功率转换器的数字控制的制作方法
专利名称：功率转换器的数字控制的制作方法
技术领域：
本发明通常涉及一种功率转换器的系统及方法，尤其涉及一种用于控 制DC/DC转换器输出电压的系统和方法。
背景技术：
通常，目前的装置中包括具有多个功率需求的系统，但是这些装置消 耗少量甚至单个电源，例如电池。这在片上系统(SOC)装置中尤其是个 现实，soc装置包括多个具有不同功率需求的部分，但是仅包括很少的与
不同电源的连接。这对于消耗单个电池的便携式装置也是个现实问题(例 如移动电话)。这些装置和soc利用功率转换器来获取单个电源，并将该 电源转换为各个部分所需的电压。
图1显示了一种典型的功率转换器101及其相关的控制电路103。功 率转换器101通常包括串联连接在功率源109与接地111之间的功率P型 场效应管(P-FET) 105和功率N型场效应管(N-FET) 107。电容器117 与功率负载115并联运行，并且电感器113连接在电容器117/功率负载115 与P-FET 105和N-FET 107的连接点之间。
在功率转换器ioi的运行过程中，电感器113通过P-FET 105和N-FET 107连接到功率电源109上，引起电感器113与电容器117组合的电能存 储。控制电路103控制P-FET 105和N-FET 107的"开，，、"关，，状态， 从而提供期望的输出电压Vout到功率负载115。
普通控制电路103由连续电压、离散时间模拟电路组成，其中该模拟电路包括第一运算放大器119，也称作为误差放大器、第二运算放大器121、 斜坡发生器123以及预驱动器125组成。在第一运算放大器119的负输入 端连接到参考电压VRef的同时，其正输入端连接到功率转换器101的电感 器113与电容器117/功率负载115之间。在斜坡发生器123的输出端连接 到第二运算放大器121的正输入端的同时，第一运算放大器119的输出端 连接到第二运算放大器121的负输入端。第二运算放大器121的输出信号 被发送到预驱动器125，预驱动器125将该信号緩沖到P-FET 105和N-FET 107上，从而有效地控制功率转换器101处于"开"或"关"状态。
模拟控制电路103的缺点是难于实现精确的斜坡发生器123，并且由 于控制环路的频率响应仅能够通过改变模拟元件的频率响应来修正，因此 难于使用模拟系统控制控制电路103和功率转换器101的环路响应及动态 性能。此外，为了执行例如脉沖频率调制的一些操作模式，需要多个误差 放大器，这增加了环路响应设计和控制的复杂性。
因此，需要一种控制电路，其不需要斜坡发生器，并能够实现对控制 电路的环路响应更容易的控制以及降低复杂性。
发明内容
通过提供了用于功率转换器的控制电路的本发明优选实施例，可以解 决或避开上述及其它问题，并获得技术优点。
根据本发明的优选实施例， 一种控制功率转换器的方法包括提供具 有输出电压的功率转换器；比较所述输出电压与参考电压并产生模拟误差 信号；将所述模拟误差信号转换为数字误差信号并且比较所述数字误差信 号与一个阈值；如果所述数字误差信号小于所述阈值，则产生脉冲并发送
到功率转换器以控制所述输出电压。
根据本发明的另一个优选实施例， 一种电压控制方法包括提供待控 电压并且通过比较所述待控电压与参考电压产生模拟输出信号；将所述模 拟输出信号转换为数字输出信号并且比较所述数字输出信号与第一阈值； 如果所述数字输出信号小于所述第一阈值，则产生控制信号，如果所述数 字输出信号大于所述第一阈值，则不产生控制信号；将所述控制信号转换为具有基本上相同持续时间的 一 系列脉沖，其中所述脉冲的频率控制所述 專餘入电压。
根据本发明的再 一 个优选实施例， 一 种控制功率转换器的方法包括 提供具有待控电压的功率转换器并且比较所述待控电压与参考电压；将模 拟输出信号转换为数字输出信号并且比较所述数字输出信号与至少一个阚 值；如果所述数字输出信号小于所述至少一个阈值，则产生控制信号；以
及根据所述控制信号产生具有基本相同的持续时间的一 系列脉冲以控制所 述功率转换器。
本发明优选实施例的优点是能够更容易控制该系统的环路动态，并且 已有的技术相比使用更少的阈值来更加简单地控制系统。
为了更完整地了解本发明及其优点，下面结合附图对实施例进行描述， 其中
图1示出了现有技术中功率转换器的电路及关联的模拟控制电路的示 意路；
图3示出了根据本发明实施例的脉冲宽度调制搡作中的电压和电流示 意图4示出了根据本发明实施例的自动模式操作中的电压和电流示意
图； 意图6示出了根据本发明实施例的功率转换器及关联的部分数字滤波控 制电路；
字控制电路；
图8示出了根据本发明实施例的功率转换器及关联的数字滤波控制电路；
图9示出了根据本发明实施例的功率转换器及关联的具有多个数字滤
