一种开关电源中控制恒流输出的装置及方法
专利名称：一种开关电源中控制恒流输出的装置及方法
技术领域：
本发明涉及电路控制技术领域，特别涉及一种开关电源中控制恒流输出的 装置及方法。
背景技术：
参见图1 ，该图为现有技术中 一种典型的PFM反激式原边控制开关电源。 开关电源包括脉冲频率调制(PFM， Pulse Frequency Modulation)控制器
101、功率晶体管102、电流检测电阻103和变压器。该变压器由原边线圏104、
副边线圈105和辅助线圈106组成。
副边线圈105两端的电压^皮反映到辅助线圈106上。辅助线圈106上的电压
通过第一电阻109和第二电阻110分压之后反馈到PFM控制器101上，参见图l
中Vft。
Vfb的波形和副边线圈105中的电流15的波形如图2所示。
Vft的波形与副边线圏105两端的电压波形相似，其幅度正比于辅助绕组 106和副边绕组105的匝比及第二电阻IIO和第一电阻109的分压比。从图2 的波形上看，当副边线圈105导通时，有电流流过副边线圈105,此时Vft为 正电压。当原边线圈104、副边线圈105和辅助线圈106中都没有电流时，Vft 上出现一个幅度衰减的正弦波。该正弦波的直流电平为零，频率恒定。
进一步，从图2可以看出，当副边线圏105中的电流Is减小到零时，Vft 由于衰减正弦波的存在还未减小到零。过了衰减正弦波的四分之一个周期之 后，Vft才减小到零。从电路实现角度看，过零点检测或者过0.1V电压检测电 路易于实现。因此，如果PFM控制器通过检测Vfb电压的过零点或者过0.1V 点来检测副边电流持续时间，那么检测到的副边电流持续时间就与实际的副边 电流持续时间之间存在误差。
参见图3,该图为现有技术中PFM控制器的恒压恒流控制模块框图。
PFM控制器200包括过0.1V检测比较器201, T。ns检测器202，第一电流 源203和第二电流源204,第一控制开关205和第二控制开关206，电容207,V。ut误差校准模块209，第一RS触发器210和第二RS触发器214，恒流控制 比较器213, 2输入或非门215和驱动模块216。
Vfb经过0.1V检测比较器201与O.IV比较。当Vfb大于0.1V时，O.IV检 测比较器201的输出为逻辑低电平；反之为逻辑高电平。
O.IV检测比较器201的输出被标记为信号Demag,该信号输入到T謹检 测器202, T。ns检测器202的输出即信号T。ns。
在现有的技术中T。ns的逻辑高状态近似表示副边线圏105导通。T,的波 形和副边线圈105中的电流波形见图5。图5中的T饥表示T。ns和副边线圏105 中电流实际持续时间之差。因此，现有技术中将T。ns作为副边线圏105中的电 流持续时间就存在误差。
图3中信号T。ns被用来控制第一控制开关205或第二控制开关206对电容 207进行充》欠电。第 一电流源203和第二电流源204的电流值之比是恒定的， 图3中电流值之比为4/3。
当PFM控制器200工作于恒流模式时，T。ns和T。ffs的比值即为4/3。 T。ffs=T-T。ns。若T涯o为副边线圈105中电流的实际持续时间，则TOT=T。ns-T。ns0。 T。ffs0=T。ffs+Terr, T。ffs0=T-T。ns()。所以当PFM控制器200工作于恒流模式时系统 平均输出电流/，可以用公式(1)表示为
1 771 7"1 77 1 / =丄./". 』 =上J.卩 薩___"尸、=丄./.f4/7 — 71 /71、(1)
这里T表示功率晶体管的开关周期。对于给定的PFM模式控制的反激式 原边控制开关电源，Ipks和T^的值是恒定的。在现有的技术中，T饥不等于零。 当原边控制开关电源工作于恒流模式时，系统输出电流随着输出电压V。w的降 低而增大，因为当系统的输出电压V。w降低时T变长，见图4。这种开关电源 的输出电流在85VAC至265VAC输入线电压范围内，在各种负载条件下有 30mA至40mA的偏差。参见图5，图5与图2相同，图5标出了检测的副边
线圈导通时间与实际导通时间之间的误差T^、以及T。ns和T。ffe。图5中的T^ 表示T,和副边线圏105中电流实际持续时间之差。故现有的技术中将T。ns作为副边线圈中的电流持续时间就存在误差。
发明内容
本发明要解决的问题是提供一种开关电源中控制恒流输出的装置及方法， 能够补偿检测的副边电流持续时间与实际的副边电流持续时间之间的误差。
本发明提供一种开关电源中控制恒流输出的装置，包括时间补偿模块，用
于将检测的副边线圈的电流持续时间T。ns补偿为实际的副边线圈的电流持续 时间；
所述时间补偿模块的两个输入端分别连接检测的副边线圈的电流持续时 间T,检测器的输出端和O.IV检测比较器的输出端；所述检测的副边线圈的 电流持续时间#卜偿模块的输出端一路经过非门连接第 一控制开关； 一路直接连 接第二控制开关。
优选地，所述时间补偿模块包括电压比较器和D触发器；
所述D触发器的数据端D连接电源Vdd,脉冲端CK连接检测的副边线圈 的电流持续时间的反相信号[,复位端连接所述0.IV检测比较器的输出端；
所述电压比较器的正输入端依次通过第一开关和第一电流源接电源Vdd; 同时依次通过第二开关和第二电流源接地；同时通过第 一电容接地；
所述电压比较器的负输入端依次通过第三开关和第三电流源接电源Vdd; 同时通过第四开关接地；同时通过第二电容接地；
所述4企测的副边线圈的电流持续时间的反相信号[ 一路经过第 一非门控 制所述第一开关； 一路直接控制所述第二开关；
