电压转换设备和电压转换方法
专利名称：电压转换设备和电压转换方法
技术领域：
本发明涉及电压转换设备和电压转换方法。
背景技术：
一般来说，在从诸如直流(DC)电源或交流(AC)电源向负载电 路供应电压时，可以使用开关转换器，从而能够稳定地供应负载电路工 作所需的电压。开关转换器包括用于快速切换的开关元件(如晶体管)， 对这些开关元件的占空比和切换频率进行控制，以将从电源输入的电源 电压转换为期望的输出电压。
图14是一般DC/DC转换器的构造的例子的图，这种DC/DC转换器 将DC电源11的电源电压Vin转换为要应用到负载电路16的输出电压 V。。图中绘出的DC/DC转换器包括晶体管12、晶体管13、线圈14、电 容器15、运算放大器17以及脉宽调制(PWM)电路18。图14中绘出 的DC/DC转换器是这样一种开关转换器，即使流入负载电路16的输出 电流i。由于工作状态而变化时，它也始终输出恒定的输出电压V。。
晶体管12和13执行彼此相反的操作，一个处于导通(continuity) 状态，而另一个处于截止(interruption)状态。此外，晶体管12处于导 通状态的时间越长，来自DC/DC转换器的输出电压V。就越大。利用从 PWM电路18输出的脉冲来控制晶体管12和13的导通状态和截止状态 之间的切换。即，在从PWM电路18输出的脉冲处于ON状态的时段内， 晶体管12处于导通状态，而在该脉冲处于OFF状态的时段内，晶体管 13处于导通状态。
在通过晶体管12和13的切换获得了期望的矩形电压后，该电压通 过线圈14和电容器15得以修正和平滑，然后输出电压V。从DC/DC转 换器输出。输出电压V。还被输入到提供给反馈环的运算放大器17。在运算放大器17中，输出电压V。和基准电压被差分放大，并且将差反馈给
PWM电路18。
PWM电路18根据来自运算放大器17的反馈而调整用于在晶体管 12和13的导通状态和截止状态之间切换的脉宽，由此来控制晶体管12 和13的导通状态和截止状态。具体来讲，当输出电压V。大于基准电压 并且从运算放大器17输出的差为正时，PWM电路18减小占空比以縮短 晶体管12处于导通状态的时段。另一方面，如果输出电压V。小于等于 基准电压并且从运算放大器17输出的差为负，则PWM电路18增大占 空比以延长晶体管12处于导通状态的时段。
利用这种反馈控制，对占空比进行调整，使得输出电压V。和基准电 压始终相互一致。结果，即使流过负载电路16的输出电流i。发生了变化， 输出电压V。也始终保持恒定，由此确保了负载电路16工作所需的电压。 这种常规转换器在日本专利申请特开No.2000-227808中被示例性公开。
然而，在来自开关转换器的输出电压被供应到的负载电路内，当电 流突变时，开关转换器中的反馈控制不能充分跟随这种变化，不利地引 入了输出电压的临时降低或增高。具体来讲，例如，当流过图14中绘出 的负载电路16的输出电流i。突变时，运算放大器17和PWM电路18所 进行的反馈控制落后了。这样，输出电压V。可能临时超过负载电路16 的允许范围。
具体来说，近年来，考虑到陆地环境和其他因素，倾向于尽可能减 小负载电路16空闲时流动的待机电流。为此，在从空闲状态变化为工作 状态时，流过负载电路16的输出电流i。以例如10到几百A/;/s (安培/ 微秒)的速度量级突然增大。结果，图14中绘出的运算放大器17和PWM 电路18出现了响应延迟，由此临时降低了输出电压V。。
艮口，例如如图15中所绘出的，当输出电流i。突变时，输出电压V。 从电压Ve降低为电压V。。此时，当电压V:达不到负载电路16的工作电
压时，负载电路16可能无法正常工作或者可能停止工作。相反，当输出 电流i。突然降低时，输出电压V。临时增大，由此造成过大的电压施加到 负载电路16上，从而导致出现例如负载电路16中的放大器的振荡。正常来讲，对于输出电流i。的变化，图14中绘出的电容器15具有 供应电流的功能，由此当输出电流i。略微变化时，用存储在电容器15中 的电荷来抑制输出电压V。的增高或降低。然而，当输出电流i。的变化量 较大时，必须采取一些措施，例如增大电容器15的容量或布置许多电容 器15。因此，如果考虑输出电流i。的突然且相对较大的变化，则不利的 后果是，开关转换器中的电路大小及其成本将不得不增大。
发明内容
本发明的目的是至少部分地解决常规技术中的这些问题。
根据实施方式的一个方面， 一种电压转换设备包括转换单元，其 通过根据占空比使多个开关元件的每一个在导通和截止之间进行切换来 将电源电压转换为输出电压，所述占空比表示了开关元件的导通时间与 截止时间的时间比；测量单元，其测量流过负载电路的输出电流，通过 所述转换单元的转换获得的输出电压被施加到该负载电路；计算器，其 计算所述测量单元测得的输出电流的变化速度；以及确定单元，其根据 所述计算器计算出的变化速度来确定所述转换单元中的占空比。
根据实施方式的另一个方面， 一种电压转换方法包括以下步骤通 过根据占空比使多个开关元件的每一个在导通和截止之间进行切换来将 电源电压转换为输出电压，所述占空比表示了开关元件的导通时间与截 止时间的时间比；测量流过负载电路的输出电流，通过所述转换步骤获 得的输出电压被施加到该负载电路；计算所测得的输出电流的变化速度； 以及根据计算出的变化速度来确定所述转换单元中的占空比。
根据实施方式的再一个方面， 一种计算机程序产品具有计算机可读 介质，该计算机可读介质包括用于确定开关转换器的占空比的编程指令， 所述开关转换器通过根据占空比使多个开关元件的每一个在导通和截止 之间进行切换来将电源电压转换为要施加到负载电路的输出电压，所述 占空比表示了开关元件的导通时间与截止时间的时间比。所述指令被计 算机执行时，会使该计算机执行以下操作获得流经负载电路的输出电 流的电流值，对应于所述占空比的输出电压被施加到该负载电路；计算所获得的电流值的变化速度；以及根据计算出的变化速度来重新确定占 空比。
本发明(实施方式)的其他目的和优点将部分地在下面的说明中阐 述，并且部分地将通过该说明而明了，或者可以通过对本发明的实践而 习得。通过在所附权利要求书中特别指出的部件及组合将实现和获得本 发明的目的和优点。
应该理解，前面的一般性描述和下面的详细描述都只是示例性和解 释性的，而不是对所要求保护的本发明的限制。
图1是根据第一实施方式的DC/DC转换器的示意性结构的图，-
图2是根据第一实施方式的数字信号处理器(DSP)的内部构造的
框图3是根据第一实施方式的校正量表的一个例子的图4是根据第一实施方式的电压转换方法的流程图5A描绘了在第一实施方式中当输出电流突然增大时占空比的变
化；
图5B描绘了在第一实施方式中当输出电流温和增大时占空比的变
化；
图6是根据第二实施方式的DSP的内部构造的框图7是根据第二实施方式的电压转换方法的流程图8是根据第三实施方式的DC/DC转换器的示意性结构的图9是根据输出电压来校正占空比的例子的图10是根据第三实施方式的DSP的内部构造的框图11是根据第四实施方式的DC/DC转换器的示意性结构的图12是根据第四实施方式的DSP的内部构造的框图13是根据第四实施方式的电压转换方法的流程图14是DC/DC转换器的构造的例子的图；而
图15是输出电流与输出电压之间关系的例子的图。
具体实施例方式
下面参照附图来详细说明本发明的实施方式。下面，作为开关转换
器的例子，来说明连接到直流电源的DC/DC转换器。然而，本发明可以 类似地应用于连接到交流电源的AC/DC转换器。 第一实施方式
图1是根据本发明第一实施方式的DC/DC转换器的示意性结构图。 在该图中，与图14中绘出的一般DC/DC转换器相同的部分被赋予了相 同的标号。图1中绘出的DC/DC转换器是一种将DC电源11的电源电 压转换成要施加给负载电路16的输出电压的开关转换器。具体来讲，该 DC/DC转换器包括晶体管12、晶体管13、线圈14、电容器15、电流传 感器20、模数转换器(ADC) 30-1、 ADC30-2、数字信号处理器(DSP) 100、存储器40以及驱动器50。
晶体管12和13执行彼此相反的操作， 一个处于导通状态，而另一 个处于截止状态。此外，晶体管12处于导通状态的时间越长，来自DC/DC 转换器的输出电压就越大。晶体管12和13的导通状态与截止状态之间 的切换是用从驱动器50输出的脉冲来控制的。即，在从驱动器50输出 的脉冲处于ON状态的时段内，晶体管12处于导通状态，而在该脉冲处 于OFF状态的时段，晶体管13处于导通状态。当通过晶体管12和13 的切换获得了期望的矩形电压后，线圈14和电容器15对该电压进行修 正和平滑。
这里，DC电源11经由DC/DC转换器将直流电源供应给负载电路 16。此外，负载电路16是一种被施加了 DC/DC转换器的输出电压时执 行多种操作的电路。要施加于负载电路16的输出电压被保持为大于来自 DC/DC转换器的预定工作电压的恒定电压。
电流传感器20测量从DC/DC转换器输出到负载电路16的输出电 流，然后将所测输出电流的电流值通知给ADC 30-1。具体来讲，电流传 感器20包括其电阻值已知的电阻元件，基于该电阻值和施加于该电阻元 件的电压来计算输出电流，然后将输出电流通知给ACD30-1。注意，电流传感器20可以包括霍尔元件来代替电阻元件。当使用电阻元件时，可
以根据磁场来测量输出电流，因此可以防止电流传感器20中的电压降。
ADC 30-1将从电流传感器20报告的输出电流的电流值转换成数字 信号。然后，ADC30-1将转换后的电流值输出给DSP 100。类似地，ADC 30-2将从DC/DC转换器输出到负载电路16的输出电压的电压值转换成 数字信号。然后，ADC 30-2将转换后的电压值输出给DSP 100。
存储器40是存储有供DSP 100使用的各种信息的存储单元。例如， 下面将进一步解释，存储器40中存储了校正量表，在该校正量表中，输 出电流的变化速度和从驱动器50输出的脉冲的占空比的校正量彼此关联 起来。驱动器50根据DSP 100所确定的占空比向晶体管12和13输出一 脉冲，以控制晶体管12和13的导通与截止。具体来讲，驱动器50使晶 体管12在该脉冲为ON状态的时段内处于导通状态，同时驱动器50使 晶体管13在该脉冲为OFF状态的时段内处于导通状态。占空比是从驱动 器50输出的脉冲的ON与OFF之间的时间比。在本实施方式中，占空比 由DSP 100来确定。
DSP 100基于从ADC 30-1输出的电流值和从ADC 30-2输出的电压 值来确定从驱动器50输出的脉冲的占空比。g卩，DSP100执行反馈控制， 使得输出电压始终保持在一恒定值，并且当输出电流的变化比预定标准 更突然时，DSP IOO对通过反馈控制校正过的占空比做进一步校正。
具体来讲，DSP100的内部构造如图2中所绘。g卩，DSP100包括变 化速度计算器110、校正量获得单元120、基准电压比较器130以及占空 比确定单元140。此外，存储器40存储有校正量表41。
变化速度计算器110监测从ADC 30-1输出的电流值，以计算该电流 值的变化速度。当变化速度计算器110计算出的变化速度大于预定阈值 速度时，将来自DC/DC转换器的输出电压视为突然降低或增高。因此， 存在这样的可能性，即，反馈控制可能未跟随输出电压的这种增高或降 低。
校正量获得单元120从校正量表41读取与变化速度计算器110计算 出的变化速度相对应的占空比校正量，然后将读取的校正量输出给占空比确定单元140。即，校正量获得单元120获得针对仅通过对输出电压的 反馈控制不能充分校正的占空比的与输出电流的变化速度相对应的校正
基准电压比较器130将从ADC 30-2输出的电压值与预定基准电压的 电压值进行相互比较，然后将比较结果通知给占空比确定单元140。这里， 基准电压比较器130使用与要供应给负载电路16的输出电压相对应的电 压值作为基准电压。因此，这意味着基准电压比较器130确定是否从 DC/DC转换器适当输出了负载电路16所需的电压。