波器的控制电路；以及
感电路的控制电路。
除非额外指明，在不同附图中相应的附图标记和符号表示相应的部件。
具体实施例方式
下面将详细描述本发明的优选实施例。然而，应该知道，本发明提供了许多可以在多种特定环境中应用的发明构思。在此讨论的特定实施例仅表示应用和实施本发明的特定方法，而不在于限制本发明。
下面将根据在特定环境中的特定实施例描述本发明，即用于DC-DC功率转换器的控制电路。然而，本发明也可以应用到其它的控制电路中。
现在参考图2，图2示出了功率转换器201及关联的控制电路203。功率转换器201优选地为DC-DC Buck (降压)型功率转换器将输出电压Vout提供至负载215,而另一种类型转换器，例如boost (升压)型转换器或Buck-boost (升降压型)转换器也可以使用。功率转换器201优选地包括与功率N-FET207串联连接的功率P-FET 205，所述P-FET 205与N-FET 207的栅由控制电路203所控制。所述P - FET 205优选地连接到输入电压元209，所述N-FET207优选地连接到地211。 P - FET 205和N-FET 207之间的共用连接优选地通过电感器213连接到负载215,而且优选地电容器217优选地与负载215并联连接以提供平滑的输出电压V0ut。
虽然功率转换器201精确的参数依赖于所需的负载和设计，然而在一个优选实施例中功率转换器201的电感器213具有大约1 iaH到大约10pH之间的电感，最优电感为大约2.2pH。此外，电容器217优选地具有大约1 liF到大约20juF之间的电容，最优电容为大约10juF，负载215优选地需要大约1 mA到大约1000mA之间的电流，最优电流为大约600mA。
应该知道优选的Buck型功率转换器201仅仅是可以应用本发明的功率
7转换器201的一个可能的配置的例子。功率转换器201的其它配置和设计，例如升压转换器和升降压转换器也可以应用于本发明，并且这些配置和设计也应该包括在本发明的保护范围之中。
控制电路203 (其设计将在下面进行详细描述)控制P-FET 205和N-FET 207以调节耦合到负载215的输出电压Vo+控制电路203轮流开启和关闭P-FET 205和N-FET207从而对电感器213进行充电和放电，电感器213将通过负载215提供电流。通过控制电感器213的充电和放电时机和持续时间，可以控制输出电压V0ut。
控制电路203优选地以三种方式之一控制P - FET 205和N - FET 207。在脉宽调制模式(PWM模式)中控制电路203交替地连接电感器213与输入电压电源209或地211。图3示出了用于为电感器213充电的电压脉沖和电流。如图所示，电压脉冲的宽度可以根据瞬时电压输出Vout而变化(如图中虚线所示)，并且电流在所需数值附近振荡，有时甚至在低电流下向反向流动(例如，电流流入功率转换器201而非从功率转换器201流出)。PWM模式也可以用于高电流，例如电流大于功率转换器201的最大电流的三分之一 (这取决于功率转换器201的设计)。
图4示出了第二优选操作模式-自动模式。自动操作模式类似于PWM模式，其区别在于除了在输入电压电源209和地211之间交替连接外，P-FET205和N-FET207在部分时间周期中可以被切换到"关"状态。这能够有效防止电流向反向流动，而这在PWM模式中是可能发生的。这样，在高电流下自动才莫式与PWM才莫式类似，而在^f氐电流下(例如，电流小于功率转换器201的最大电流的三分之一)，自动模式支持可变脉沖并且防止电流向反向流动。
图5示出了第三优选操作模式-脉冲频率调制(PFM)模式。在PFM模式中当输出电压Vout下降到低阈值以下时将产生小电压脉冲，而每个小电压脉沖都将为电感器213少量充电，使其电压输出Vout在脉冲之间衰减。每个产生的电压脉冲具有相同的时间和波形，并且电流由电压脉冲数来决定，而不是像在P WM模式中的那样由脉沖持续时间来决定。
由于这些，PFM模式历史上通过使用迟滞(hysterectic )型控制来控制，它通过两个模拟比较器来建立输出电压Vout的上下阈值。对于这种控制模式，当输出电压Vout下降到低阈值以下时将产生脉沖，并且脉冲将在每个周期持续产生直到输出电压Vout超过高阈值。这将导致"脉沖队列"，从而引起输出电压Vout更多的波动。PFM模式优选地在低电流操作中使用，例如"休眠"或"待机"模式。
参考图2，本发明使用了一种优选的实施例来实现这些操作模式，该
实施例包括用于比较输出电压Vout与参考电压Vm的差分放大器219和用