所述D触发器的输出端控制所述第三开关；
所述电压比较器的输出端和检测的副边线圈的电流持续时间T。ns作为两 输入与门的两个输入端；所述与门的输出端控制所述第四开关。
优选地，所述时间补偿模块包括第五开关、第六开关、第三电容、第二 非门、反相器和第四电流源；
所述检测的副边线圈的电流持续时间T。ns —路经过第二非门控制所述第 五开关， 一路直接控制所述第六开关，所述电源Vdd通过所述第五开关为所述 第三电容充电；所述第三电容依次经过所述第六开关和所述第四电流源放电； 同时第三电容还通过所述反相器输出补偿后的电流持续时间T。ns0。优选地，所述D触发器的输出端输出的信号的高电平持续时间是衰减正
弦波周期的一半；所述第一电流源和第三电流源的电流值相等，所述第一电容 的电容值是所述第二电容的电容值的 一 半。
优选地，所述检测的副边线圈的电流持续时间补偿模块还包括第二反相
器，用于将检测的副边线圈的电流持续时间T,反相，得到检测的副边线圏的
电流持续时间的反相信号。
优选地，所述第五开关是PMOS管，所述第六开关是NMOS管。 优选地，所述反相器为第三非门或施密特触发器。
优选地，所述补偿后的电流持续时间T。nsQ的上升沿比检测的副边线圈的
电流持续时间T。ns延迟四分之一个衰减正弦波周期，下降沿保持不变。
本发明还一种开关电源中控制恒流输出的方法，将检测的副边线圈的电流 持续时间补偿为实际的副边线圈的电流持续时间，用补偿后的副边线圏的电流 持续时间控制第 一控制开关和第二控制开关的开通或关断。
优选地，所述将才企测的副边线圈的电流持续时间补偿为实际的副边线圏的
电流持续时间，具体为将检测的副边线圈的电流持续时间的上升沿延迟四分 之一个衰减正弦波周期，下降沿保持不变。 与现有技术相比，本发明具有以下优点
本发明提供的开关电源中控制恒流输出的装置通过时间补偿模块将检测 的副边电流持续时间T。M补偿为实际的副边电流持续时间。时间补偿模块的两 个输入端分别连接T,检测器的输出端和0.1V检测比较器的输出端；时间补 偿模块的输出端一路经过非门连接第 一控制开关； 一路直接连4妻第二控制开 关。时间补偿模块的输出端输出的补偿后的副边线圈电流的持续时间与实际的 副边线圏电流的持续时间保持一致，从而可以精确控制所述第 一控制开关或第 二控制开关的导通。这样使开关电源的输出电流不随输出电压的变化而变化， 达到恒流输出。
图1是现有技术中一种典型的PFM反激式原边控制开关电源；
图2是Vfb的波形和副边线圈中的电流Is的波形；
图3是现有技术中PFM控制器的恒压恒流控制模块框图；图4是现有技术中原边控制开关电源的系统输出电流-电压特性曲线； 图5是现有技术中检测的副边线圈导通时间T咖和实际导通时间之误差； 图6是基于本发明装置第一实施例结构图； 图7是基于本发明装置第二实施例结构图； 图8是基于本发明第二实施例对应的几个关键点的波形图； 图9是基于本发明装置第三实施例结构图； 图10是基于本发明第三实施例对应的几个关键点的波形图； 图11是基于本发明原边控制开关电源的系统输出电流-电压特性曲线。
具体实施例方式
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图对 本发明的具体实施方式
做详细的说明。
参见图6，该图为基于本发明装置第一实施例结构图。
本发明第 一实施例提供的开关电源中控制恒流输出的装置，包括时间补偿
模块318,用于将检测的副边电流持续时间T。ns补偿为实际的副边电流持续时间。
从图6中可以看出，时间补偿模块318的的两个输入端分别连接T,检测 器302的输出端和O.IV检测比较器301的输出端。
所述时间补偿模块318的输出端T。ns0—路经过非门连接第一控制开关 305; —路直接连接第二控制开关306，用于控制所述第一控制开关305或第 二控制开关306的闭合。
通过所述时间补偿模块318补偿后输出的副边线圈电流持续时间与实际
的副边线圈电流持续时间相等，此时，公式(1 )中的Terr等于零，可以得到/,
的大小与功率晶体管的周期T无关。根据周期T与输出电压V。ut的关系，可
以得到平均电流/,与输出电压V。ut也没有关系。这样，开关电源中输出的恒
流将不随输出电压的变化而变化，从而可以实现开关电源的精确恒流输出。
下面结合附图详细说明时间补偿模块318的具体实施例。 参见图7，该图为基于本发明装置第二实施例结构图。 本实施例中时间补偿模块包括电压比较器412和D触发器401。 所述D触发器401的数据端D连接电源Vdd,脉冲端CK连接检测的副边电流持续时间的反相信号^ ，复位端reset连接所述0. IV检测比较器301的 输出端Demag。
匸由第二反相器将T。ns耳又反。
所述电压比4交器412的正输入端依次通过第一开关410和第一电流源407 接电源Vdd;同时依次通过第二开关411和第二电流源408接地；同时通过第 一电容409接地。
所述电压比较器412的负输入端依次通过第三开关405和第三电流源402 接电源Vdd;同时通过第四开关406接地；同时通过第二电容404接地。
^;一路经过第一非门415控制所述第一开关410; —路直接控制所述第 二开关411。
所述D触发器401的输出端Tring控制所述第三开关405。 所述电压比较器412的输出端和T,作为两输入与门414的两个输入端。 所述两输入与门414的输出端T,o控制所述第四开关406。 T。^还控制第一控制开关305和第二控制开关306。