占空比确定单元140根据从基准电压比较器130报告的电压值比较 结果来校正占空比。即，当输出电压和基准电压彼此相等时，DC/DC转 换器的输出电压具有适当的电压值，因此占空比确定单元140基于电压 值比较结果而不变化占空比。当输出电压降低到小于或等于基准电压时， 需要增高输出电压，因此占空比确定单元140校正占空比，使得晶体管 12处于导通状态的时段延长。相反，当输出电压增高到超过基准电压时， 需要降低输出电压，因此占空比确定单元140校正占空比，使得晶体管 12处于导通状态的时段縮短。
此外，在根据输出电压与基准电压之间的比较结果来校正占空比之 后，占空比确定单元140用校正量获得单元120获得的校正量来校正占 空比。即，占空比确定单元140通过执行反馈控制从而使输出电压等于 基准电压来校正占空比，并且还根据输出电流的变化速度来校正占空比。 因此，即使输出电压与基准电压彼此相等，当认为输出电流的变化速度 太大以致输出电压降低或增高时，占空比确定单元140也校正占空比， 从而防止输出电压的降低或增高。
校正量表41保存有与输出电流的变化速度相对应的占空比校正量。 具体来讲，对于小于等于阈值速度的变化速度，校正量表41保存0作为 占空比校正量。对于大于阈值速度的变化速度，校正量表41根据变化速 度的大小而保存校正量。即，例如，如图3中所绘，作为与高至阈值速 度P的变化速度相对应的校正量，校正量表410保存0，而对于与超过阈 值速度P的各个变化速度相对应的校正量，校正量表41根据相应的变化速度来保存值。因此，当输出电流的变化速度小于等于阈值P时，不对 占空比进行校正。
注意，图3仅绘出了与输出电流的变化速度相对应的校正量的大小。 因此，针对实际的占空比校正，要加上或减去与变化速度相对应的校正 量。具体来讲，当输出电流突然增大时，占空比确定单元140将经过反 馈控制校正了的占空比加上一校正量。这样，占空比得到了校正，使得
晶体管12处于导通状态的时段延长，由此防止了输出电压的降低。另一 方面，当输出电流突然减小时，占空比确定单元140将经过反馈控制校 正了的占空比减去一校正量。这样，占空比得到了校正，使得晶体管12 处于导通状态的时段縮短，由此防止了输出电压的增高。
接着，参照图4中绘出的流程图来说明如上构造的DC/DC转换器中 的电压转换方法。图4的流程图主要绘出了DSP100的处理。
当晶体管12和13根据从驱动器50输出的脉冲而被切换时，来自 DC电源11的电源电压被转换成了与该脉冲的占空比相应的输出电压。 在通过线圈14和电容器15进行修正和平滑之后，该输出电压被施加于 负载电路16。
此时，通过电流传感器20来测量与该输出电压相关联的输出电流， 然后通过ADC 30-1将测得的电流值转换成数字信号。此外，通过ADC 30-2将该输出电压的电压值转换成数字信号。通过DSP IOO来获得被转 换成数字信号的输出电流的电流值和输出电压的电压值(步骤S101 )。即， 输出电流的电流值被输入速度变化计算器110，而输出电压的电压值被输 入基准电压比较器130。
然后，通过变化速度计算器110来计算输出电流的变化速度(步骤 S102)。换言之，通过变化速度计算器110来监测输出电流的电流值，并 且计算变化速度，该变化速度充当了表明输出电流是否突变的指标。这 里我们假设当输出电流的变化速度大于阈值速度P时，反馈控制不能 跟随输出电压的增高或降低。
变化速度计算器110计算出的变化速度被输出给校正量获得单元 120。然后，校正量获得单元120从校正量表41获得与该变化速度相对应的校正量(步骤S103)。即，当输出电流的变化速度小于等于阈值速度
P时，校正量获得单元120获得0作为占空比校正量。此外，当输出电流 的变化速度大于阈值速度P时，校正量获得单元120获得与该变化速度 相应的占空比校正量。然后，校正量获得单元120所获得的占空比校正 量被输出给占空比确定单元140。
另一方面，当输出电压的电压值被输入到基准电压比较器130时， 基准电压比较器130将输出电压与基准电压进行相互比较(步骤S104)。 这里，基准电压的电压值对应于要供应给负载电路16的电压值。因此， 当输出电压和基准电压彼此相等时，就意味着DC/DC转换器的输出电压 是适当的。因此，当输出电压和基准电压彼此相等时(步骤S104为"是")， 基准电压比较器130将表明该情况的比较结果通知给占空比确定单元 140，并且不基于该输出电压对占空比进行校正。
相反，当输出电压和基准电压彼此不相等时(步骤S104为"否")， 基准电压比较器130将包括输出电压与基准电压之间的差的比较结果通 知给占空比确定单元140，并且对占空比进行校正，使得输出电压与基准 电压之间的差等于0(步骤S105)。即，当输出电压小于等于基准电压时， 占空比确定单元140对占空比进行校正，使得晶体管12处于导通状态的 时段延长。当输出电压大于基准电压时，占空比确定单元140对占空比 进行校正，使得晶体管12处于导通状态的时段缩短。
上面说明的处理是对输出电压的反馈控制，当输出电压实际上变得 小于或大于基准电压时，对占空比进行校正使得输出电压等于基准电压。 然而，当流过负载电路16的输出电流突变时，即使在输出电压实际变化 之后通过反馈控制校正了占空比，输出电压也会落后，从而降低或增高 到负载电路16可允许范围以外的某个电压值。为了避免该问题，在本实 施方式中，如上面所说明的，通过校正量获得单元120来获得与输出电 流的变化速度相对应的校正量，然后将获得的校正量输出给占空比确定 单元140。
从校正量获得单元120输出的占空比校正量根据输出电流的变化速 度是否大于阈值速度P而改变，或者是与变化速度相应的值或者是O。因此，根据输出电流的变化速度是否大于阈值速度P，通过占空比确定单元
140来确定占空比的方法有所不同(步骤S106)。即，当变化速度小于等 于阈值速度P时(步骤S106为"否")，从校正量获得单元120输出的校 正量为0，因此基于输出电压和基准电压之间的比较仅通过反馈控制来确 定占空比。
相反，当变化速度大于阈值速度P时(步骤S106为"是")，从校正 量获得单元120输出的校正量具有与变化速度相应的值。因此，通过该 校正量进一步来校正通过反馈控制校正过的占空比(步骤S107)。即，当 输出电流的变化速度大于阈值速度P并且输出电流突变时，除了反馈控 制之外，还基于输出电压和基准电压之间的比较来校正占空比。具体来 讲，当输出电流突然增大时，占空比确定单元140对占空比进行校正， 使得晶体管12处于导通状态的时段延长。当输出电流突然减小时，占空 比确定单元140对占空比进行校正，使得晶体管12处于导通状态的时段 縮短。
结果，即使输出电压和基准电压彼此相等并且占空比确定单元140 未通过反馈控制来校正占空比，当输出电流突变时也对占空比进行校正。 因此，即使当输出电流突变到反馈控制不能跟随输出电压的增高或降低 的程度时，输出电压也可以保持恒定，从而可靠地向负载电路16供应可 允许范围内的电压。此外，为了实现上面说明的处理，要在DC/DC转换 器中新增加电流传感器20、 ADC30-1、 ADC30-2、 DSP 100以及存储器 40。然而，较之将大容量电容器添加到DC/DC转换器中的情况，这种电 路尺寸的增加是较小的。这样，输出电压可以保持恒定，同时抑制了电 路尺寸和成本的增加。
接着，参照图5A和5B来说明输出电流的变化速度大于阈值速度P 和输出电流的变化速度小于等于阈值速度P时占空比的变化，图5A和 5B是根据第一实施方式的占空比的变化的例子的图。图5A绘出了输出 电流突然增大时占空比的变化；图5B绘出了输出电流温和增大时占空比 的变化。
如图5A中所绘，当输出电流在时间T2内突然增大时，输出电流的变化速度大于阈值速度P，因此用从校正量表41获得的校正量来校正占 空比。具体来讲，因为输出电流在时间T,内是恒定的，所以输出电流的
变化速度小于等于阈值速度P，并且输入给占空比确定单元140的校正量 为0。因此，在时间T！内，占空比确定单元140仅根据基准电压比较器 130对输出电压和基准电压之间进行比较的结果来执行反馈控制。
另一方面，在时间T2内，输出电流突然增大并且变化速度变得大于 阈值速度P。因此，用于延长晶体管12处于导通状态的时间的校正量由 校正量获得单元120获得，然后被输入给占空比确定单元140。因此，在 时间T2内，占空比确定单元140通过将该校正量加在通过反馈控制进行 了校正之后的占空比上来执行校正。因此，在将时间T,内的占空比与时 间T2内的占空比进行相互比较时，与晶体管12处于导通状态的时段相对 应的脉宽在时间T2的开始处突然增大。也就是说，在输出电压与输出电 流的增大相关联地实际降低之前，在假设输出电压降低的情况下来校正 占空比。这样，即使当输出电流突然增大时，输出电压也可以保持恒定， 而不会降低。
注意， 一旦调整了占空比，占空比确定单元140就保持调整后的占 空比，直到需要下一次调整为止。因此， 一旦在时间丁2的开始处校正了 占空比，占空比确定单元140就通过反馈控制或者根据输出电流的变化 速度来校正占空比。
然后，因为输出电流在时间T3内再次变为恒定，所以输出电流的变 化速度小于等于阈值速度P,并且输入给占空比确定单元140的校正量为 0。因此，在时间T3内，占空比确定单元140仅根据基准电压比较器130 对输出电压和基准电压之间进行比较的结果来执行反馈控制。此时，如 上面所解释的，占空比确定单元140保持曾经调整过的占空比，因此在 时间T2内校正之后的占空比得以保持，并且占空比在时间T3的开始处不 会突变。由于占空比是保持的，所以时间T3内的输出电流大于时间^ 内的输出电流，而输出电压保持恒定。
另一方面，如图5B中所绘，当输出电流温和增大时，输出电流的变 化速度小于等于阈值速度P，并且从校正量表41获得的校正量为0。艮口，因为输出电流是温和变化的，所以输入给占空比确定单元140的校正量
为0。因此，占空比确定单元140不基于输出电流的变化速度对占空比进 行校正，而仅根据基准电压比较器130对输出电压和基准电压之间进行 比较的结果来执行反馈控制。这样，在图5B中，随着输出电压逐渐增大， 晶体管12处于导通状态的时段逐渐延长。
同样地，当输出电流温和变化时，从校正量获得单元120输出给占 空比确定单元140的校正量为0。因此，占空比确定单元140仅根据来自 基准电压比较器130的比较结果来执行反馈控制。然而，因为输出电流 的变化是温和的并且输出电压没有突变，所以反馈控制可以充分地跟随 这种变化，由此保持输出电压恒定。
如上面所解释的，根据本实施方式，对DC/DC转换器的流到负载电 路的输出电流进行测量。当输出电流的变化速度变得大于阈值速度时， 进一步对通过对输出电压的反馈控制进行了校正的占空比进行校正。这 样，可以事先假定以下条件来确定占空比，即输出电压与输出电流的突 变相关联地增大或减小。换言之，即使不提供诸如大容量电容器的附加 电路，占空比也可以跟随输出电流和输出电压的变化，由此在抑制电路 尺寸和成本增加的同时保持输出电压恒定。
第二实施方式
本发明第二实施方式的特征在于当输出电流的变化速度大于阈值 速度时调节用于反馈控制的反馈环路的环路增益，并且即使输出电压和 基准电压之间的差较小，也比通常情况更多地校正占空比。
根据本实施方式的DC/DC转换器的示意性构造与第一实施方式(图 1)类似，因此这里不作说明。然而，根据本实施方式的DC/DC转换器 被配置为包括DSP 200，来替代根据第一实施方式的DSP 100。
图6是根据本实施方式的DSP 200的内部构造的框图。在该图中， 和图2中相同的部分被赋予相同的标号，并且这里不作说明。图6中绘 出的DSP 200包括环路增益调节单元210和占空比确定单元220，来替代 图2中绘出的DSP 100的校正量获得单元120和占空比确定单元140。
环路增益调节单元210将变化速度计算器110计算出的变化速度与预定阈值速度进行比较，并且当变化速度大于预定阈值速度时，增大占 空比确定单元220中的反馈控制的增益(环路增益)。gp，当输出电流突
