 导通时间控制单元300包含与门305以及计数单元310。当跳周期控制信号Skip_Mode及 电流判断信号Skip均为高电平信号时，与门305会产生高电平信号至计数单元310的启动 端ENB，启动计数单元310。当计数单元310接收到防止噪声信号OVER-CYCLE时，代表该输 出电压Vout维持预定电压值之上超过预定时间长度，使电感电流IL维持于零电流或反向 电流(当防止噪声电路Q3导通时)。这代表上个周期的第一开关Ql导通的时间过长，以 致于传递过多能量储存于电容C。因此，计数单元310在启动后，接收并累计所接收的防止噪声信号OVER-CYCLE的次数。当启动后，累计接收到防止噪声信号OVER-CYCLE共m次，则 计数单元310由输出端Bl BN输出高电平的导通时间控制信号m Nm及低电平的导通 时间控制信号Nm+1 NN，以随着收到防止噪声信号OVER-CYCLE的次数，逐渐缩短第一开 关Ql的导通时间，也就是缩短控制信号GATE的时间长度。而当直流转直流转换电路脱离 跳周期模式，使电流判断信号Skip为低电平时，计数单元310停止运作，并使所有的导通时 间控制信号附 NN重设归于低电平。再来，请参考图6A，为图3A所示实施例的脉冲信号产生单元的较佳实施例的电路 示意图。脉冲信号产生单元400包含开关S及Sl SN、充电电容Cl、比较器405、电流源 410、与门415、D型锁存器420，以及下降沿触发单元425。电流源410包含多个电流单元 IO IN，根据输入电压Vin及输出电压Vout使各电流单元IO IN产生适当的电流，在输 入电压Vin较高时提供较大电流，较低时提供较小的电流；输出电压Vout较高时提供较小 的电流，较低时提供较大的电流。各电流单元IO IN之间的电流可以有一定的比例关系， 例如IO Il 12 …· Im …IN = 1 2 4 …2m …2N
当直流转直流转换电路在一般操作而未进入跳周期模式时，导通时间控制信号 Nl NN均为低电平信号，此时电流源410仅提供电流单元IO对充电电容Cl充电，以产生 导通参考信号Ton。比较器405接收导通参考信号Ton及参考电位VR，当导通参考信号Ton 的电位高于参考电位VR的电位时，输出高电平信号以重置D型锁存器420。此时，D型锁存 器420的Q’端点输出高电平信号来导通开关S,使充电电容Cl的电压归零。下降沿触发单 元425接收D型锁存器的Q端点输出，侦测到Q端点的输出信号由高电平转成低电平的下 降沿而变化时，停止输出截止时间信号Toff固定时间长度(即，截止时间信号Toff于该固 定时间长度为低电平)。与门415接收电压反馈信号FB及截止时间信号Toff，当输出电压 Vout低于预定电压值时，只要截止时间信号Toff也为高电平，与门415即输出高电平的导 通信号&，触发D型锁存器420侦测D端点的信号。由于D型锁存器420的D端点一直接收 高电平的信号，故D型锁存器420于与门415输出高电平的导通信号&时，立即输出脉冲信 号 Clock0当D型锁存器输出脉冲信号Clock的同时，Q’端点输出低电平信号使开关S截止， 此时电流源410重新开始对充电电容Cl充电至导通参考信号Ton再次升至参考电位VR的 电平，使比较器405重置D型锁存器以停止产生脉冲信号Clock。由于导通参考信号Ton 升至参考电位VR的时间长度为VR*C1/I，其中I为电流源410提供的电流大小。在一般操 作下，电流源410仅提供电流单元IO的电流，故此时的脉冲信号Clock的时间长度为固定。 然而，当防止噪声信号OVER-CYCLE开始产生时，会根据防止噪声信号OVER-CYCLE产生的次 数，通过导通时间控制单元300逐一导通各开关Sl SN，使电流源410也根据防止噪声信 号OVER-CYCLE产生的次数而提供更多电流单元的电流作为充电电流。