需要说明的是，所述D触发器401的输出端输出的信号Tring是衰减正弦 波周期的一半。所述第一电流源407和第三电流源402的电流值相等，所述第 一电容409的电容值是所述第二电容404的电容值的一半。
下面具体说明本实施例的工作过程
当Tring为高时，电荷PTring储存在电容404上，当T。ns0为低电平时保持。
D触发器401的输出T—表示衰减正弦波的第一个负脉沖，其宽度等于衰
减正弦波的半个周期。其次，第二电容404在Tring持续时间内由第三电流源
402充电。故持续时间Tring被转换为第二电容404两端的电压。 当T,为低电平时，第一电容409两端的电压被复位为零。 当T。ns从低电平变为高电平时，第一电容409被第一电流源407充电。 当第一电容409两端的电压和第二电容404两端的电压相等时，电压比專交
器412的输出由低电平变为高电平。电压比较器412的输出和信号T^经过两
输入与门414得到调整的T。ns,即T。ns0。
由于第一电流源407和第三电流源402的电流值相等，且第一电容409的 电容值为第二电容404电容值的一半，所以第一电容409需要的充电时间为第二电容404的一半。所以T。nsQ凄t值上等于T。ns延迟了四分之一个衰减正弦波 周期的宽度。
~的值等于副边线圏105中实际电流持续时间的占空比大小。所
J哪o Ti喻o
以PFM控制器300可以实现对不同系统输出电流恒流的精确控制。
需要说明的是，理论上T。滅数值上等于T。ns延迟了四分之一个衰减正弦波 周期的宽度。但是，由于系统的效率随着输出负载电压的降低而略微降低，导
致输出电流在相同的负载电压下略^t变小；而且，各个电气元件有一定的时间
延迟，造成输出信号也延迟，故实际电路实现中延迟时间设计为小于衰减正弦
波震荡周期，例如设置为0.2~0.23个衰减正弦波震荡周期。
参见图8,该图为基于本发明第二实施例对应的几个关键点的波形图。 图8中示出了电压Vft、 Demag、 PFM、 T。ns 、 Tring以及T。ns0的波形。 Demag是Vft与0.1V比專交的结果。 PFM是PFM控制器输出的信号。
T咖是T。ns检测器的输出信号。
Tring是Vft的第 一个负脉冲，即是2倍的TOT。
可以看出，T。nsO的上升沿比T。ns的上升沿延迟了 1/4周期，即T, 需要说明的是，本发明实施例提供的时间补偿模块是在每个周期进行刷
新，这样可以准确地对每个周期的检测的副边线圈的电流持续时间的上升沿进
行延迟。
参见图9，该图为基于本发明装置第三实施例结构图。
本实施例提供的时间补偿模块包括第五开关510、第六开关511、第三 电容507、第二非门512、反相器508和第四电流源506。
T。M—路经过第二非门控制所述第五开关510, —^^直接控制所述第六开 关511。
所述电源Vdd通过所述第五开关510为所述第三电容507充电。 所述第三电容507依次经过所述第六开关511和所述第四电流源506放电。 同时所述第三电容507还通过所述反相器508输出补偿后的电流持续时间Tons0o
需要说明的是，所述反相器508可以为简单的非门，也可以为施密特触发器。
所述第五开关510和第六开关511可以为简单的开关，也可以分别为 PMOS管和NMOS管。
下面详细描述本实施例所述时间补偿模块的工作原理。
当T。ns的上升沿来临时，第六开关511和第四电流源506减緩了第三电容 507的放电过程。
由于第五开关5 10具有4艮低的导通电阻&，，所以当T。ns的下降沿来临时，
第三电容507的充电过程足够快而没有产生延迟。反向器508使T。ns。的上升
沿延迟后与T。ns具有相同的相位。
上升沿延迟时间由第四电流源506中的电流I和第三电容507的电容值 C以及电源电压Vdd/夬疋，C.AF = /.Ar:^> Af =-=-=-。
vft中幅度衰减的正弦波的周期为？;， = 2冗71^:,其中Lp为原边线圈
104的电感量，Cpara是总的寄生电容。调整上升沿延迟电路中第四电流源506
的电流值I和第三电容507的电容值C,使= *r， = 。
参见图10，该图为基于本发明第三实施例对应的几个关键点的波形图。
可以看出，图IO所示的波形图与图8所示的波形图一样。T。赫的上升沿 比T。ns的上升沿延迟了 1/4周期，即T,
参见图11,该图为基于本发明原边控制开关电源的系统输出电流-电压特 性曲线。
^Mv图中可以看出，不同输出电压时对应的输出电流几乎在同一个曲线上， 即输出电流不随输出电压的变化而变化。对比于图4所示的不同输出电压时对
应的输出电流，本发明提供的时间补偿装置可以有效改善输出电流的恒定。
综上所述，本发明实施例提供的时间补偿装置，通过延迟T。M的上升沿， 使开关电源的输出电流不随功率晶体管的周期T变化，进而不随输出电压的变 化而变化，达到精确控制开关电源恒流输出的目的。需要说明的是，本发明装置第二实施例可以应用于开关电源控制电流恒流 输出的一切装置，因为它是一个自适应电路，T,o除了输出控制第一控制开关
和第二控制开关以外，还控制第四开关406,即它还反馈给时间补偿模块本身。 本发明装置第三实施例提供的时间4卜偿模块，可以根据实际的开关电源的具体
参数来计算出第四电流源和第三电容的参数，使T。nsG的上升沿正好延迟1/4
个功率晶体管周期。
基于以上一种开关电源中控制恒流输出的装置，本发明还提供一种开关电 源中控制恒流输出的方法。
本发明提供一种开关电源中控制恒流输出的方法，将检测的副边线圈的电 流持续时间补偿为实际的副边线圈的电流持续时间，用补偿后的副边线圏的电 流持续时间控制第 一控制开关和第二控制开关的开通或关断。