变时，环路增益调节单元210增大环路增益，使得反馈控制即使对于输 出电压的细微变化也更加灵敏。此时，环路增益调节单元210可以将环 路增益增大某个预定量或者根据输出电流的变化速度的量。
占空比确定单元220根据从基准电压比较器130报告的电压值的比 较结果来校正占空比。即，当输出电压和基准电压彼此相等时，占空比 确定单元220基于电压值的比较结果不改变占空比。此外，当输出电压 降低到低于基准电压时，需要增大输出电压，因此占空比确定单元220 对占空比进行校正，使得晶体管12处于导通状态的时段延长。相反，当 输出电压增大到高于基准电压时，需要减小输出电压，因此占空比确定 单元220对占空比进行校正，使得晶体管12处于导通状态的时段缩短。
此时，占空比确定单元220用环路增益乘以输出电压与基准电压之 差所获得的量来校正占空比。因此，由于增益较大，所以即使输出电压 与基准电压之间的差是细微的，占空比确定单元220也更多地改变占空 比。换言之，当环路增益被环路增益调节单元210调大时，占空比确定 单元220比通常情况更多地增大反馈控制的灵敏度。
接着，参照图7中绘出的流程图来解释DC/DC转换器中的电压转换 方法。图7中的流程图主要绘出了 DSP 200的处理。在该图中，和图4 中相同的部分被赋予相同的标号，并且这里不作详细说明。
当晶体管12和13根据从驱动器50输出的脉冲而被切换时，来自 DC电源11的电源电压被转换成与该脉冲的占空比相应的输出电压。在 通过线圈14和电容器15进行了修正和平滑之后，输出电压被施加给负 载电路16。
此时，通过电流传感器20来测量与输出电压相关联的输出电流，然 后通过ADC 30-1将测得的电流值转换成数字信号。此外，通过ADC 30-2 将输出电压的电压值转换成数字信号。通过变化速度计算器110和基准 电压比较器130来获得被转换成数字信号的输出电流的电流值和输出电 压的电压值(步骤SIOI)。然后，通过变化速度计算器110来计算输出电流的变化速度(步骤S102)。这里假设当输出电流的变化速度大于阈值 速度P时，反馈控制不能跟随输出电压的增高或降低。
变化速度计算器110计算出的变化速度被输出给环路增益调节单元
210。然后，通过环路增益调节单元210来确定变化速度是否大于阈值速 度P(步骤S201)。如上面所解释的，因为当变化速度大于阈值速度P时， 反馈控制不能跟随该变化，所以这种确定就是确定反馈控制是否不能跟 随输出电压的增高或降低而使输出电压不恒定。
如果确定出变化速度大于阈值速度P (步骤S201为"是")，则环路 增益调节单元210调节占空比确定单元220中的反馈控制的增益，使得 增益增大(步骤S202)。这样，增大了用于对输出电压进行反馈控制的反 馈环路的环路增益，由此，即使输出电压和基准电压之间的差细微也更 多地校正占空比。
另一方面，如果输出电流的变化速度小于等于阈值速度P(步骤S201 为"否")，环路增益调节单元210不调节反馈环路的环路增益。因此，在 此情况下，当输出电压和基准电压之间的差细微时，也略微地校正占空 比。
当输出电压的电压值被输入到基准电压比较器130时，基准电压比 较器130将输出电压与基准电压进行相互比较(步骤S104)。作为比较结 果，如果输出电压和基准电压彼此相等(步骤S104为"是")，则基准电 压比较器130将表明这种情况的比较结果通知给占空比确定单元220，并 且不基于输出电压来校正占空比。
相反，如果输出电压和基准电压彼此不相等(步骤S104为"否")， 则基准电压比较器130将包括输出电压与基准电压之差的比较结果通知 给占空比确定单元220，然后用环路增益乘以该电压值差所获得的量来校 正占空比(步骤S203)。即，如果环路增益未被环路增益调节单元210 调节，则根据输出电压与基准电压之间的差来校正占空比。如果环路增 益已经被环路增益调节单元210调节过，则用输出电压与基准电压之间 比实际差更大的差来校正占空比。
因此，如果环路增益已经被调节过，则即使当输出电压与基准电压之间的差很细微，也以与差较大的情况类似的方式来校正占空比。这样， 反馈控制就变得更灵敏。这里，当输出电流的变化速度大于阈值速度P 时调节环路增益。因此，当输出电流突变时，相对于输出电压的实际增 高或降低，反馈控制对这种变化更加灵敏。因此，当输出电压与输出电 流的突变相关联地增高或降低时，即使输出电压略微变化也更多地校正 占空比。结果，在输出电压与输出电流的突变相关联地增高或降低很大 的假设下校正占空比，由此抑制了反馈控制对于输出电压的增高或降低 的延迟。
如上面所解释的，根据本实施方式，对DC/DC转换器的流至负载电 路的输出电流进行测量。当输出电流的变化速度变得大于阈值速度时， 进一步对输出电压的反馈控制中的环路增益进行校正。这样，当输出电 压突变时，反馈控制变得对输出电压的增高或降低更加灵敏，并且可以 在事先假设输出电压与输出电流的突变相关联地增高或降低的假设下确 定占空比。换言之，即使不提供诸如大容量电容器的附加电路，占空比 也可以跟随输出电流和输出电压的变化，由此在抑制电路尺寸和成本增 加的同时保持输出电压恒定。
第三实施方式
本发明第三实施方式的特征在于通过使用模拟电路来执行反馈控 制，并且根据输出电流的变化速度来校正占空比。
图8是根据本实施方式的DC/DC转换器的示意性构造图。在该图中， 与图1和14中相同的部分被赋予相同的标号，并且这里不作说明。图8 中绘出的DC/DC转换器是一种将DC电源11的电源电压转换成要施加 给负载电路16的输出电压的幵关转换器。具体来讲，图8中绘出的DC/DC 转换器包括运算放大器61、比较器62、 DSP 300以及组合单元350，来 替代图1中绘出的DC/DC转换器的ADC 30-2和DSP 100。
运算放大器61是对DC/DC转换器的要施加给负载电路16的输出电 压与基准电压进行差分放大的差分放大器，将通过差分放大而获得的输 出电压与基准电压之间的差输出给比较器62。比较器62通过将从运算放 大器61输出的差与用于产生脉冲的基准波形进行比较来校正占空比，并将校正后的占空比输出给组合单元350。换言之，运算放大器61和比较 器62基于输出电压与基准电压之间的比较来执行用于校正占空比的反馈 控制。
这里，参照图9来解释运算放大器61和比较器62进行的占空比校 正。图9的上部绘出了输出电压和基准电压彼此相等时的占空比，并且 从运算放大器61输出的输出电压与基准电压之间的差AV为0。在此情况 下，比较器62将差AV与基准波形(例如三角波或锯齿波)进行比较。 占空比是这样的，即基准波形的电平高于差AV的时段对应于脉冲的ON 状态，而基准波形的电平低于差AV的时段对应于脉冲的OFF状态。
根据这种状态，例如，当输出电压变得过大时，从运算放大器61输 出的差AV变得大于O。因此，如图9中左下部所绘，差AV在基准波形的 最大电平方向上移动，并且基准波形的电平高于差AV的时段被縮短。因 此，脉冲处于ON状态的时段被縮短，由此縮短了晶体管12处于导通状 态的时段，从而降低了所述过大的输出电压。
类似地，例如，当输出电压变得过小时，从运算放大器61输出的差 AV变得小于0。因此，如图9中右下部所绘，差AV在基准波形的最小电 平方向上移动，并且基准波形的电平高于差AV的时段被延长。结果，脉 冲处于ON状态的时段被延长，由此延长了晶体管12处于导通状态的时 段，从而增大所述过小的输出电压。
回到图8， DSP 300从存储器40获得与从ADC 30-1输出的电流值 的变化速度相对应的占空比校正量，然后将获得的校正量输出给组合单 元350。即，当输出电流的变化比预定标准更突然时，DSP300获得针对 受运算放大器61和比较器62反馈控制的占空比的校正量。
具体来讲，DSP 300的内部构造如图10中所绘。在该图中，和图2 中相同的部分被赋予相同的标号。如图10中所绘，DSP 300仅包括图2 中所绘的DSP 100中的变化速度计算器110和校正量获得单元120。此外， 和图2—样，存储器40存储有校正量表41。图10中所绘的变化速度计 算器110和校正量获得单元120执行与图2中所绘的变化速度计算器110 和校正量获得单元120类似的处理。即，变化速度计算器110对从ADC30-1输出的电流值进行监测，以计算该电流值的变化速度。校正量获得
单元120从校正量表41读取与输出电流的变化速度相对应的占空比校正 量，然后将读取的校正量输出给组合单元350。
再次回到图8，组合单元350将从比较器62输出的占空比与从DSP 300输出的校正量进行组合，由此确定要报告给驱动器50的最终占空比。 即，组合单元350用与输出电流的变化速度相对应的校正量来进一步校 正通过反馈控制校正了的占空比。
在本实施方式中，利用包括运算放大器61和比较器62的模拟电路， 通过将输出电压与基准电压进行相互比较来执行对输出电压的反馈控 制。同时，DSP300基于输出电流来执行数字信号处理。g卩，利用经DSP 300处理的数字信号，获得了与输出电流的变化速度相对应的占空比校正 量，并且通过组合单元350将从比较器62输出的反馈控制结果与从DSP 300输出的校正量组合到一起。此时，从比较器62输出的反馈控制结果 是模拟结果，而从DSP 300输出的校正量是数字输出。因此，例如，组 合单元350可以包括未示出的用于将从比较器62输出的反馈控制结果转 换成数字信号的ADC。
根据如上构造的DC/DC转换器，运算放大器61和比较器62所进行 的反馈控制可以针对输出电压来执行，还可以基于输出电流的变化速度 来校正占空比。当输出电流的变化速度大于预定阈值速度时，进一步对 通过模拟电路的反馈控制校正过的占空比进行校正。
结果，即使输出电压和基准电压彼此相等并且未通过比较器62来校 正占空比，当输出电流突变时也对占空比进行校正。因此，即使输出电 流突变到反馈控制不能跟随输出电压的增高或降低的程度，输出电压也 可以保持恒定，由此可靠地向负载电路16供应落在可允许范围内的电压。 此外，为了执行上面说明的处理，要在DC/DC转换器中新添加电流传感 器20、 ADC30-1、 DSP300以及存储器40。然而，与将大容量电容器添 加到DC/DC转换器的情况相比，这种电路尺寸的增加是较小的。这样， 输出电压可以保持恒定，同时抑制电路尺寸和成本的增加。
如上面所说明的，根据本实施方式，对DC/DC转换器的流至负载电路的输出电流进行测量。当输出电流的变化速度变得大于阈值速度时， 进一步对通过模拟电路的反馈控制校正过的占空比进行校正。这样，就 可以事先在这样的假设下确定占空比，即，输出电压与输出电流的突变 相关联地增高或降低。换言之，即使不提供诸如大容量电容器的附加电 路，占空比也可以跟随输出电流和输出电压的变化，由此在抑制电路尺 寸和成本的增加的同时保持输出电压恒定。 第四实施方式
本发明第四实施方式的特征在于替代校正占空比本身，当输出电 流突变时对输出电压的校正执行反馈控制。
图11是根据本实施方式的DC/DC转换器的示意性构造的图。在该 图中，和图1、 8以及14相同的部分被赋予相同的标号，并且这里不作
说明。图11中绘出的DC/DC转换器是一种将DC电源11的电源电压转 换成要施加给负载电路16的输出电压的开关转换器。具体来讲，图11 中绘出的DC/DC转换器包括DSP 400和输出电压校正单元450，来替代 图8中绘出的DC/DC转换器的DSP 300和组合单元350。此外，图11 中绘出的DC/DC转换器包括放大器71和反相电路72，来替代图1和8 中绘出的DC/DC转换器的驱动器50。
DSP 400从存储器40获得基于从ADC 30-1输出的电流值的变化速 度而预测的输出电压的增高或降低，然后将获得的结果输出给输出电压 校正单元450。即，当输出电流的变化比预定标准突然时，DSP400获得 与输出电流的变化相关联的将来电压变化量。
具体来讲，DSP 400的内部构造如图12中所绘。在该图中，和图2 中相同的部分被赋予相同的标号，并且这里不作说明。如图12中所绘， DSP400包括变化速度计算器110和电压变化量获得单元410。此外，存 储器40存储有电压变化量表42。