如此，导通参考信号 Ton升至参考电位VR的时间长度会逐一缩短，使脉冲信号Clock的脉冲宽度随之缩短为止 直至不再产生防止噪声信号OVER-CYCLE。也就是说，当进入跳周期模式且电感电流IL持续 为零超过预定时间长度时，本发明的控制器将开始缩短控制信号Ql的脉冲宽度，直至某一 次缩短后的控制信号Ql的时间长度不再使电感电流IL持续为零超过预定时间长度为止。再来，请参考图7A，为图3A所示实施例的跳周期判断单元的较佳实施例的电路示意图。跳周期判断单元500包含逆变器502、504、与门506、信号建立单元510、信号保持单 元530及信号比较单元550。逆变器502及504分别接收脉冲信号Clock及信号建立单元 510的锁存重定信号Q_Z⑶，并输出至与门506。与门506接收逆变器502及504的输出，并 进行逻辑与运算后输出反向电流判断信号LG。当脉冲信号Clock为低电平(即，第一开关 Ql截止时)且锁存重定信号Q_ZCD为低电平时(S卩，电感电流IL为零而输出电压Vout尚 未回升时)，此时，电感电流IL通过同步二极管D2续流，与门506输出高电平的反向电流 判断信号LG。信号建立单元510包含或门512及D型锁存器514，用以侦测零点判断信号 Z⑶OUT。或门512接收重置信号POR及电压反馈信号FB，在系统启动之初或输出电压Vout 回到预定电压值之上时，清除D型锁存器514。当零点判断信号ZCDOUT为高电平时，触发D 型锁存器514侦测D端点所接收的信号。因此，信号建立单元510在零点判断信号Z⑶OUT 为高电平时输出高电平的该锁存重定信号Q_ZCD，在输出电压Vout回到预定电压值之上时 停止输出锁存重定信号Q_Z⑶。
信号保持单元530包含逆变器532、上升沿触发单元534、538、延迟单元536、540、 或门542及D型锁存器544，用以在零点判断信号ZCDOUT产生时输出高电平的保持信号QC， 并判断每一周期是否零点判断信号ZCDOUT均有产生，若是则持续输出保持信号QC，若否则 停止输出。D型锁存器544接收重置信号P0R，在系统启动之初进行重置。锁存重定信号Q_ Z⑶经上升沿触发单元538及延迟单元540进行运算处理后，输出第一识别信号L3，以建立 及保持产生该保持信号QC。反向电流判断信号LG经逆变器532、上升沿触发单元534及延 迟单元536进行运算处理后，输出第二识别信号L4，以停止产生该保持信号QC。或门542 接收第一识别信号L3及第二识别信号L4，以触发D型锁存器544侦测D端点所接收的锁存 重定信号Q_Z⑶，并输出该保持信号QC。因此，只要当锁存重定信号Q_Z⑶由低电平转为高 电平并经延迟单元540的预定延迟时间长度Td3后，D型锁存器544即输出高电平的保持 信号QC。但若于后有一个周期，直流转直流转换电路操作在连续电流模式而使该周期并未 产生零点判断信号ZCD0UT，而输出电压Vout落到预定电压值之下，使电压反馈信号FB转为 高信号而清除D型锁存器514而停止输出锁存重定信号Q_Z⑶。此时，脉冲信号Clock产 生，使反向电流判断信号LG由高电平转为低电平，经逆变器532后触发上升沿触发单元534 并经延迟单元536的一预定延迟时间长度Td4后，触发D型锁存器544侦测锁存重定信号 Q_Z⑶。由于此时锁存重定信号Q_Z⑶为低电平，故D型锁存器544输出低电平的保持信号 QC0由于第一识别信号L3及第二识别信号L4分别用以建立该保持信号QC及停止该保持 信号QC的产生，故预定延迟时间长度Td3必须短于预定延迟时间长度Td4。信号比较单元550包括D型锁存器552、异或非门(XN0R Gate) 554、下降沿延迟单 元556、逆变器558及与非门560，用以比较电流判断信号Skip及保持信号QC以确定是否改 变电流判断信号Skip的状态。