所述将检测的副边线圈的电流持续时间补偿为实际的副边线圈的电流持
续时间，具体为将检测的副边线圈的电流持续时间的上升沿延迟四分之一个 功率晶体管周期，下降沿保持不变。
本发明方法可以采用以上装置实施例提供的具体装置来实现，在此不再赘述。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的 限制。虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明。任何 熟悉本领域的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围情况下，都可利用上述 揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出许多可能的变动和修饰，或修改 为等同变化的等效实施例。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本
于本发明技术方案保护的范围内。
权利要求
1、一种开关电源中控制恒流输出的装置，其特征在于，包括时间补偿模块，用于将检测的副边线圈的电流持续时间Tons补偿为实际的副边线圈的电流持续时间；所述时间补偿模块的两个输入端分别连接检测的副边线圈的电流持续时间Tons检测器的输出端和0.1V检测比较器的输出端；所述检测的副边线圈的电流持续时间补偿模块的输出端一路经过非门连接第一控制开关；一路直接连接第二控制开关。
2、 根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述时间补偿模块包括 电压比较器和D触发器；所述D触发器的数据端D连接电源Vdd，脉冲端CK连接^r测的副边线圈 的电流持续时间的反相信号，复位端连接所述0.IV检测比较器的输出端；所述电压比较器的正输入端依次通过第一开关和第一电流源接电源Vdd; 同时依次通过第二开关和第二电流源接地；同时通过第一电容接地；所述电压比较器的负输入端依次通过第三开关和第三电流源接电源Vdd; 同时通过第四开关接地；同时通过第二电容接地；所述检测的副边线圈的电流持续时间的反相信号[ 一路经过第 一非门控 制所述第一开关； 一路直接控制所述第二开关；所述D触发器的输出端控制所述第三开关；所述电压比较器的输出端和检测的副边线圈的电流持续时间T。ns作为两 输入与门的两个输入端；所述与门的输出端控制所述第四开关。
3、 根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述时间补偿模块包括 第五开关、第六开关、第三电容、第二非门、反相器和第四电流源；所述检测的副边线圏的电流持续时间T。ns —路经过第二非门控制所述第 五开关， 一路直接控制所述第六开关，所述电源Vdd通过所述第五开关为所述 第三电容充电；所述第三电容依次经过所述第六开关和所述第四电流源放电； 同时第三电容还通过所述反相器输出补偿后的电流持续时间T。ns0。
4、 根据权利要求2所述的装置，其特征在于，所述D触发器的输出端输 出的信号的高电平持续时间是衰减正弦波周期的一半；所述第 一电流源和第三 电流源的电流值相等，所述第 一 电容的电容值是所述第二电容的电容值的一半。
5、 根据权利要求2所述的装置，其特征在于，所述检测的副边线圏的电 流持续时间补偿才莫块还包括第二反相器，用于将检测的副边线圏的电流持续时 间T。ns反相，得到检测的副边线圈的电流持续时间的反相信号[。
6、 根据权利要求3所述的装置，其特征在于，所述第五开关是PMOS管， 所述第六开关是NMOS管。
7、 根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述反相器为第三非门或 施密特触发器。
8、 根据权利要求1至7任一项所述的装置，其特征在于，所述补偿后的 电流持续时间T。^的上升沿比检测的副边线圏的电流持续时间T,延迟四分 之一个衰减正弦波周期，下降沿保持不变。
9、 一种开关电源中控制恒流输出的方法，其特征在于，将;f企测的副边线 圈的电流持续时间补偿为实际的副边线圏的电流持续时间，用补偿后的副边线 圈的电流持续时间控制第 一控制开关和第二控制开关的开通或关断。
10、 根据权利要求9所述的方法，其特征在于，所述将检测的副边线圈的 电流持续时间补偿为实际的副边线圈的电流持续时间，具体为将检测的副边 线圈的电流持续时间的上升沿延迟四分之一个衰减正弦波周期，下降沿保持不 变。
全文摘要
本发明提供一种开关电源中控制恒流输出的装置，包括时间补偿模块，用于将检测的副边线圈的电流持续时间T<sub>ons</sub>补偿为实际的副边线圈的电流持续时间；所述时间补偿模块的两个输入端分别连接检测的副边线圈的电流持续时间T<sub>ons</sub>检测器的输出端和0.1V检测比较器的输出端；所述检测的副边线圈的电流持续时间补偿模块的输出端一路经过非门连接第一控制开关；一路直接连接第二控制开关。本发明还提供一种开关电源中控制恒流输出的方法。本发明补偿后的副边线圈的电流与实际的副边线圈的电流一致，使输出电流与功率晶体管的周期无关，进而使开关电源的输出电流不随输出电压的变化而变化，达到恒流输出。
文档编号H02M7/02GK101552563SQ20091012947
公开日2009年10月7日 申请日期2009年3月20日 优先权日2009年3月20日
发明者涛 孙, 宿清华, 朱惠珍, 费瑞霞 申请人:Bcd半导体制造有限公司
技术领域：