当变化速度计算器IIO计算出的变化速度大于预定阈值速度时，电 压变化量获得单元410从电压变化量表42读取与该变化速度相对应的输 出电压的电压变化量，然后将读取的电压变化量输出给输出电压校正单 元450。具体来讲，当输出电流突变时，电压变化量获得单元410获得一电压变化量，该电压变化量表示了与输出电流的变化相关联的输出电压 的增高或降低的将来预测值。当输出电流的变化速度小于等于预定阈值
速度时，电压变化量获得单元410从电压变化量表42获得0作为电压变
电压变化量表42保留了输出电压的与输出电流的变化速度相对应 的电压变化量。具体来讲，对于小于等于阈值速度的变化速度，电压变 化量表42保留0作为电压变化量。对于大于阈值速度的变化速度，电压 变化量表42保留与变化速度的大小相应的电压变化量。即，电压变化量 表42保留了在将来可能针对突变的输出电流的变化速度而增高或降低之 后输出电压的电压变化量。
回到图11，输出电压校正单元450将从DSP400输出的电压变化量 与从DC/DC转换器输出给负载电路16的输出电压相加，然后将相加结 果输出给运算放大器61。 g卩，输出电压校正单元450将当前输出电压校 正为将来变化之后的预测输出电压，然后将校正过的输出电压输出给对 输出电压执行反馈控制的模拟电路。
作为从比较器62输出的反馈控制结果的结果，放大器71对脉冲进 行放大，然后将放大后的脉冲输出给晶体管12和反相电路72。然后，放 大器71使晶体管12处于导通状态，同时放大后的脉冲处于ON状态。 反相电路72将从放大器71输出的脉冲反相，并使晶体管13执行与晶体 管12相反的操作。即，反相电路72使晶体管13处于导通状态，同时经 放大器71放大的脉冲处于OFF状态。此处的放大器71和反相电路72 执行了与图l和8中的驱动器50类似的操作。
接着，参照图13中绘出的流程图来解释如上构造的DC/DC转换器 中的电压转换方法。图13中的流程图主要绘出了DSP400和输出电压校 正单元450的处理。
当晶体管12和13根据从放大器71或反相电路72输出的脉冲而被 切换时，来自DC电源11的电源电压被转换成与脉冲的占空比相应的输 出电压。在通过线圈14和电容器15进行了修正和平衡之后，输出电压 被施加给负载电路16。
22此时，通过电流传感器20来测量与输出电压相关联的输出电流，然
后通过ADC30-1将测得的电流值转换成数字信号。DSP400获得被转换 成数字信号的输出电流的电流值(步骤S301)。 g卩，输出电流的电流值被 输入到变化速度计算器110，而输出电压被输入到输出电压校正单元450。
然后，变化速度计算器110计算输出电流的变化速度(步骤S302)。 换言之，变化速度计算器110监测输出电流的电流值，并计算充当表示 输出电流是否突变的指标的变化速度。这里我们假设当输出电流的变 化速度大于阈值速度P时，反馈控制不能跟随输出电压的增高或降低。
变化速度计算器110计算出的变化速度被输出给电压变化量获得单 元410。通过电压变化量获得单元410来确定变化速度是否大于阈值速度 P (步骤S303)。如果确定为输出电流的变化速度小于等于阈值速度P (步 骤S303为"否")，则反馈控制可以跟随输出电压的增高或降低。因此， 电压变化量获得单元410从电压变化量表42获得0作为电流变化量，并 指示输出电压校正单元450将输出电压原样输出给运算放大器61 。然后， 输出电压校正单元450将实际输出电压输出到运算放大器61而不进行校 正。
另一方面，如果输出电流的变化速度大于阈值速度P (步骤S303为 "是")，则电压变化量获得单元410从电压变化量表42获得与该变化速 度相对应的电压变化量(步骤S304)。这里获得的电压变化量是与输出电 流的突变相关联的输出电压的增高或降低的预测值。并且，由于电压变 化量对应于输出电流的突变，所以这种增高或降低是普通反馈控制不能 跟随的。
电压变化量获得单元410所获得的电压变化量被输出到输出电压校 正单元450，并被输出电压校正单元450加在输出电压上，由此来校正输 出电压(步骤S305)。因此，校正后的输出电压与实际的输出电压不同， 加上了与输出电流的突变相关联的输出电压的将来增高或降低。然后， 输出电压校正单元450将校正后的输出电压输出到运算放大器61 。
如果根据上面说明的处理确定为输出电流的变化速度小于等于阈值 速度P，则将实际输出电压输入到运算放大器61。如果输出电流的变化速度大于阈值速度P，则将校正后的输出电压输入到运算放大器61。然 后，运算放大器61对输入的输出电压和基准电压进行差分放大(步骤
S306)。通过比较器62将获得的输出电压和基准电压之间的差与基准波 形进行比较，由此来调节占空比(步骤S307)。
与第三实施方式相同，运算放大器61和比较器62通过对输出电压 的增高或降低的反馈控制来调节占空比。然而，在本实施方式中，当输 出电流的变化速度大于阈值速度P时，通过输出电压校正单元450来校 正输出电压。因此，当输出电压与输出电流的突变相关联地增高或降低 时，根据预测的将来输出电压来校正占空比。结果，在输出电压与输出 电流的突变相关联地增高或降低较大的假设下来校正占空比，由此抑制 了针对输出电压的增高或降低的反馈控制的延迟。
如上面所说明的，根据本实施方式，对DC/DC转换器的流到负载电 路的输出电流进行测量。当输出电流的变化速度变得大于阈值速度时， 将输出电压校正为预测的将来输出电压，然后执行反馈控制。因此，当 输出电流突变时，针对输出电压的预测增高或降低来校正占空比。结果， 即使没有附加电路，占空比也可以跟随输出电流的突变，由此在抑制电 路尺寸和成本增加的同时保持了输出电压的恒定。
注意，可以生成占空比确定程序并使计算机执行该占空比确定程序， 在该程序中，以计算机可读格式描述了在以上每个实施方式中说明的由 电流传感器20、 DSP 100到400、组合单元350以及输出电压校正单元 450进行的处理。在这种情况下，还可以将占空比确定程序存储在计算机 可读记录介质中，并使用该记录介质将占空比确定程序引入到计算机中。
此外，可以与第三实施方式相组合地执行第二实施方式。即，在第 三实施方式中，替代通过校正量来校正占空比，例如可以与第二实施方 式中一样，通过调节运算放大器61的增益来调节环路增益。即使在这种 情况下，当输出电流突变时，反馈控制对输出电压的增高或降低也更灵 敏，并且可以预先在输出电压与输出电流的突变相关联地增高或降低的 假设下确定占空比。
此外，在第一和第三实施方式中，校正量获得单元120从存储在存储器40中的校正量表41获得占空比的校正量。另选的是，校正量获得 单元120可以从电压变化量表42获得输出电压的电压变化量，以计算与 获得的电压变化量相对应的占空比校正量。在这种情况下，根据第一和 第三实施方式的存储器存储了电压变化量表42，而不是校正量表41 。
另外，在上面的每个实施方式中，晶体管12和13被用作开关元件。 另选的是，可以将普通开关用作幵关元件，只要它们能够根据脉冲在导 通状态和截止状态之间切换即可。此外，作为晶体管13 (其在晶体管12 处于截止状态时处于导通状态)的替换，可以使用二极管等。简言之， 需要的只是当一个开关元件处于导通状态时，另一个元件处于截止状态， 并且可以通过本发明来确定用于控制这些导通状态和截止状态的占空 比。
根据一个实施方式，可以预先在输出电压与输出电流的突变相关联 地增高或降低的假设下确定占空比。换言之，即使不提供诸如大容量电 容器的附加电路，占空比也可以跟随输出电流和输出电压的变化，由此 在抑制电路尺寸和成本增加的同时保持了输出电压的恒定。
根据这里公开的电压转换设备、电压转换方法以及占空比确定程序， 可以在抑制电路尺寸和成本增加的同时保持输出电压恒定。
这里引用的所有实施例和条件语言都出于指导目的，以帮助读者理 解本发明的原理和发明者贡献的想法来促进现有技术，并且既不应当解 释为限于这些特别引用的实施例和条件，也不应当解释为限于涉及示出 本发明优缺点的本说明中这些实施例的组织。尽管已经详细描述了本发 明的实施方式，但是应该理解，在不偏离本发明的精神和范围的情况下， 可以对其做出各种变化、替代以及更改。
权利要求
1、一种电压转换设备，该电压转换设备包括转换单元，其通过根据占空比使多个开关元件的每一个在导通和截止之间进行切换来将电源电压转换为输出电压，占空比表示了所述开关元件的导通时间与截止时间的时间比；测量单元，其测量流过负载电路的输出电流，通过所述转换单元的转换获得的输出电压被施加到该负载电路；计算器，其计算所述测量单元测得的输出电流的变化速度；以及确定单元，其根据所述计算器计算出的变化速度来确定所述转换单元中的占空比。
2、 根据权利要求l所述的电压转换设备，其中所述确定单元包括反馈单元，该反馈单元对占空比进行校正，使得 通过所述转换单元的转换而获得的输出电压等于预定的基准电压。
3、 根据权利要求2所述的电压转换设备，其中 所述确定单元还包括校正量获得单元，该校正量获得单元获得与所述计算器计算 出的变化速度相对应的占空比校正量，并且用所述校正量获得单元获得的校正量来校正经过所述反馈单元校正 的占空比。
4、 根据权利要求3所述的电压转换设备，其中 当所述变化速度小于等于预定的阈值速度时，所述校正量获得单元获得0作为所述校正量，而当所述变化速度大于该预定的阈值速度时， 所述校正量获得单元获得与所述变化速度相对应的值作为所述校正量。
5、 根据权利要求2所述的电压转换设备，其中所述确定单元还包括确定单元，该确定单元确定所述计算器计算出 的变化速度是否大于预定的阈值速度，并且当所述确定单元确定出所述变化速度大于所述预定的阈值速度时， 所述确定单元增大所述反馈单元的环路增益。
6、 根据权利要求2所述的电压转换设备，其中所述反馈单元包括比较器，其将所述输出电压和预定的基准电压彼此进行比较；以及 校正单元，其基于来自所述比较器的比较结果、根据所述输出电压 与所述预定的基准电压之差来校正占空比。
7、 根据权利要求2所述的电压转换设备，其中 所述确定单元还包括用于获得电压变化量的电压变化量获得单元，该电压变化量对 应于所述计算器计算出的变化速度，并且表示了伴随所述输出电流 的变化所述输出电压的增高或降低的预测值；以及输出电压校正单元，其用所述电压变化量获得单元所获得的电 压变化量来校正通过所述转换单元的转换而获得的输出电压；并且 所述反馈单元校正占空比，使得所述输出电压校正单元校正后的输 出电压等于所述预定的基准电压。
8、 根据权利要求7所述的电压转换设备，其中当所述变化速度小于等于预定的阈值速度时，所述电压变化量获得 单元获得0作为所述电压变化量，而当所述变化速度大于该预定的阈值 速度时，所述电压变化量获得单元获得与所述变化速度相应的值作为所 述电压变化量。
9、 一种电压转换方法，该电压转换方法包括以下步骤 通过根据占空比使多个开关元件的每一个在导通和截止之间进行切换来将电源电压转换为输出电压，占空比表示了所述开关元件的导通时间与截止时间的时间比；测量流过负载电路的输出电流，通过所述转换步骤获得的输出电压被施加到该负载电路；计算所测得的输出电流的变化速度；以及根据计算出的变化速度来确定所述转换单元中的占空比。
全文摘要
本发明涉及电压转换设备和电压转换方法。变化速度计算器监测流经负载电路的输出电流的电流值，以计算该电流值的变化速度。校正量获得单元从校正量表读取与输出电流的变化速度相对应的占空比校正量。基准电压比较器将要施加给负载电路的输出电压的电压值与预定的基准电压彼此进行比较，随后将比较结果通知给占空比确定单元。占空比确定单元根据电压值的比较结果来进行反馈控制，以校正占空比。在校正了占空比之后，占空比确定单元进一步用校正量获得单元所获得的校正量来校正占空比。
文档编号H02M3/156GK101594054SQ20091012885
公开日2009年12月2日 申请日期2009年3月17日 优先权日2008年5月29日
发明者平原实 申请人:富士通株式会社
技术领域：