D型锁存器552的D端点的输出初始值为低电平，故电流判 断信号Skip最初为低电平。逆变器558接收重置信号P0R，在系统启动之初输出低电平信 号，使D型锁存器552重置后，之后均输出高电平信号。因此，系统在完全启动后，逆变器558 均输出高电平信号，此时与非门560的输出仅受反消除信号EQ的控制，当反消除信号EQ为 低电平时，重置D型锁存器552，否则取消重置。当直流转直流转换电路在一般操作下，零点 判断信号ZCDOUT为低电平，因此保持信号QC也为低电平，使异或非门554输出高电平。下 降沿延迟单元556接收高电平的输入，亦输出高电平的反消除信号EQ至与非门560。当电感电流IL为(或接近)零时，零点侦测单元175输出高电平的零点判断信号ZCDOUTdMf 号建立单元510输出高电平的锁存重定信号Q_ZCD，而信号保持单元530经延迟时间长度 Td3后也输出高电平的保持信号QC。此时，D型锁存器552经锁存重定信号Q_Z⑶触发而输 出高电平的电流判断信号Skip。在保持信号QC经延迟时间长度Td3延迟过程而尚未转为 高电平的这段时间，虽然异或非门554比较高电平的电流判断信号Skip及低电平保持信号 QC而输出低电平的信号，但经下降沿延迟单元556的延迟时间长度Td5，由于延迟时间长度 Td5的设定长于延迟时间长度Td3，直至保持信号QC也转为高电平后，下降沿延迟单元556 依然未输出低电平的反消除信号EQ而避免D型锁存器552被不当重置。当直流转直流转 换电路操作由非连续电流模式进入连续电流模式，此时信号保持单元530停止输出保持信 号QC(即，输出低电平的保持信号QC)。异或非门554比较高电平的电流判断信号Skip及 低电平的保持信号QC而输出低电平的信号，并经下降沿延迟单元556延迟后输出低电平的 反消除信号EQ，使D型锁存器552重置，电流判断信号Skip转为低电平。因此，当电感电流IL降至零而产生高电平的零点判断信号Z⑶OUT时，跳周期判断 单元500立即输出高电平的电流判断信号Skip。跳周期判断单元500并于此后的每一周期 侦测零点判断信号ZCDOUT是否再产生。当某一周期未出现零点判断信号ZCDOUT时，才停 止输出电流判断信号Skip。再来，请参考图3B，为对应图2B实施例的具有防止噪声的直流转直流转换电路的 电路示意图。由于图3B所示的实施例与图3A所示的实施例大部分电路运作相同，在此就 不同处说明，以其更清楚了解两实施例的不同点。在图3A中，由于电感电流IL的大小，以零点侦测单元175进行侦测，并经脉冲信 号产生单元400中的与门415的运算处理，使第一开关Ql的导通均在电感电流IL为零之 后。如此虽然可确保控制器运作在非连续电流模式及连续电流模式的临界附近而有较高的 效率，且同时由于第一开关Ql的导通时间亦为固定下，可确保电感电流IL在预设电流大小 内而降低第一开关Ql及电感L对耐电流的要求。然而，对于重载的情况，而使直流转直流 转换电路需操作于连续电流模式以使单位时间可提供较高能量至输出端，图3A所示的实 施例将较难符合。故在图3B的实施例中，增加限流比较器165，其非反向端接收电流参考 电位VB2，反向端接收电流侦测信号CS。当电流侦测信号CS低于电流参考电位VB2时，限 流比较器165输出高电平的限流判断信号CLIM至脉冲信号产生单元400中的与门415，请 同时参考图6B。在输出电压Vout低于预定电压值时及与前次导通时间间隔固定时间长度 (下降沿触发单元425设定时间延迟是为了使电感L释能至电容C的时间)状况下，与门 415输出高电平信号使第一开关Ql导通。如此，可确保使第一开关Ql在电感电流IL低于 电流预定值后即可再储能，故可提供较高的的能量传送速率。