本发明涉及电路控制技术领域，特别涉及一种开关电源中控制恒流输出的 装置及方法。
背景技术：
参见图1 ，该图为现有技术中 一种典型的PFM反激式原边控制开关电源。 开关电源包括脉冲频率调制(PFM， Pulse Frequency Modulation)控制器
101、功率晶体管102、电流检测电阻103和变压器。该变压器由原边线圏104、
副边线圈105和辅助线圈106组成。
副边线圈105两端的电压^皮反映到辅助线圈106上。辅助线圈106上的电压
通过第一电阻109和第二电阻110分压之后反馈到PFM控制器101上，参见图l
中Vft。
Vfb的波形和副边线圈105中的电流15的波形如图2所示。
Vft的波形与副边线圏105两端的电压波形相似，其幅度正比于辅助绕组 106和副边绕组105的匝比及第二电阻IIO和第一电阻109的分压比。从图2 的波形上看，当副边线圈105导通时，有电流流过副边线圈105,此时Vft为 正电压。当原边线圈104、副边线圈105和辅助线圈106中都没有电流时，Vft 上出现一个幅度衰减的正弦波。该正弦波的直流电平为零，频率恒定。
进一步，从图2可以看出，当副边线圏105中的电流Is减小到零时，Vft 由于衰减正弦波的存在还未减小到零。过了衰减正弦波的四分之一个周期之 后，Vft才减小到零。从电路实现角度看，过零点检测或者过0.1V电压检测电 路易于实现。因此，如果PFM控制器通过检测Vfb电压的过零点或者过0.1V 点来检测副边电流持续时间，那么检测到的副边电流持续时间就与实际的副边 电流持续时间之间存在误差。
参见图3,该图为现有技术中PFM控制器的恒压恒流控制模块框图。
PFM控制器200包括过0.1V检测比较器201, T。ns检测器202，第一电流 源203和第二电流源204,第一控制开关205和第二控制开关206，电容207,V。ut误差校准模块209，第一RS触发器210和第二RS触发器214，恒流控制 比较器213, 2输入或非门215和驱动模块216。
Vfb经过0.1V检测比较器201与O.IV比较。当Vfb大于0.1V时，O.IV检 测比较器201的输出为逻辑低电平；反之为逻辑高电平。
O.IV检测比较器201的输出被标记为信号Demag,该信号输入到T謹检 测器202, T。ns检测器202的输出即信号T。ns。
在现有的技术中T。ns的逻辑高状态近似表示副边线圏105导通。T,的波 形和副边线圈105中的电流波形见图5。图5中的T饥表示T。ns和副边线圏105 中电流实际持续时间之差。因此，现有技术中将T。ns作为副边线圏105中的电 流持续时间就存在误差。
图3中信号T。ns被用来控制第一控制开关205或第二控制开关206对电容 207进行充》欠电。第 一电流源203和第二电流源204的电流值之比是恒定的， 图3中电流值之比为4/3。
当PFM控制器200工作于恒流模式时，T。ns和T。ffs的比值即为4/3。 T。ffs=T-T。ns。若T涯o为副边线圈105中电流的实际持续时间，则TOT=T。ns-T。ns0。 T。ffs0=T。ffs+Terr, T。ffs0=T-T。ns()。所以当PFM控制器200工作于恒流模式时系统 平均输出电流/，可以用公式(1)表示为
1 771 7"1 77 1 / =丄./". 』 =上J.卩 薩___"尸、=丄./.f4/7 — 71 /71、(1)
这里T表示功率晶体管的开关周期。对于给定的PFM模式控制的反激式 原边控制开关电源，Ipks和T^的值是恒定的。在现有的技术中，T饥不等于零。 当原边控制开关电源工作于恒流模式时，系统输出电流随着输出电压V。w的降 低而增大，因为当系统的输出电压V。w降低时T变长，见图4。这种开关电源 的输出电流在85VAC至265VAC输入线电压范围内，在各种负载条件下有 30mA至40mA的偏差。参见图5，图5与图2相同，图5标出了检测的副边
线圈导通时间与实际导通时间之间的误差T^、以及T。ns和T。ffe。图5中的T^ 表示T,和副边线圏105中电流实际持续时间之差。故现有的技术中将T。ns作为副边线圈中的电流持续时间就存在误差。
发明内容
本发明要解决的问题是提供一种开关电源中控制恒流输出的装置及方法， 能够补偿检测的副边电流持续时间与实际的副边电流持续时间之间的误差。
本发明提供一种开关电源中控制恒流输出的装置，包括时间补偿模块，用
于将检测的副边线圈的电流持续时间T。ns补偿为实际的副边线圈的电流持续 时间；
所述时间补偿模块的两个输入端分别连接检测的副边线圈的电流持续时 间T,检测器的输出端和O.IV检测比较器的输出端；所述检测的副边线圈的 电流持续时间#卜偿模块的输出端一路经过非门连接第 一控制开关； 一路直接连 接第二控制开关。
优选地，所述时间补偿模块包括电压比较器和D触发器；
所述D触发器的数据端D连接电源Vdd,脉冲端CK连接检测的副边线圈 的电流持续时间的反相信号[,复位端连接所述0.IV检测比较器的输出端；
所述电压比较器的正输入端依次通过第一开关和第一电流源接电源Vdd; 同时依次通过第二开关和第二电流源接地；同时通过第 一电容接地；
所述电压比较器的负输入端依次通过第三开关和第三电流源接电源Vdd; 同时通过第四开关接地；同时通过第二电容接地；
所述4企测的副边线圈的电流持续时间的反相信号[ 一路经过第 一非门控 制所述第一开关； 一路直接控制所述第二开关；
所述D触发器的输出端控制所述第三开关；
所述电压比较器的输出端和检测的副边线圈的电流持续时间T。ns作为两 输入与门的两个输入端；所述与门的输出端控制所述第四开关。