本发明涉及电压转换设备和电压转换方法。
背景技术：
一般来说，在从诸如直流(DC)电源或交流(AC)电源向负载电 路供应电压时，可以使用开关转换器，从而能够稳定地供应负载电路工 作所需的电压。开关转换器包括用于快速切换的开关元件(如晶体管)， 对这些开关元件的占空比和切换频率进行控制，以将从电源输入的电源 电压转换为期望的输出电压。
图14是一般DC/DC转换器的构造的例子的图，这种DC/DC转换器 将DC电源11的电源电压Vin转换为要应用到负载电路16的输出电压 V。。图中绘出的DC/DC转换器包括晶体管12、晶体管13、线圈14、电 容器15、运算放大器17以及脉宽调制(PWM)电路18。图14中绘出 的DC/DC转换器是这样一种开关转换器，即使流入负载电路16的输出 电流i。由于工作状态而变化时，它也始终输出恒定的输出电压V。。
晶体管12和13执行彼此相反的操作，一个处于导通(continuity) 状态，而另一个处于截止(interruption)状态。此外，晶体管12处于导 通状态的时间越长，来自DC/DC转换器的输出电压V。就越大。利用从 PWM电路18输出的脉冲来控制晶体管12和13的导通状态和截止状态 之间的切换。即，在从PWM电路18输出的脉冲处于ON状态的时段内， 晶体管12处于导通状态，而在该脉冲处于OFF状态的时段内，晶体管 13处于导通状态。
在通过晶体管12和13的切换获得了期望的矩形电压后，该电压通 过线圈14和电容器15得以修正和平滑，然后输出电压V。从DC/DC转 换器输出。输出电压V。还被输入到提供给反馈环的运算放大器17。在运算放大器17中，输出电压V。和基准电压被差分放大，并且将差反馈给
PWM电路18。
PWM电路18根据来自运算放大器17的反馈而调整用于在晶体管 12和13的导通状态和截止状态之间切换的脉宽，由此来控制晶体管12 和13的导通状态和截止状态。具体来讲，当输出电压V。大于基准电压 并且从运算放大器17输出的差为正时，PWM电路18减小占空比以縮短 晶体管12处于导通状态的时段。另一方面，如果输出电压V。小于等于 基准电压并且从运算放大器17输出的差为负，则PWM电路18增大占 空比以延长晶体管12处于导通状态的时段。
利用这种反馈控制，对占空比进行调整，使得输出电压V。和基准电 压始终相互一致。结果，即使流过负载电路16的输出电流i。发生了变化， 输出电压V。也始终保持恒定，由此确保了负载电路16工作所需的电压。 这种常规转换器在日本专利申请特开No.2000-227808中被示例性公开。
然而，在来自开关转换器的输出电压被供应到的负载电路内，当电 流突变时，开关转换器中的反馈控制不能充分跟随这种变化，不利地引 入了输出电压的临时降低或增高。具体来讲，例如，当流过图14中绘出 的负载电路16的输出电流i。突变时，运算放大器17和PWM电路18所 进行的反馈控制落后了。这样，输出电压V。可能临时超过负载电路16 的允许范围。
具体来说，近年来，考虑到陆地环境和其他因素，倾向于尽可能减 小负载电路16空闲时流动的待机电流。为此，在从空闲状态变化为工作 状态时，流过负载电路16的输出电流i。以例如10到几百A/;/s (安培/ 微秒)的速度量级突然增大。结果，图14中绘出的运算放大器17和PWM 电路18出现了响应延迟，由此临时降低了输出电压V。。
艮口，例如如图15中所绘出的，当输出电流i。突变时，输出电压V。 从电压Ve降低为电压V。。此时，当电压V:达不到负载电路16的工作电
压时，负载电路16可能无法正常工作或者可能停止工作。相反，当输出 电流i。突然降低时，输出电压V。临时增大，由此造成过大的电压施加到 负载电路16上，从而导致出现例如负载电路16中的放大器的振荡。正常来讲，对于输出电流i。的变化，图14中绘出的电容器15具有 供应电流的功能，由此当输出电流i。略微变化时，用存储在电容器15中 的电荷来抑制输出电压V。的增高或降低。然而，当输出电流i。的变化量 较大时，必须采取一些措施，例如增大电容器15的容量或布置许多电容 器15。因此，如果考虑输出电流i。的突然且相对较大的变化，则不利的 后果是，开关转换器中的电路大小及其成本将不得不增大。
发明内容
本发明的目的是至少部分地解决常规技术中的这些问题。
根据实施方式的一个方面， 一种电压转换设备包括转换单元，其 通过根据占空比使多个开关元件的每一个在导通和截止之间进行切换来 将电源电压转换为输出电压，所述占空比表示了开关元件的导通时间与 截止时间的时间比；测量单元，其测量流过负载电路的输出电流，通过 所述转换单元的转换获得的输出电压被施加到该负载电路；计算器，其 计算所述测量单元测得的输出电流的变化速度；以及确定单元，其根据 所述计算器计算出的变化速度来确定所述转换单元中的占空比。
根据实施方式的另一个方面， 一种电压转换方法包括以下步骤通 过根据占空比使多个开关元件的每一个在导通和截止之间进行切换来将 电源电压转换为输出电压，所述占空比表示了开关元件的导通时间与截 止时间的时间比；测量流过负载电路的输出电流，通过所述转换步骤获 得的输出电压被施加到该负载电路；计算所测得的输出电流的变化速度； 以及根据计算出的变化速度来确定所述转换单元中的占空比。
根据实施方式的再一个方面， 一种计算机程序产品具有计算机可读 介质，该计算机可读介质包括用于确定开关转换器的占空比的编程指令， 所述开关转换器通过根据占空比使多个开关元件的每一个在导通和截止 之间进行切换来将电源电压转换为要施加到负载电路的输出电压，所述 占空比表示了开关元件的导通时间与截止时间的时间比。所述指令被计 算机执行时，会使该计算机执行以下操作获得流经负载电路的输出电 流的电流值，对应于所述占空比的输出电压被施加到该负载电路；计算所获得的电流值的变化速度；以及根据计算出的变化速度来重新确定占 空比。
本发明(实施方式)的其他目的和优点将部分地在下面的说明中阐 述，并且部分地将通过该说明而明了，或者可以通过对本发明的实践而 习得。通过在所附权利要求书中特别指出的部件及组合将实现和获得本 发明的目的和优点。
应该理解，前面的一般性描述和下面的详细描述都只是示例性和解 释性的，而不是对所要求保护的本发明的限制。
图1是根据第一实施方式的DC/DC转换器的示意性结构的图，-
图2是根据第一实施方式的数字信号处理器(DSP)的内部构造的
框图3是根据第一实施方式的校正量表的一个例子的图4是根据第一实施方式的电压转换方法的流程图5A描绘了在第一实施方式中当输出电流突然增大时占空比的变
化；
图5B描绘了在第一实施方式中当输出电流温和增大时占空比的变
化；
图6是根据第二实施方式的DSP的内部构造的框图7是根据第二实施方式的电压转换方法的流程图8是根据第三实施方式的DC/DC转换器的示意性结构的图9是根据输出电压来校正占空比的例子的图10是根据第三实施方式的DSP的内部构造的框图11是根据第四实施方式的DC/DC转换器的示意性结构的图12是根据第四实施方式的DSP的内部构造的框图13是根据第四实施方式的电压转换方法的流程图14是DC/DC转换器的构造的例子的图；而
图15是输出电流与输出电压之间关系的例子的图。
具体实施例方式
下面参照附图来详细说明本发明的实施方式。下面，作为开关转换
器的例子，来说明连接到直流电源的DC/DC转换器。然而，本发明可以 类似地应用于连接到交流电源的AC/DC转换器。 第一实施方式
图1是根据本发明第一实施方式的DC/DC转换器的示意性结构图。 在该图中，与图14中绘出的一般DC/DC转换器相同的部分被赋予了相 同的标号。图1中绘出的DC/DC转换器是一种将DC电源11的电源电 压转换成要施加给负载电路16的输出电压的开关转换器。具体来讲，该 DC/DC转换器包括晶体管12、晶体管13、线圈14、电容器15、电流传 感器20、模数转换器(ADC) 30-1、 ADC30-2、数字信号处理器(DSP) 100、存储器40以及驱动器50。
晶体管12和13执行彼此相反的操作， 一个处于导通状态，而另一 个处于截止状态。此外，晶体管12处于导通状态的时间越长，来自DC/DC 转换器的输出电压就越大。晶体管12和13的导通状态与截止状态之间 的切换是用从驱动器50输出的脉冲来控制的。即，在从驱动器50输出 的脉冲处于ON状态的时段内，晶体管12处于导通状态，而在该脉冲处 于OFF状态的时段，晶体管13处于导通状态。当通过晶体管12和13 的切换获得了期望的矩形电压后，线圈14和电容器15对该电压进行修 正和平滑。
这里，DC电源11经由DC/DC转换器将直流电源供应给负载电路 16。此外，负载电路16是一种被施加了 DC/DC转换器的输出电压时执 行多种操作的电路。要施加于负载电路16的输出电压被保持为大于来自 DC/DC转换器的预定工作电压的恒定电压。
电流传感器20测量从DC/DC转换器输出到负载电路16的输出电 流，然后将所测输出电流的电流值通知给ADC 30-1。具体来讲，电流传 感器20包括其电阻值已知的电阻元件，基于该电阻值和施加于该电阻元 件的电压来计算输出电流，然后将输出电流通知给ACD30-1。注意，电流传感器20可以包括霍尔元件来代替电阻元件。当使用电阻元件时，可
以根据磁场来测量输出电流，因此可以防止电流传感器20中的电压降。
ADC 30-1将从电流传感器20报告的输出电流的电流值转换成数字 信号。然后，ADC30-1将转换后的电流值输出给DSP 100。类似地，ADC 30-2将从DC/DC转换器输出到负载电路16的输出电压的电压值转换成 数字信号。然后，ADC 30-2将转换后的电压值输出给DSP 100。
存储器40是存储有供DSP 100使用的各种信息的存储单元。例如， 下面将进一步解释，存储器40中存储了校正量表，在该校正量表中，输 出电流的变化速度和从驱动器50输出的脉冲的占空比的校正量彼此关联 起来。驱动器50根据DSP 100所确定的占空比向晶体管12和13输出一 脉冲，以控制晶体管12和13的导通与截止。具体来讲，驱动器50使晶 体管12在该脉冲为ON状态的时段内处于导通状态，同时驱动器50使 晶体管13在该脉冲为OFF状态的时段内处于导通状态。占空比是从驱动 器50输出的脉冲的ON与OFF之间的时间比。在本实施方式中，占空比 由DSP 100来确定。
DSP 100基于从ADC 30-1输出的电流值和从ADC 30-2输出的电压 值来确定从驱动器50输出的脉冲的占空比。g卩，DSP100执行反馈控制， 使得输出电压始终保持在一恒定值，并且当输出电流的变化比预定标准 更突然时，DSP IOO对通过反馈控制校正过的占空比做进一步校正。
具体来讲，DSP100的内部构造如图2中所绘。g卩，DSP100包括变 化速度计算器110、校正量获得单元120、基准电压比较器130以及占空 比确定单元140。此外，存储器40存储有校正量表41。
变化速度计算器110监测从ADC 30-1输出的电流值，以计算该电流 值的变化速度。当变化速度计算器110计算出的变化速度大于预定阈值 速度时，将来自DC/DC转换器的输出电压视为突然降低或增高。因此， 存在这样的可能性，即，反馈控制可能未跟随输出电压的这种增高或降 低。
校正量获得单元120从校正量表41读取与变化速度计算器110计算 出的变化速度相对应的占空比校正量，然后将读取的校正量输出给占空比确定单元140。即，校正量获得单元120获得针对仅通过对输出电压的 反馈控制不能充分校正的占空比的与输出电流的变化速度相对应的校正
基准电压比较器130将从ADC 30-2输出的电压值与预定基准电压的 电压值进行相互比较，然后将比较结果通知给占空比确定单元140。这里， 基准电压比较器130使用与要供应给负载电路16的输出电压相对应的电 压值作为基准电压。因此，这意味着基准电压比较器130确定是否从 DC/DC转换器适当输出了负载电路16所需的电压。