而且，在导通时间固定下，其 电感电流IL的最大值亦间接被限定，而不至于使第一开关Ql及电感L遭受无法确认的大 电流而毁损的风险。请参考图4B，为图3B所示实施例的操作周期检测单元的较佳实施例的电路示意 图。在此实施例中，操作周期检测单元200是以电压反馈信号FB的产生间隔是否超过预定 时间长度来判断(实际上亦可使用第一控制信号UGATE取代电压反馈信号FB作为判断依 据)是否可能产生噪声并予以防止。故与门210接收跳周期控制信号Skip_Mode及电压反 馈信号FB，并经上升沿触发单元220’及延时触发单元230处理后，触发D型锁存器侦测D端点的信号。当直流转直流转换电路在一般操作时，电流判断信号Skip为低电平，使SR型 锁存器255处于清除状态，故不会产生防止噪声信号OVER-CYCLE。当直流转直流转换电路 在跳周期模式操作时，电流判断信号Skip为高电平，当电压反馈信号FB产生的间隔超过预 定时间长度时，SR型锁存器255将产生该防止噪声信号OVER-CYCLE。在本实施例中，以上 升沿触发单元220’来侦测电压反馈信号FB，S卩，就是以电压反馈信号FB的产生时间点来判 断，然实际设计时，亦可侦测电压反馈信号FB的终止时间点，或其组合来判断。不同的判断 方式虽然或有一到两个周期的时间落差。然由于控制器的操作频率远高于人耳可感知的音 频范围，故并不影响本发明的防止噪声的功能。请参考图7B，为图3B所示实施例的跳周期判断单元的较佳实施例的电路示意图。 相较于图7A所示的实施例，仅将反向电流判断信号LG以第二控制信号LGATE取代，其运作 上几乎完全相同，故在此不再重复叙述。另外，图3B所示实施例与图3A所示实施例可共用 图5的导通时间控制单元300，故在此亦不再累叙。接着，请参考图8，为图3B所示实施例的电路的信号波形时序图。请同时参考图 3B，当电感电流IL低于预定限流值Io( S卩，电流参考电位VB2代表的电流大小)时，限流比 较器165输出高电平的限流判断信号CLIM。随着电感电流IL变小，输出电压Vout也逐渐 下降，而当输出电压Vout低于预定电压值Vo时，反馈侦测单元155输出高电平的电压反馈 信号FB。此时进入第一周期T1。请同时参考图6B，此时截止时间信号Toff、限流判断信号 CLIM及电压反馈信号FB均为高电平，使与门415输出高电平的导通信号&来触发D型锁 存器420。D型锁存器420产生高电平的脉冲信号Clock，并使开关S截止，使充电电容C1 开始充电，导通参考信号Ton的电平开始上升。当该输出电压Vout高于预定电压值Vo时， 电压反馈信号FB也转为低电平；电感电流IL上升而高于预定限流值Io时，限流判断信号 CLIM转为低电平。当导通参考信号Ton的电平碰触到参考电位VR，比较器405输出高电平 以清除D型锁存器420的资料。因此，D型锁存器420停止输出脉冲信号Clock(即，转为 低电平)，并使下降沿触发单元425停止输出截止时间信号Toff固定时间长度。此时，由 于第一开关Q1关闭，电感电流IL开始下降，而输出电压Vout于随后也开始下降。当电感 电流IL低于预定限流值Io时，限流判断信号CLIM转为高电平；而当输出电压Vout低于 预定电压值Vo时，电压反馈信号FB也转为高电平并进入第二周期T2。由于进入第二周期 T2时的电感电流大于第一周期T1时的电感电流，也就是负载减轻，故输出电压Vout再度低 于预定电压值Vo所需的时间较长。也因此，第二周期T2长于第一周期T1。另外，在电感 电流IL为零时，跳周期判断单元500(请参考图7)随即输出高电平的电流判断信号Skip， 并侦测之后每一周期是否出现零点判断信号ZCD0UT，直至某一周期不再出现零点判断信号 Z⑶OUT时，停止输出电流判断信号Skip。