优选地，所述时间补偿模块包括第五开关、第六开关、第三电容、第二 非门、反相器和第四电流源；
所述检测的副边线圈的电流持续时间T。ns —路经过第二非门控制所述第 五开关， 一路直接控制所述第六开关，所述电源Vdd通过所述第五开关为所述 第三电容充电；所述第三电容依次经过所述第六开关和所述第四电流源放电； 同时第三电容还通过所述反相器输出补偿后的电流持续时间T。ns0。优选地，所述D触发器的输出端输出的信号的高电平持续时间是衰减正
弦波周期的一半；所述第一电流源和第三电流源的电流值相等，所述第一电容 的电容值是所述第二电容的电容值的 一 半。
优选地，所述检测的副边线圈的电流持续时间补偿模块还包括第二反相
器，用于将检测的副边线圈的电流持续时间T,反相，得到检测的副边线圏的
电流持续时间的反相信号。
优选地，所述第五开关是PMOS管，所述第六开关是NMOS管。 优选地，所述反相器为第三非门或施密特触发器。
优选地，所述补偿后的电流持续时间T。nsQ的上升沿比检测的副边线圈的
电流持续时间T。ns延迟四分之一个衰减正弦波周期，下降沿保持不变。
本发明还一种开关电源中控制恒流输出的方法，将检测的副边线圈的电流 持续时间补偿为实际的副边线圈的电流持续时间，用补偿后的副边线圏的电流 持续时间控制第 一控制开关和第二控制开关的开通或关断。
优选地，所述将才企测的副边线圈的电流持续时间补偿为实际的副边线圏的
电流持续时间，具体为将检测的副边线圈的电流持续时间的上升沿延迟四分 之一个衰减正弦波周期，下降沿保持不变。 与现有技术相比，本发明具有以下优点
本发明提供的开关电源中控制恒流输出的装置通过时间补偿模块将检测 的副边电流持续时间T。M补偿为实际的副边电流持续时间。时间补偿模块的两 个输入端分别连接T,检测器的输出端和0.1V检测比较器的输出端；时间补 偿模块的输出端一路经过非门连接第 一控制开关； 一路直接连4妻第二控制开 关。时间补偿模块的输出端输出的补偿后的副边线圈电流的持续时间与实际的 副边线圏电流的持续时间保持一致，从而可以精确控制所述第 一控制开关或第 二控制开关的导通。这样使开关电源的输出电流不随输出电压的变化而变化， 达到恒流输出。
图1是现有技术中一种典型的PFM反激式原边控制开关电源；
图2是Vfb的波形和副边线圈中的电流Is的波形；
图3是现有技术中PFM控制器的恒压恒流控制模块框图；图4是现有技术中原边控制开关电源的系统输出电流-电压特性曲线； 图5是现有技术中检测的副边线圈导通时间T咖和实际导通时间之误差； 图6是基于本发明装置第一实施例结构图； 图7是基于本发明装置第二实施例结构图； 图8是基于本发明第二实施例对应的几个关键点的波形图； 图9是基于本发明装置第三实施例结构图； 图10是基于本发明第三实施例对应的几个关键点的波形图； 图11是基于本发明原边控制开关电源的系统输出电流-电压特性曲线。
具体实施例方式
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图对 本发明的具体实施方式
做详细的说明。
参见图6，该图为基于本发明装置第一实施例结构图。
本发明第 一实施例提供的开关电源中控制恒流输出的装置，包括时间补偿
模块318,用于将检测的副边电流持续时间T。ns补偿为实际的副边电流持续时间。
从图6中可以看出，时间补偿模块318的的两个输入端分别连接T,检测 器302的输出端和O.IV检测比较器301的输出端。
所述时间补偿模块318的输出端T。ns0—路经过非门连接第一控制开关 305; —路直接连接第二控制开关306，用于控制所述第一控制开关305或第 二控制开关306的闭合。
通过所述时间补偿模块318补偿后输出的副边线圈电流持续时间与实际
的副边线圈电流持续时间相等，此时，公式(1 )中的Terr等于零，可以得到/,
的大小与功率晶体管的周期T无关。根据周期T与输出电压V。ut的关系，可
以得到平均电流/,与输出电压V。ut也没有关系。这样，开关电源中输出的恒
流将不随输出电压的变化而变化，从而可以实现开关电源的精确恒流输出。
下面结合附图详细说明时间补偿模块318的具体实施例。 参见图7，该图为基于本发明装置第二实施例结构图。 本实施例中时间补偿模块包括电压比较器412和D触发器401。 所述D触发器401的数据端D连接电源Vdd,脉冲端CK连接检测的副边电流持续时间的反相信号^ ，复位端reset连接所述0. IV检测比较器301的 输出端Demag。
匸由第二反相器将T。ns耳又反。
所述电压比4交器412的正输入端依次通过第一开关410和第一电流源407 接电源Vdd;同时依次通过第二开关411和第二电流源408接地；同时通过第 一电容409接地。
所述电压比较器412的负输入端依次通过第三开关405和第三电流源402 接电源Vdd;同时通过第四开关406接地；同时通过第二电容404接地。
^;一路经过第一非门415控制所述第一开关410; —路直接控制所述第 二开关411。
所述D触发器401的输出端Tring控制所述第三开关405。 所述电压比较器412的输出端和T,作为两输入与门414的两个输入端。 所述两输入与门414的输出端T,o控制所述第四开关406。 T。^还控制第一控制开关305和第二控制开关306。
需要说明的是，所述D触发器401的输出端输出的信号Tring是衰减正弦 波周期的一半。所述第一电流源407和第三电流源402的电流值相等，所述第 一电容409的电容值是所述第二电容404的电容值的一半。