占空比确定单元140根据从基准电压比较器130报告的电压值比较 结果来校正占空比。即，当输出电压和基准电压彼此相等时，DC/DC转 换器的输出电压具有适当的电压值，因此占空比确定单元140基于电压 值比较结果而不变化占空比。当输出电压降低到小于或等于基准电压时， 需要增高输出电压，因此占空比确定单元140校正占空比，使得晶体管 12处于导通状态的时段延长。相反，当输出电压增高到超过基准电压时， 需要降低输出电压，因此占空比确定单元140校正占空比，使得晶体管 12处于导通状态的时段縮短。
此外，在根据输出电压与基准电压之间的比较结果来校正占空比之 后，占空比确定单元140用校正量获得单元120获得的校正量来校正占 空比。即，占空比确定单元140通过执行反馈控制从而使输出电压等于 基准电压来校正占空比，并且还根据输出电流的变化速度来校正占空比。 因此，即使输出电压与基准电压彼此相等，当认为输出电流的变化速度 太大以致输出电压降低或增高时，占空比确定单元140也校正占空比， 从而防止输出电压的降低或增高。
校正量表41保存有与输出电流的变化速度相对应的占空比校正量。 具体来讲，对于小于等于阈值速度的变化速度，校正量表41保存0作为 占空比校正量。对于大于阈值速度的变化速度，校正量表41根据变化速 度的大小而保存校正量。即，例如，如图3中所绘，作为与高至阈值速 度P的变化速度相对应的校正量，校正量表410保存0，而对于与超过阈 值速度P的各个变化速度相对应的校正量，校正量表41根据相应的变化速度来保存值。因此，当输出电流的变化速度小于等于阈值P时，不对 占空比进行校正。
注意，图3仅绘出了与输出电流的变化速度相对应的校正量的大小。 因此，针对实际的占空比校正，要加上或减去与变化速度相对应的校正 量。具体来讲，当输出电流突然增大时，占空比确定单元140将经过反 馈控制校正了的占空比加上一校正量。这样，占空比得到了校正，使得
晶体管12处于导通状态的时段延长，由此防止了输出电压的降低。另一 方面，当输出电流突然减小时，占空比确定单元140将经过反馈控制校 正了的占空比减去一校正量。这样，占空比得到了校正，使得晶体管12 处于导通状态的时段縮短，由此防止了输出电压的增高。
接着，参照图4中绘出的流程图来说明如上构造的DC/DC转换器中 的电压转换方法。图4的流程图主要绘出了DSP100的处理。
当晶体管12和13根据从驱动器50输出的脉冲而被切换时，来自 DC电源11的电源电压被转换成了与该脉冲的占空比相应的输出电压。 在通过线圈14和电容器15进行修正和平滑之后，该输出电压被施加于 负载电路16。
此时，通过电流传感器20来测量与该输出电压相关联的输出电流， 然后通过ADC 30-1将测得的电流值转换成数字信号。此外，通过ADC 30-2将该输出电压的电压值转换成数字信号。通过DSP IOO来获得被转 换成数字信号的输出电流的电流值和输出电压的电压值(步骤S101 )。即， 输出电流的电流值被输入速度变化计算器110，而输出电压的电压值被输 入基准电压比较器130。
然后，通过变化速度计算器110来计算输出电流的变化速度(步骤 S102)。换言之，通过变化速度计算器110来监测输出电流的电流值，并 且计算变化速度，该变化速度充当了表明输出电流是否突变的指标。这 里我们假设当输出电流的变化速度大于阈值速度P时，反馈控制不能 跟随输出电压的增高或降低。
变化速度计算器110计算出的变化速度被输出给校正量获得单元 120。然后，校正量获得单元120从校正量表41获得与该变化速度相对应的校正量(步骤S103)。即，当输出电流的变化速度小于等于阈值速度
P时，校正量获得单元120获得0作为占空比校正量。此外，当输出电流 的变化速度大于阈值速度P时，校正量获得单元120获得与该变化速度 相应的占空比校正量。然后，校正量获得单元120所获得的占空比校正 量被输出给占空比确定单元140。
另一方面，当输出电压的电压值被输入到基准电压比较器130时， 基准电压比较器130将输出电压与基准电压进行相互比较(步骤S104)。 这里，基准电压的电压值对应于要供应给负载电路16的电压值。因此， 当输出电压和基准电压彼此相等时，就意味着DC/DC转换器的输出电压 是适当的。因此，当输出电压和基准电压彼此相等时(步骤S104为"是")， 基准电压比较器130将表明该情况的比较结果通知给占空比确定单元 140，并且不基于该输出电压对占空比进行校正。
相反，当输出电压和基准电压彼此不相等时(步骤S104为"否")， 基准电压比较器130将包括输出电压与基准电压之间的差的比较结果通 知给占空比确定单元140，并且对占空比进行校正，使得输出电压与基准 电压之间的差等于0(步骤S105)。即，当输出电压小于等于基准电压时， 占空比确定单元140对占空比进行校正，使得晶体管12处于导通状态的 时段延长。当输出电压大于基准电压时，占空比确定单元140对占空比 进行校正，使得晶体管12处于导通状态的时段缩短。
上面说明的处理是对输出电压的反馈控制，当输出电压实际上变得 小于或大于基准电压时，对占空比进行校正使得输出电压等于基准电压。 然而，当流过负载电路16的输出电流突变时，即使在输出电压实际变化 之后通过反馈控制校正了占空比，输出电压也会落后，从而降低或增高 到负载电路16可允许范围以外的某个电压值。为了避免该问题，在本实 施方式中，如上面所说明的，通过校正量获得单元120来获得与输出电 流的变化速度相对应的校正量，然后将获得的校正量输出给占空比确定 单元140。
从校正量获得单元120输出的占空比校正量根据输出电流的变化速 度是否大于阈值速度P而改变，或者是与变化速度相应的值或者是O。因此，根据输出电流的变化速度是否大于阈值速度P，通过占空比确定单元
140来确定占空比的方法有所不同(步骤S106)。即，当变化速度小于等 于阈值速度P时(步骤S106为"否")，从校正量获得单元120输出的校 正量为0，因此基于输出电压和基准电压之间的比较仅通过反馈控制来确 定占空比。
相反，当变化速度大于阈值速度P时(步骤S106为"是")，从校正 量获得单元120输出的校正量具有与变化速度相应的值。因此，通过该 校正量进一步来校正通过反馈控制校正过的占空比(步骤S107)。即，当 输出电流的变化速度大于阈值速度P并且输出电流突变时，除了反馈控 制之外，还基于输出电压和基准电压之间的比较来校正占空比。具体来 讲，当输出电流突然增大时，占空比确定单元140对占空比进行校正， 使得晶体管12处于导通状态的时段延长。当输出电流突然减小时，占空 比确定单元140对占空比进行校正，使得晶体管12处于导通状态的时段 縮短。
结果，即使输出电压和基准电压彼此相等并且占空比确定单元140 未通过反馈控制来校正占空比，当输出电流突变时也对占空比进行校正。 因此，即使当输出电流突变到反馈控制不能跟随输出电压的增高或降低 的程度时，输出电压也可以保持恒定，从而可靠地向负载电路16供应可 允许范围内的电压。此外，为了实现上面说明的处理，要在DC/DC转换 器中新增加电流传感器20、 ADC30-1、 ADC30-2、 DSP 100以及存储器 40。然而，较之将大容量电容器添加到DC/DC转换器中的情况，这种电 路尺寸的增加是较小的。这样，输出电压可以保持恒定，同时抑制了电 路尺寸和成本的增加。
接着，参照图5A和5B来说明输出电流的变化速度大于阈值速度P 和输出电流的变化速度小于等于阈值速度P时占空比的变化，图5A和 5B是根据第一实施方式的占空比的变化的例子的图。图5A绘出了输出 电流突然增大时占空比的变化；图5B绘出了输出电流温和增大时占空比 的变化。
如图5A中所绘，当输出电流在时间T2内突然增大时，输出电流的变化速度大于阈值速度P，因此用从校正量表41获得的校正量来校正占 空比。具体来讲，因为输出电流在时间T,内是恒定的，所以输出电流的
变化速度小于等于阈值速度P，并且输入给占空比确定单元140的校正量 为0。因此，在时间T！内，占空比确定单元140仅根据基准电压比较器 130对输出电压和基准电压之间进行比较的结果来执行反馈控制。
另一方面，在时间T2内，输出电流突然增大并且变化速度变得大于 阈值速度P。因此，用于延长晶体管12处于导通状态的时间的校正量由 校正量获得单元120获得，然后被输入给占空比确定单元140。因此，在 时间T2内，占空比确定单元140通过将该校正量加在通过反馈控制进行 了校正之后的占空比上来执行校正。因此，在将时间T,内的占空比与时 间T2内的占空比进行相互比较时，与晶体管12处于导通状态的时段相对 应的脉宽在时间T2的开始处突然增大。也就是说，在输出电压与输出电 流的增大相关联地实际降低之前，在假设输出电压降低的情况下来校正 占空比。这样，即使当输出电流突然增大时，输出电压也可以保持恒定， 而不会降低。
注意， 一旦调整了占空比，占空比确定单元140就保持调整后的占 空比，直到需要下一次调整为止。因此， 一旦在时间丁2的开始处校正了 占空比，占空比确定单元140就通过反馈控制或者根据输出电流的变化 速度来校正占空比。
然后，因为输出电流在时间T3内再次变为恒定，所以输出电流的变 化速度小于等于阈值速度P,并且输入给占空比确定单元140的校正量为 0。因此，在时间T3内，占空比确定单元140仅根据基准电压比较器130 对输出电压和基准电压之间进行比较的结果来执行反馈控制。此时，如 上面所解释的，占空比确定单元140保持曾经调整过的占空比，因此在 时间T2内校正之后的占空比得以保持，并且占空比在时间T3的开始处不 会突变。由于占空比是保持的，所以时间T3内的输出电流大于时间^ 内的输出电流，而输出电压保持恒定。
另一方面，如图5B中所绘，当输出电流温和增大时，输出电流的变 化速度小于等于阈值速度P，并且从校正量表41获得的校正量为0。艮口，因为输出电流是温和变化的，所以输入给占空比确定单元140的校正量
为0。因此，占空比确定单元140不基于输出电流的变化速度对占空比进 行校正，而仅根据基准电压比较器130对输出电压和基准电压之间进行 比较的结果来执行反馈控制。这样，在图5B中，随着输出电压逐渐增大， 晶体管12处于导通状态的时段逐渐延长。
同样地，当输出电流温和变化时，从校正量获得单元120输出给占 空比确定单元140的校正量为0。因此，占空比确定单元140仅根据来自 基准电压比较器130的比较结果来执行反馈控制。然而，因为输出电流 的变化是温和的并且输出电压没有突变，所以反馈控制可以充分地跟随 这种变化，由此保持输出电压恒定。
如上面所解释的，根据本实施方式，对DC/DC转换器的流到负载电 路的输出电流进行测量。当输出电流的变化速度变得大于阈值速度时， 进一步对通过对输出电压的反馈控制进行了校正的占空比进行校正。这 样，可以事先假定以下条件来确定占空比，即输出电压与输出电流的突 变相关联地增大或减小。换言之，即使不提供诸如大容量电容器的附加 电路，占空比也可以跟随输出电流和输出电压的变化，由此在抑制电路 尺寸和成本增加的同时保持输出电压恒定。
第二实施方式
本发明第二实施方式的特征在于当输出电流的变化速度大于阈值 速度时调节用于反馈控制的反馈环路的环路增益，并且即使输出电压和 基准电压之间的差较小，也比通常情况更多地校正占空比。
根据本实施方式的DC/DC转换器的示意性构造与第一实施方式(图 1)类似，因此这里不作说明。然而，根据本实施方式的DC/DC转换器 被配置为包括DSP 200，来替代根据第一实施方式的DSP 100。
图6是根据本实施方式的DSP 200的内部构造的框图。在该图中， 和图2中相同的部分被赋予相同的标号，并且这里不作说明。图6中绘 出的DSP 200包括环路增益调节单元210和占空比确定单元220，来替代 图2中绘出的DSP 100的校正量获得单元120和占空比确定单元140。
环路增益调节单元210将变化速度计算器110计算出的变化速度与预定阈值速度进行比较，并且当变化速度大于预定阈值速度时，增大占 空比确定单元220中的反馈控制的增益(环路增益)。gp，当输出电流突
变时，环路增益调节单元210增大环路增益，使得反馈控制即使对于输 出电压的细微变化也更加灵敏。此时，环路增益调节单元210可以将环 路增益增大某个预定量或者根据输出电流的变化速度的量。