进入第三周期T3，由于电压反馈信号FB转为低电平后，该输出电压Vout持续高于 预定电压值Vo，使电压反馈信号FB维持低电平超过预定时间长度。请参考图4B，SR型锁 存器255将输出高电平的防止噪声信号OVER-CYCLE，使防止噪声电路Q3导通。此时，电容 C通过防止噪声电路Q3而释放所储存的能量，使输出电压Vout低于预定电压值Vo，电压反 馈信号FB转为高电平而停止输出该防止噪声信号OVER-CYCLE并进入第四周期T4。D型锁 存器420再度输出脉冲信号Clock，使得第一开关Q1导通而对电容C重新充电。请参考图 5，由于计数单元310计数到防止噪声信号OVER-CYCLE —次，故产生高电平的导通时间控制
14信号m，使电流源410增加电流单元11的电流对充电电容Cl充电，故导通参考信号Ton的 电平上升至参考电位VR的时间缩短，使脉冲信号Clock的脉冲宽度缩短，而减少传送的能量。上述的实施例中的防止噪声电路Q3虽以外部元件来说明，实际上防止噪声电路Q3亦可内建于控制器内而不影响本发明防止噪声的功能。如上所述，本发明完全符合专利三要件新颖性、进步性和产业上的利用性。本发 明在上文中已以较佳实施例揭露，然熟习本项技术者应理解的是，该实施例仅用于描绘本 发明，而不应解读为限制本发明的范围。应注意的是，凡是与该实施例等效的变化与置换， 均应设为涵盖于本发明的范畴内。因此，本发明的保护范围当以权利要求书所界定的为准。
权利要求
一种具有防止噪声的转换电路，其特征在于，包含转换电路，用以将输入电压转换成输出电压输出，该转换电路包含第一开关、储能元件及电容，而该第一开关耦接于该输入电源及该储能元件之间，该电容的一端耦接该储能元件而另一端接地，以提供该输出电压；控制器，根据代表流经该储能元件的电流的电流侦测信号及代表该输出电压的电压侦测信号以产生第一控制信号来控制该第一开关；以及放电电路，耦接该电容，用以释放该电容所储存的能量。
2.如权利要求1所述的具有防止噪声的转换电路，其特征在于，该放电电路包含至少 一电阻，持续地释放该电容所储存的能量，使该控制器产生该第一控制信号的间隔小于人 耳可感知的范围。
3.如权利要求1所述的具有防止噪声的转换电路，其特征在于，该放电电路包含分压 电路，耦接该电容以产生该电压侦测信号，且持续地释放该电容所储存的能量，使该控制器 产生该第一控制信号的间隔小于人耳可感知的范围。
4.如权利要求1所述的具有防止噪声的转换电路，其特征在于，该控制器在该电流持 续小于预定电流值超过第一预定时间长度时产生防止噪声信号，该防止噪声信号用以控制 该放电电路以释放该电容所储存的能量。
5.如权利要求4所述的具有防止噪声的转换电路，其特征在于，该转换电路还包含第 二开关，该第二开关的一端耦接该第一开关及另一端接地，在该第一开关截止时作为该储 能元件的释能路径。
6.如权利要求5所述的具有防止噪声的转换电路，其特征在于，该控制器包含第一侦测单元，根据该电压侦测信号以产生电压反馈信号；第二侦测单元，根据该电流侦测信号以产生电流判断信号；时间判断单元，在该电流小于该预定电流值超过该第一预定时间长度时产生该防止噪 声信号；以及驱动控制电路，接收该电压反馈信号及该电流判断信号，以产生该第一控制信号及第 二控制信号，该第二控制信号用以控制该第二开关。
7.如权利要求4所述的具有防止噪声的转换电路，其特征在于，该放电电路根据该防 止噪声信号使该储能元件耦接参考电位第二预定时间长度以释放该电容所储存的能量。
8.如权利要求7所述的具有防止噪声的转换电路，其特征在于，该控制器基于相邻两 该第一控制信号的时间间隔及第一预定时间长度以决定是否产生防止噪声信号，该防止噪 声信号用以控制该放电电路以释放该电容所储存的能量。
9.如权利要求8所述的具有防止噪声的转换电路，其特征在于，该第一控制信号的时 间间隔的判断是根据该第一控制信号的产生时间点、终止时间点或其组合。