下面具体说明本实施例的工作过程
当Tring为高时，电荷PTring储存在电容404上，当T。ns0为低电平时保持。
D触发器401的输出T—表示衰减正弦波的第一个负脉沖，其宽度等于衰
减正弦波的半个周期。其次，第二电容404在Tring持续时间内由第三电流源
402充电。故持续时间Tring被转换为第二电容404两端的电压。 当T,为低电平时，第一电容409两端的电压被复位为零。 当T。ns从低电平变为高电平时，第一电容409被第一电流源407充电。 当第一电容409两端的电压和第二电容404两端的电压相等时，电压比專交
器412的输出由低电平变为高电平。电压比较器412的输出和信号T^经过两
输入与门414得到调整的T。ns,即T。ns0。
由于第一电流源407和第三电流源402的电流值相等，且第一电容409的 电容值为第二电容404电容值的一半，所以第一电容409需要的充电时间为第二电容404的一半。所以T。nsQ凄t值上等于T。ns延迟了四分之一个衰减正弦波 周期的宽度。
~的值等于副边线圏105中实际电流持续时间的占空比大小。所
J哪o Ti喻o
以PFM控制器300可以实现对不同系统输出电流恒流的精确控制。
需要说明的是，理论上T。滅数值上等于T。ns延迟了四分之一个衰减正弦波 周期的宽度。但是，由于系统的效率随着输出负载电压的降低而略微降低，导
致输出电流在相同的负载电压下略^t变小；而且，各个电气元件有一定的时间
延迟，造成输出信号也延迟，故实际电路实现中延迟时间设计为小于衰减正弦
波震荡周期，例如设置为0.2~0.23个衰减正弦波震荡周期。
参见图8,该图为基于本发明第二实施例对应的几个关键点的波形图。 图8中示出了电压Vft、 Demag、 PFM、 T。ns 、 Tring以及T。ns0的波形。 Demag是Vft与0.1V比專交的结果。 PFM是PFM控制器输出的信号。
T咖是T。ns检测器的输出信号。
Tring是Vft的第 一个负脉冲，即是2倍的TOT。
可以看出，T。nsO的上升沿比T。ns的上升沿延迟了 1/4周期，即T, 需要说明的是，本发明实施例提供的时间补偿模块是在每个周期进行刷
新，这样可以准确地对每个周期的检测的副边线圈的电流持续时间的上升沿进
行延迟。
参见图9，该图为基于本发明装置第三实施例结构图。
本实施例提供的时间补偿模块包括第五开关510、第六开关511、第三 电容507、第二非门512、反相器508和第四电流源506。
T。M—路经过第二非门控制所述第五开关510, —^^直接控制所述第六开 关511。
所述电源Vdd通过所述第五开关510为所述第三电容507充电。 所述第三电容507依次经过所述第六开关511和所述第四电流源506放电。 同时所述第三电容507还通过所述反相器508输出补偿后的电流持续时间Tons0o
需要说明的是，所述反相器508可以为简单的非门，也可以为施密特触发器。
所述第五开关510和第六开关511可以为简单的开关，也可以分别为 PMOS管和NMOS管。
下面详细描述本实施例所述时间补偿模块的工作原理。
当T。ns的上升沿来临时，第六开关511和第四电流源506减緩了第三电容 507的放电过程。
由于第五开关5 10具有4艮低的导通电阻&，，所以当T。ns的下降沿来临时，
第三电容507的充电过程足够快而没有产生延迟。反向器508使T。ns。的上升
沿延迟后与T。ns具有相同的相位。
上升沿延迟时间由第四电流源506中的电流I和第三电容507的电容值 C以及电源电压Vdd/夬疋，C.AF = /.Ar:^> Af =-=-=-。
vft中幅度衰减的正弦波的周期为？;， = 2冗71^:,其中Lp为原边线圈
104的电感量，Cpara是总的寄生电容。调整上升沿延迟电路中第四电流源506
的电流值I和第三电容507的电容值C,使= *r， = 。
参见图10，该图为基于本发明第三实施例对应的几个关键点的波形图。
可以看出，图IO所示的波形图与图8所示的波形图一样。T。赫的上升沿 比T。ns的上升沿延迟了 1/4周期，即T,
参见图11,该图为基于本发明原边控制开关电源的系统输出电流-电压特 性曲线。
^Mv图中可以看出，不同输出电压时对应的输出电流几乎在同一个曲线上， 即输出电流不随输出电压的变化而变化。对比于图4所示的不同输出电压时对
应的输出电流，本发明提供的时间补偿装置可以有效改善输出电流的恒定。
综上所述，本发明实施例提供的时间补偿装置，通过延迟T。M的上升沿， 使开关电源的输出电流不随功率晶体管的周期T变化，进而不随输出电压的变 化而变化，达到精确控制开关电源恒流输出的目的。需要说明的是，本发明装置第二实施例可以应用于开关电源控制电流恒流 输出的一切装置，因为它是一个自适应电路，T,o除了输出控制第一控制开关
和第二控制开关以外，还控制第四开关406,即它还反馈给时间补偿模块本身。 本发明装置第三实施例提供的时间4卜偿模块，可以根据实际的开关电源的具体
参数来计算出第四电流源和第三电容的参数，使T。nsG的上升沿正好延迟1/4
个功率晶体管周期。
基于以上一种开关电源中控制恒流输出的装置，本发明还提供一种开关电 源中控制恒流输出的方法。
本发明提供一种开关电源中控制恒流输出的方法，将检测的副边线圈的电 流持续时间补偿为实际的副边线圈的电流持续时间，用补偿后的副边线圏的电 流持续时间控制第 一控制开关和第二控制开关的开通或关断。
所述将检测的副边线圈的电流持续时间补偿为实际的副边线圈的电流持