占空比确定单元220根据从基准电压比较器130报告的电压值的比 较结果来校正占空比。即，当输出电压和基准电压彼此相等时，占空比 确定单元220基于电压值的比较结果不改变占空比。此外，当输出电压 降低到低于基准电压时，需要增大输出电压，因此占空比确定单元220 对占空比进行校正，使得晶体管12处于导通状态的时段延长。相反，当 输出电压增大到高于基准电压时，需要减小输出电压，因此占空比确定 单元220对占空比进行校正，使得晶体管12处于导通状态的时段缩短。
此时，占空比确定单元220用环路增益乘以输出电压与基准电压之 差所获得的量来校正占空比。因此，由于增益较大，所以即使输出电压 与基准电压之间的差是细微的，占空比确定单元220也更多地改变占空 比。换言之，当环路增益被环路增益调节单元210调大时，占空比确定 单元220比通常情况更多地增大反馈控制的灵敏度。
接着，参照图7中绘出的流程图来解释DC/DC转换器中的电压转换 方法。图7中的流程图主要绘出了 DSP 200的处理。在该图中，和图4 中相同的部分被赋予相同的标号，并且这里不作详细说明。
当晶体管12和13根据从驱动器50输出的脉冲而被切换时，来自 DC电源11的电源电压被转换成与该脉冲的占空比相应的输出电压。在 通过线圈14和电容器15进行了修正和平滑之后，输出电压被施加给负 载电路16。
此时，通过电流传感器20来测量与输出电压相关联的输出电流，然 后通过ADC 30-1将测得的电流值转换成数字信号。此外，通过ADC 30-2 将输出电压的电压值转换成数字信号。通过变化速度计算器110和基准 电压比较器130来获得被转换成数字信号的输出电流的电流值和输出电 压的电压值(步骤SIOI)。然后，通过变化速度计算器110来计算输出电流的变化速度(步骤S102)。这里假设当输出电流的变化速度大于阈值 速度P时，反馈控制不能跟随输出电压的增高或降低。
变化速度计算器110计算出的变化速度被输出给环路增益调节单元
210。然后，通过环路增益调节单元210来确定变化速度是否大于阈值速 度P(步骤S201)。如上面所解释的，因为当变化速度大于阈值速度P时， 反馈控制不能跟随该变化，所以这种确定就是确定反馈控制是否不能跟 随输出电压的增高或降低而使输出电压不恒定。
如果确定出变化速度大于阈值速度P (步骤S201为"是")，则环路 增益调节单元210调节占空比确定单元220中的反馈控制的增益，使得 增益增大(步骤S202)。这样，增大了用于对输出电压进行反馈控制的反 馈环路的环路增益，由此，即使输出电压和基准电压之间的差细微也更 多地校正占空比。
另一方面，如果输出电流的变化速度小于等于阈值速度P(步骤S201 为"否")，环路增益调节单元210不调节反馈环路的环路增益。因此，在 此情况下，当输出电压和基准电压之间的差细微时，也略微地校正占空 比。
当输出电压的电压值被输入到基准电压比较器130时，基准电压比 较器130将输出电压与基准电压进行相互比较(步骤S104)。作为比较结 果，如果输出电压和基准电压彼此相等(步骤S104为"是")，则基准电 压比较器130将表明这种情况的比较结果通知给占空比确定单元220，并 且不基于输出电压来校正占空比。
相反，如果输出电压和基准电压彼此不相等(步骤S104为"否")， 则基准电压比较器130将包括输出电压与基准电压之差的比较结果通知 给占空比确定单元220，然后用环路增益乘以该电压值差所获得的量来校 正占空比(步骤S203)。即，如果环路增益未被环路增益调节单元210 调节，则根据输出电压与基准电压之间的差来校正占空比。如果环路增 益已经被环路增益调节单元210调节过，则用输出电压与基准电压之间 比实际差更大的差来校正占空比。
因此，如果环路增益已经被调节过，则即使当输出电压与基准电压之间的差很细微，也以与差较大的情况类似的方式来校正占空比。这样， 反馈控制就变得更灵敏。这里，当输出电流的变化速度大于阈值速度P 时调节环路增益。因此，当输出电流突变时，相对于输出电压的实际增 高或降低，反馈控制对这种变化更加灵敏。因此，当输出电压与输出电 流的突变相关联地增高或降低时，即使输出电压略微变化也更多地校正 占空比。结果，在输出电压与输出电流的突变相关联地增高或降低很大 的假设下校正占空比，由此抑制了反馈控制对于输出电压的增高或降低 的延迟。
如上面所解释的，根据本实施方式，对DC/DC转换器的流至负载电 路的输出电流进行测量。当输出电流的变化速度变得大于阈值速度时， 进一步对输出电压的反馈控制中的环路增益进行校正。这样，当输出电 压突变时，反馈控制变得对输出电压的增高或降低更加灵敏，并且可以 在事先假设输出电压与输出电流的突变相关联地增高或降低的假设下确 定占空比。换言之，即使不提供诸如大容量电容器的附加电路，占空比 也可以跟随输出电流和输出电压的变化，由此在抑制电路尺寸和成本增 加的同时保持输出电压恒定。
第三实施方式
本发明第三实施方式的特征在于通过使用模拟电路来执行反馈控 制，并且根据输出电流的变化速度来校正占空比。
图8是根据本实施方式的DC/DC转换器的示意性构造图。在该图中， 与图1和14中相同的部分被赋予相同的标号，并且这里不作说明。图8 中绘出的DC/DC转换器是一种将DC电源11的电源电压转换成要施加 给负载电路16的输出电压的幵关转换器。具体来讲，图8中绘出的DC/DC 转换器包括运算放大器61、比较器62、 DSP 300以及组合单元350，来 替代图1中绘出的DC/DC转换器的ADC 30-2和DSP 100。
运算放大器61是对DC/DC转换器的要施加给负载电路16的输出电 压与基准电压进行差分放大的差分放大器，将通过差分放大而获得的输 出电压与基准电压之间的差输出给比较器62。比较器62通过将从运算放 大器61输出的差与用于产生脉冲的基准波形进行比较来校正占空比，并将校正后的占空比输出给组合单元350。换言之，运算放大器61和比较 器62基于输出电压与基准电压之间的比较来执行用于校正占空比的反馈 控制。
这里，参照图9来解释运算放大器61和比较器62进行的占空比校 正。图9的上部绘出了输出电压和基准电压彼此相等时的占空比，并且 从运算放大器61输出的输出电压与基准电压之间的差AV为0。在此情况 下，比较器62将差AV与基准波形(例如三角波或锯齿波)进行比较。 占空比是这样的，即基准波形的电平高于差AV的时段对应于脉冲的ON 状态，而基准波形的电平低于差AV的时段对应于脉冲的OFF状态。
根据这种状态，例如，当输出电压变得过大时，从运算放大器61输 出的差AV变得大于O。因此，如图9中左下部所绘，差AV在基准波形的 最大电平方向上移动，并且基准波形的电平高于差AV的时段被縮短。因 此，脉冲处于ON状态的时段被縮短，由此縮短了晶体管12处于导通状 态的时段，从而降低了所述过大的输出电压。
类似地，例如，当输出电压变得过小时，从运算放大器61输出的差 AV变得小于0。因此，如图9中右下部所绘，差AV在基准波形的最小电 平方向上移动，并且基准波形的电平高于差AV的时段被延长。结果，脉 冲处于ON状态的时段被延长，由此延长了晶体管12处于导通状态的时 段，从而增大所述过小的输出电压。
回到图8， DSP 300从存储器40获得与从ADC 30-1输出的电流值 的变化速度相对应的占空比校正量，然后将获得的校正量输出给组合单 元350。即，当输出电流的变化比预定标准更突然时，DSP300获得针对 受运算放大器61和比较器62反馈控制的占空比的校正量。
具体来讲，DSP 300的内部构造如图10中所绘。在该图中，和图2 中相同的部分被赋予相同的标号。如图10中所绘，DSP 300仅包括图2 中所绘的DSP 100中的变化速度计算器110和校正量获得单元120。此外， 和图2—样，存储器40存储有校正量表41。图10中所绘的变化速度计 算器110和校正量获得单元120执行与图2中所绘的变化速度计算器110 和校正量获得单元120类似的处理。即，变化速度计算器110对从ADC30-1输出的电流值进行监测，以计算该电流值的变化速度。校正量获得
单元120从校正量表41读取与输出电流的变化速度相对应的占空比校正 量，然后将读取的校正量输出给组合单元350。
再次回到图8，组合单元350将从比较器62输出的占空比与从DSP 300输出的校正量进行组合，由此确定要报告给驱动器50的最终占空比。 即，组合单元350用与输出电流的变化速度相对应的校正量来进一步校 正通过反馈控制校正了的占空比。
在本实施方式中，利用包括运算放大器61和比较器62的模拟电路， 通过将输出电压与基准电压进行相互比较来执行对输出电压的反馈控 制。同时，DSP300基于输出电流来执行数字信号处理。g卩，利用经DSP 300处理的数字信号，获得了与输出电流的变化速度相对应的占空比校正 量，并且通过组合单元350将从比较器62输出的反馈控制结果与从DSP 300输出的校正量组合到一起。此时，从比较器62输出的反馈控制结果 是模拟结果，而从DSP 300输出的校正量是数字输出。因此，例如，组 合单元350可以包括未示出的用于将从比较器62输出的反馈控制结果转 换成数字信号的ADC。
根据如上构造的DC/DC转换器，运算放大器61和比较器62所进行 的反馈控制可以针对输出电压来执行，还可以基于输出电流的变化速度 来校正占空比。当输出电流的变化速度大于预定阈值速度时，进一步对 通过模拟电路的反馈控制校正过的占空比进行校正。
结果，即使输出电压和基准电压彼此相等并且未通过比较器62来校 正占空比，当输出电流突变时也对占空比进行校正。因此，即使输出电 流突变到反馈控制不能跟随输出电压的增高或降低的程度，输出电压也 可以保持恒定，由此可靠地向负载电路16供应落在可允许范围内的电压。 此外，为了执行上面说明的处理，要在DC/DC转换器中新添加电流传感 器20、 ADC30-1、 DSP300以及存储器40。然而，与将大容量电容器添 加到DC/DC转换器的情况相比，这种电路尺寸的增加是较小的。这样， 输出电压可以保持恒定，同时抑制电路尺寸和成本的增加。
如上面所说明的，根据本实施方式，对DC/DC转换器的流至负载电路的输出电流进行测量。当输出电流的变化速度变得大于阈值速度时， 进一步对通过模拟电路的反馈控制校正过的占空比进行校正。这样，就 可以事先在这样的假设下确定占空比，即，输出电压与输出电流的突变 相关联地增高或降低。换言之，即使不提供诸如大容量电容器的附加电 路，占空比也可以跟随输出电流和输出电压的变化，由此在抑制电路尺 寸和成本的增加的同时保持输出电压恒定。 第四实施方式
本发明第四实施方式的特征在于替代校正占空比本身，当输出电 流突变时对输出电压的校正执行反馈控制。
图11是根据本实施方式的DC/DC转换器的示意性构造的图。在该 图中，和图1、 8以及14相同的部分被赋予相同的标号，并且这里不作
说明。图11中绘出的DC/DC转换器是一种将DC电源11的电源电压转 换成要施加给负载电路16的输出电压的开关转换器。具体来讲，图11 中绘出的DC/DC转换器包括DSP 400和输出电压校正单元450，来替代 图8中绘出的DC/DC转换器的DSP 300和组合单元350。此外，图11 中绘出的DC/DC转换器包括放大器71和反相电路72，来替代图1和8 中绘出的DC/DC转换器的驱动器50。
DSP 400从存储器40获得基于从ADC 30-1输出的电流值的变化速 度而预测的输出电压的增高或降低，然后将获得的结果输出给输出电压 校正单元450。即，当输出电流的变化比预定标准突然时，DSP400获得 与输出电流的变化相关联的将来电压变化量。
具体来讲，DSP 400的内部构造如图12中所绘。在该图中，和图2 中相同的部分被赋予相同的标号，并且这里不作说明。如图12中所绘， DSP400包括变化速度计算器110和电压变化量获得单元410。此外，存 储器40存储有电压变化量表42。