10.如权利要求9所述的具有防止噪声的转换电路，其特征在于，该控制器包含第一侦测单元，根据该输出电压以产生电压反馈信号；第二侦测单元，根据流经该储能元件的该电流以产生电流判断信号；时间判断单元，在相邻两该第一控制信号的时间间隔超过该第一预定时间长度时，产 生该防止噪声信号；以及驱动控制电路，接收该电压反馈信号及该电流判断信号，以产生该第一控制信号及该第二控制信号，该第二控制信号用以控制该第二开关。
11.如权利要求6或10所述的具有防止噪声的转换电路，其特征在于，该驱动控制电路 包含导通时间控制单元，用以决定该第一控制信号的脉冲宽度。
12.如权利要求11所述的具有防止噪声的转换电路，其特征在于，该导通时间控制单 元根据该防止噪声信号的产生次数来调整该第一控制信号的脉冲宽度。
13.如权利要求12所述的具有防止噪声的转换电路，其特征在于，该放电电路耦接该 电容，该防止噪声信号控制该放电电路将该电容释能使该输出电压低于预定电压值。
14.如权利要求6或10所述的具有防止噪声的转换电路，其特征在于，该防止噪声信号 控制该放电电路使该电容释能至该储能元件。
15.一种具有防止噪声的转换控制器，用以控制转换电路将输入电源的能量转换成输 出电压，其特征在于，包含第一侦测单元，根据该输出电压以产生电压反馈信号；第二侦测单元，根据该转换电路的电流侦测信号以产生电流判断信号；以及驱动控制电路，接收该电压反馈信号及该电流判断信号以产生至少一控制信号以控制 该转换电路，使该输出电压维持于预定电压值之上；其中，该第一侦测单元耦接该转换电路的输出电容并持续地释放该输出电容所储存的 能量，使该驱动控制电路产生该第一控制信号的间隔小于人耳可感知的范围。
16.如权利要求15所述的具有防止噪声的转换控制器，其特征在于，该第二侦测单元 包含零点侦测比较器，用以根据该电流侦测信号及零点参考电位以产生该电流判断信号。
17.如权利要求16所述的具有防止噪声的转换控制器，其特征在于，该第二侦测单元 还包含电流限制比较器，用以根据该电流侦测信号及电流限制参考电位以产生电流限制判 断信号。
18.如权利要求17所述的具有防止噪声的转换控制器，其特征在于，该驱动控制电路 更接收该电流限制判断信号以决定是否产生该至少一控制信号。
19.如权利要求15所述的具有防止噪声的转换控制器，其特征在于，该第一侦测单元 包含反馈侦测单元，根据该输出电压及电压参考电位以产生该电压反馈信号。
20.一种转换电路防止噪声的方法，其特征在于，包含以下步骤根据受控制器的至少一控制信号来控制的转换电路在一个切换周期中传递的最小能 量、预定输出电压及预定时间长度以计算出放电电阻值；以及耦接放电电路至该转换电路的输出电容，该放电电路的等效电阻值约略等于该放电电 阻值，使该控制器输出该控制信号的时间间隔短于或等于该预定时间长度。
21.如权利要求20所述的转换电路防止噪声的方法，其特征在于，该预定时间长度小 于人耳可感知的范围。
22.如权利要求21所述的转换电路防止噪声的方法，其特征在于，该放电电路包含分 压电路，耦接该转换电路的输出端以产生电压反馈信号，该控制器根据该电压反馈信号以 产生该至少一控制信号。
全文摘要
本发明具有防止噪声的转换电路及转换控制器，在转换电路的切换时间间隔过长而可能产生人耳可感知的频率造成噪声时，利用放电路径将输出电容的能量释放而达到防止噪声的功能。
文档编号H02M1/00GK101834522SQ20091012861
公开日2010年9月15日 申请日期2009年3月12日 优先权日2009年3月12日
发明者余仲哲, 陈继明 申请人:登丰微电子股份有限公司
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