续时间，具体为将检测的副边线圈的电流持续时间的上升沿延迟四分之一个 功率晶体管周期，下降沿保持不变。
本发明方法可以采用以上装置实施例提供的具体装置来实现，在此不再赘述。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的 限制。虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明。任何 熟悉本领域的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围情况下，都可利用上述 揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出许多可能的变动和修饰，或修改 为等同变化的等效实施例。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本
于本发明技术方案保护的范围内。
权利要求
1、一种开关电源中控制恒流输出的装置，其特征在于，包括时间补偿模块，用于将检测的副边线圈的电流持续时间Tons补偿为实际的副边线圈的电流持续时间；所述时间补偿模块的两个输入端分别连接检测的副边线圈的电流持续时间Tons检测器的输出端和0.1V检测比较器的输出端；所述检测的副边线圈的电流持续时间补偿模块的输出端一路经过非门连接第一控制开关；一路直接连接第二控制开关。
2、 根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述时间补偿模块包括 电压比较器和D触发器；所述D触发器的数据端D连接电源Vdd，脉冲端CK连接^r测的副边线圈 的电流持续时间的反相信号，复位端连接所述0.IV检测比较器的输出端；所述电压比较器的正输入端依次通过第一开关和第一电流源接电源Vdd; 同时依次通过第二开关和第二电流源接地；同时通过第一电容接地；所述电压比较器的负输入端依次通过第三开关和第三电流源接电源Vdd; 同时通过第四开关接地；同时通过第二电容接地；所述检测的副边线圈的电流持续时间的反相信号[ 一路经过第 一非门控 制所述第一开关； 一路直接控制所述第二开关；所述D触发器的输出端控制所述第三开关；所述电压比较器的输出端和检测的副边线圈的电流持续时间T。ns作为两 输入与门的两个输入端；所述与门的输出端控制所述第四开关。
3、 根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述时间补偿模块包括 第五开关、第六开关、第三电容、第二非门、反相器和第四电流源；所述检测的副边线圏的电流持续时间T。ns —路经过第二非门控制所述第 五开关， 一路直接控制所述第六开关，所述电源Vdd通过所述第五开关为所述 第三电容充电；所述第三电容依次经过所述第六开关和所述第四电流源放电； 同时第三电容还通过所述反相器输出补偿后的电流持续时间T。ns0。
4、 根据权利要求2所述的装置，其特征在于，所述D触发器的输出端输 出的信号的高电平持续时间是衰减正弦波周期的一半；所述第 一电流源和第三 电流源的电流值相等，所述第 一 电容的电容值是所述第二电容的电容值的一半。
5、 根据权利要求2所述的装置，其特征在于，所述检测的副边线圏的电 流持续时间补偿才莫块还包括第二反相器，用于将检测的副边线圏的电流持续时 间T。ns反相，得到检测的副边线圈的电流持续时间的反相信号[。
6、 根据权利要求3所述的装置，其特征在于，所述第五开关是PMOS管， 所述第六开关是NMOS管。
7、 根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述反相器为第三非门或 施密特触发器。
8、 根据权利要求1至7任一项所述的装置，其特征在于，所述补偿后的 电流持续时间T。^的上升沿比检测的副边线圏的电流持续时间T,延迟四分 之一个衰减正弦波周期，下降沿保持不变。
9、 一种开关电源中控制恒流输出的方法，其特征在于，将;f企测的副边线 圈的电流持续时间补偿为实际的副边线圏的电流持续时间，用补偿后的副边线 圈的电流持续时间控制第 一控制开关和第二控制开关的开通或关断。
10、 根据权利要求9所述的方法，其特征在于，所述将检测的副边线圈的 电流持续时间补偿为实际的副边线圈的电流持续时间，具体为将检测的副边 线圈的电流持续时间的上升沿延迟四分之一个衰减正弦波周期，下降沿保持不 变。
全文摘要
本发明提供一种开关电源中控制恒流输出的装置，包括时间补偿模块，用于将检测的副边线圈的电流持续时间T<sub>ons</sub>补偿为实际的副边线圈的电流持续时间；所述时间补偿模块的两个输入端分别连接检测的副边线圈的电流持续时间T<sub>ons</sub>检测器的输出端和0.1V检测比较器的输出端；所述检测的副边线圈的电流持续时间补偿模块的输出端一路经过非门连接第一控制开关；一路直接连接第二控制开关。本发明还提供一种开关电源中控制恒流输出的方法。本发明补偿后的副边线圈的电流与实际的副边线圈的电流一致，使输出电流与功率晶体管的周期无关，进而使开关电源的输出电流不随输出电压的变化而变化，达到恒流输出。
文档编号H02M7/02GK101552563SQ20091012947
公开日2009年10月7日 申请日期2009年3月20日 优先权日2009年3月20日
发明者涛 孙, 宿清华, 朱惠珍, 费瑞霞 申请人:Bcd半导体制造有限公司
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