当变化速度计算器IIO计算出的变化速度大于预定阈值速度时，电 压变化量获得单元410从电压变化量表42读取与该变化速度相对应的输 出电压的电压变化量，然后将读取的电压变化量输出给输出电压校正单 元450。具体来讲，当输出电流突变时，电压变化量获得单元410获得一电压变化量，该电压变化量表示了与输出电流的变化相关联的输出电压 的增高或降低的将来预测值。当输出电流的变化速度小于等于预定阈值
速度时，电压变化量获得单元410从电压变化量表42获得0作为电压变
电压变化量表42保留了输出电压的与输出电流的变化速度相对应 的电压变化量。具体来讲，对于小于等于阈值速度的变化速度，电压变 化量表42保留0作为电压变化量。对于大于阈值速度的变化速度，电压 变化量表42保留与变化速度的大小相应的电压变化量。即，电压变化量 表42保留了在将来可能针对突变的输出电流的变化速度而增高或降低之 后输出电压的电压变化量。
回到图11，输出电压校正单元450将从DSP400输出的电压变化量 与从DC/DC转换器输出给负载电路16的输出电压相加，然后将相加结 果输出给运算放大器61。 g卩，输出电压校正单元450将当前输出电压校 正为将来变化之后的预测输出电压，然后将校正过的输出电压输出给对 输出电压执行反馈控制的模拟电路。
作为从比较器62输出的反馈控制结果的结果，放大器71对脉冲进 行放大，然后将放大后的脉冲输出给晶体管12和反相电路72。然后，放 大器71使晶体管12处于导通状态，同时放大后的脉冲处于ON状态。 反相电路72将从放大器71输出的脉冲反相，并使晶体管13执行与晶体 管12相反的操作。即，反相电路72使晶体管13处于导通状态，同时经 放大器71放大的脉冲处于OFF状态。此处的放大器71和反相电路72 执行了与图l和8中的驱动器50类似的操作。
接着，参照图13中绘出的流程图来解释如上构造的DC/DC转换器 中的电压转换方法。图13中的流程图主要绘出了DSP400和输出电压校 正单元450的处理。
当晶体管12和13根据从放大器71或反相电路72输出的脉冲而被 切换时，来自DC电源11的电源电压被转换成与脉冲的占空比相应的输 出电压。在通过线圈14和电容器15进行了修正和平衡之后，输出电压 被施加给负载电路16。
22此时，通过电流传感器20来测量与输出电压相关联的输出电流，然
后通过ADC30-1将测得的电流值转换成数字信号。DSP400获得被转换 成数字信号的输出电流的电流值(步骤S301)。 g卩，输出电流的电流值被 输入到变化速度计算器110，而输出电压被输入到输出电压校正单元450。
然后，变化速度计算器110计算输出电流的变化速度(步骤S302)。 换言之，变化速度计算器110监测输出电流的电流值，并计算充当表示 输出电流是否突变的指标的变化速度。这里我们假设当输出电流的变 化速度大于阈值速度P时，反馈控制不能跟随输出电压的增高或降低。
变化速度计算器110计算出的变化速度被输出给电压变化量获得单 元410。通过电压变化量获得单元410来确定变化速度是否大于阈值速度 P (步骤S303)。如果确定为输出电流的变化速度小于等于阈值速度P (步 骤S303为"否")，则反馈控制可以跟随输出电压的增高或降低。因此， 电压变化量获得单元410从电压变化量表42获得0作为电流变化量，并 指示输出电压校正单元450将输出电压原样输出给运算放大器61 。然后， 输出电压校正单元450将实际输出电压输出到运算放大器61而不进行校 正。
另一方面，如果输出电流的变化速度大于阈值速度P (步骤S303为 "是")，则电压变化量获得单元410从电压变化量表42获得与该变化速 度相对应的电压变化量(步骤S304)。这里获得的电压变化量是与输出电 流的突变相关联的输出电压的增高或降低的预测值。并且，由于电压变 化量对应于输出电流的突变，所以这种增高或降低是普通反馈控制不能 跟随的。
电压变化量获得单元410所获得的电压变化量被输出到输出电压校 正单元450，并被输出电压校正单元450加在输出电压上，由此来校正输 出电压(步骤S305)。因此，校正后的输出电压与实际的输出电压不同， 加上了与输出电流的突变相关联的输出电压的将来增高或降低。然后， 输出电压校正单元450将校正后的输出电压输出到运算放大器61 。
如果根据上面说明的处理确定为输出电流的变化速度小于等于阈值 速度P，则将实际输出电压输入到运算放大器61。如果输出电流的变化速度大于阈值速度P，则将校正后的输出电压输入到运算放大器61。然 后，运算放大器61对输入的输出电压和基准电压进行差分放大(步骤
S306)。通过比较器62将获得的输出电压和基准电压之间的差与基准波 形进行比较，由此来调节占空比(步骤S307)。
与第三实施方式相同，运算放大器61和比较器62通过对输出电压 的增高或降低的反馈控制来调节占空比。然而，在本实施方式中，当输 出电流的变化速度大于阈值速度P时，通过输出电压校正单元450来校 正输出电压。因此，当输出电压与输出电流的突变相关联地增高或降低 时，根据预测的将来输出电压来校正占空比。结果，在输出电压与输出 电流的突变相关联地增高或降低较大的假设下来校正占空比，由此抑制 了针对输出电压的增高或降低的反馈控制的延迟。
如上面所说明的，根据本实施方式，对DC/DC转换器的流到负载电 路的输出电流进行测量。当输出电流的变化速度变得大于阈值速度时， 将输出电压校正为预测的将来输出电压，然后执行反馈控制。因此，当 输出电流突变时，针对输出电压的预测增高或降低来校正占空比。结果， 即使没有附加电路，占空比也可以跟随输出电流的突变，由此在抑制电 路尺寸和成本增加的同时保持了输出电压的恒定。
注意，可以生成占空比确定程序并使计算机执行该占空比确定程序， 在该程序中，以计算机可读格式描述了在以上每个实施方式中说明的由 电流传感器20、 DSP 100到400、组合单元350以及输出电压校正单元 450进行的处理。在这种情况下，还可以将占空比确定程序存储在计算机 可读记录介质中，并使用该记录介质将占空比确定程序引入到计算机中。
此外，可以与第三实施方式相组合地执行第二实施方式。即，在第 三实施方式中，替代通过校正量来校正占空比，例如可以与第二实施方 式中一样，通过调节运算放大器61的增益来调节环路增益。即使在这种 情况下，当输出电流突变时，反馈控制对输出电压的增高或降低也更灵 敏，并且可以预先在输出电压与输出电流的突变相关联地增高或降低的 假设下确定占空比。
此外，在第一和第三实施方式中，校正量获得单元120从存储在存储器40中的校正量表41获得占空比的校正量。另选的是，校正量获得 单元120可以从电压变化量表42获得输出电压的电压变化量，以计算与 获得的电压变化量相对应的占空比校正量。在这种情况下，根据第一和 第三实施方式的存储器存储了电压变化量表42，而不是校正量表41 。
另外，在上面的每个实施方式中，晶体管12和13被用作开关元件。 另选的是，可以将普通开关用作幵关元件，只要它们能够根据脉冲在导 通状态和截止状态之间切换即可。此外，作为晶体管13 (其在晶体管12 处于截止状态时处于导通状态)的替换，可以使用二极管等。简言之， 需要的只是当一个开关元件处于导通状态时，另一个元件处于截止状态， 并且可以通过本发明来确定用于控制这些导通状态和截止状态的占空 比。
根据一个实施方式，可以预先在输出电压与输出电流的突变相关联 地增高或降低的假设下确定占空比。换言之，即使不提供诸如大容量电 容器的附加电路，占空比也可以跟随输出电流和输出电压的变化，由此 在抑制电路尺寸和成本增加的同时保持了输出电压的恒定。
根据这里公开的电压转换设备、电压转换方法以及占空比确定程序， 可以在抑制电路尺寸和成本增加的同时保持输出电压恒定。
这里引用的所有实施例和条件语言都出于指导目的，以帮助读者理 解本发明的原理和发明者贡献的想法来促进现有技术，并且既不应当解 释为限于这些特别引用的实施例和条件，也不应当解释为限于涉及示出 本发明优缺点的本说明中这些实施例的组织。尽管已经详细描述了本发 明的实施方式，但是应该理解，在不偏离本发明的精神和范围的情况下， 可以对其做出各种变化、替代以及更改。
权利要求
1、一种电压转换设备，该电压转换设备包括转换单元，其通过根据占空比使多个开关元件的每一个在导通和截止之间进行切换来将电源电压转换为输出电压，占空比表示了所述开关元件的导通时间与截止时间的时间比；测量单元，其测量流过负载电路的输出电流，通过所述转换单元的转换获得的输出电压被施加到该负载电路；计算器，其计算所述测量单元测得的输出电流的变化速度；以及确定单元，其根据所述计算器计算出的变化速度来确定所述转换单元中的占空比。
2、 根据权利要求l所述的电压转换设备，其中所述确定单元包括反馈单元，该反馈单元对占空比进行校正，使得 通过所述转换单元的转换而获得的输出电压等于预定的基准电压。
3、 根据权利要求2所述的电压转换设备，其中 所述确定单元还包括校正量获得单元，该校正量获得单元获得与所述计算器计算 出的变化速度相对应的占空比校正量，并且用所述校正量获得单元获得的校正量来校正经过所述反馈单元校正 的占空比。
4、 根据权利要求3所述的电压转换设备，其中 当所述变化速度小于等于预定的阈值速度时，所述校正量获得单元获得0作为所述校正量，而当所述变化速度大于该预定的阈值速度时， 所述校正量获得单元获得与所述变化速度相对应的值作为所述校正量。
5、 根据权利要求2所述的电压转换设备，其中所述确定单元还包括确定单元，该确定单元确定所述计算器计算出 的变化速度是否大于预定的阈值速度，并且当所述确定单元确定出所述变化速度大于所述预定的阈值速度时， 所述确定单元增大所述反馈单元的环路增益。
6、 根据权利要求2所述的电压转换设备，其中所述反馈单元包括比较器，其将所述输出电压和预定的基准电压彼此进行比较；以及 校正单元，其基于来自所述比较器的比较结果、根据所述输出电压 与所述预定的基准电压之差来校正占空比。
7、 根据权利要求2所述的电压转换设备，其中 所述确定单元还包括用于获得电压变化量的电压变化量获得单元，该电压变化量对 应于所述计算器计算出的变化速度，并且表示了伴随所述输出电流 的变化所述输出电压的增高或降低的预测值；以及输出电压校正单元，其用所述电压变化量获得单元所获得的电 压变化量来校正通过所述转换单元的转换而获得的输出电压；并且 所述反馈单元校正占空比，使得所述输出电压校正单元校正后的输 出电压等于所述预定的基准电压。
8、 根据权利要求7所述的电压转换设备，其中当所述变化速度小于等于预定的阈值速度时，所述电压变化量获得 单元获得0作为所述电压变化量，而当所述变化速度大于该预定的阈值 速度时，所述电压变化量获得单元获得与所述变化速度相应的值作为所 述电压变化量。
9、 一种电压转换方法，该电压转换方法包括以下步骤 通过根据占空比使多个开关元件的每一个在导通和截止之间进行切换来将电源电压转换为输出电压，占空比表示了所述开关元件的导通时间与截止时间的时间比；测量流过负载电路的输出电流，通过所述转换步骤获得的输出电压被施加到该负载电路；计算所测得的输出电流的变化速度；以及根据计算出的变化速度来确定所述转换单元中的占空比。
全文摘要
本发明涉及电压转换设备和电压转换方法。变化速度计算器监测流经负载电路的输出电流的电流值，以计算该电流值的变化速度。校正量获得单元从校正量表读取与输出电流的变化速度相对应的占空比校正量。基准电压比较器将要施加给负载电路的输出电压的电压值与预定的基准电压彼此进行比较，随后将比较结果通知给占空比确定单元。占空比确定单元根据电压值的比较结果来进行反馈控制，以校正占空比。在校正了占空比之后，占空比确定单元进一步用校正量获得单元所获得的校正量来校正占空比。
文档编号H02M3/156GK101594054SQ20091012885
公开日2009年12月2日 申请日期2009年3月17日 优先权日2008年5月29日
发明者平原实 申请人:富士通株式会社
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