于将模拟信号转换成数字信号的模拟-数字转换器(ADC) 221。数字脉沖发生器223和预驱动器225用于发送脉沖以及控制P-FET205和N-FET207。本优选实施例能够实现功率转换器201的数字控制方法，而不是用传统的模拟方法并能够克服其固有的缺陷。
虽然产生误差信号的其它配置也可以使用，但差分放大器219优选地包括误差放大器。差分放大器219将非反向(+ )输入和反向(-)输入的
电压差放大。根据设计需求选择的参考电压VRef连接到反向(-)输入并且
来自功率转换器201的电压输出Vout连接到非反向(+ )输入。在本配置中，
差分放大器219比较Vout和VRef,并且放大该差值以输出误差信号Verr。Vout的一定比例的数值也可以用于与VRef相比较。这样，输出电压将是VRef的倍数。应该知道，由于误差信号V^通常非常小(特别是当控制环路锁
定时)，误差放大器的差分输入范围将非常有限，通常小于几十mV。
来自差分放大器219的模拟输出误差信号Ver,连接到ADC221的输入端。通过仅转换在Vout和VM之间的误差信号V^而不是整个Vout信号，
可以扩大控制电路203的有效范围，这是由于无论实际的Vout是多少，误
差信号v^都将保持相对小的状态。这就能够获得更大范围的控制，而不
必担心控制电路203过载，并且使得设计控制电路203的模拟组件更为容易。
ADC221将来自差分放大器219的模拟输出误差信号V^转换成N比特数字信号D。ut。模拟输出误差信号V^首先被采样为离散时间信号，而后所述离散时间信号被量化为数量有限的量化级来产生D。ut。对于N比特数字信号D。ut，误差信号V^被量化为2N级，每级都由量化步进的大小分割。ADC221优选地为Sigma-Delta ADC，虽然其它类型的ADC，例如FlashADC、流水线型(Pipeline) ADC、逐次逼近型ADC、积分型ADC或者Delta编码ADC，都可以被使用。ADC221优选地具有低分辨率和高增益，这样能够产生准确的2比特到8比特之间的输出，更优地为5比特的输出。ADC221优选地为过采样地(这将参考图7在下文描述)，但是可选地可为尼奎斯特ADC,其采样频率等于P - FET205和N - FET207的时钟/开关频率。
ADC221的数字信号D。ut连接到数字脉冲发生器223的输入。优选地，数字脉冲发生器223采用一个计数器(未示出)来对ADC221转换的数值进行计数。然而，其它类型的数字脉沖发生器223，例如数字one-shot或者各种数字控制计时器，也可以使用。对于计数型数字脉沖发生器223,计数频率优选地为P-FET205和N-FET207的开关频率的倍数，这样占空比将与ADC221的输出成比例。
数字脉冲发生器223的输出信号Pout被发送到预驱动器225。预驱动器225优选地被设计为放大来自数字脉冲发生器223的输出信号P0ut并且控制P-FET205和N-FET207以便产生对电感器213的脉冲。此外，预驱动器225优选地还净皮设计用于控制P - FET205和N - FET207以避免/人输入电压电源209到地211的贯通电流。因此，任意数目的预驱动器225都可以被使用来控制P-FET205和N-FET207,并且这些预驱动器225的任一个都可以用于本发明。
图6示出了第二优选实施例，其中可编程第一数字滤波器601连接到图2的ADC221和数字脉沖发生器223之间。第一数字滤波器601优选地为可编程的以便补充和更好地控制模拟频率响应以及转换功能，从而精确地控制系统的环路响应。换句话说，第一数字滤波器601的频率响应可以匹配控制电路203其余的模拟组件以便实现所需的环路响应，由此消除在模拟环路控制中的问题。
此外，第一数字滤波器601也可以被编程以用于除频率响应控制以外的附加功能。例如积分、差分、提供额外的DC增益以及这些功能的组合等，这些功能都可以由第一数字滤波器601编程实现。此外，当功率转换
10器201和控制电路203工作时，也可以适应性地或者在线对第一数字滤波器601再编程，而不必为每次再编程而完全关闭系统。
可编程对于第一数字滤波器601是非常好的。通过使用可编程第一数字滤波器601能够实现和控制模拟组件的频率响应，比为每个组件设计和设立一个模拟环路响应相比，系统的设计更加灵活。此外，如果需要，可以通过对第一数字滤波器601再编程来在生产后进行调节，而不必完全重新设计和重新生产整个功率转换器201和控制电路203。
图7示出了本发明的另一优选实施例，其中差分放大器219并入过采样ADC701和抽取滤波器703中。通过使用过采样ADC701，由于能够更好地进行瞬时捕获，系统可以更好地均衡输出电压V0ut。此外，在过采样ADC701中也可以实现更高的时钟频率，以便与处理技术的改进更加兼容。
在优选实施例中，过采样ADC 701通过合并差分放大器219和Sigma-Delta调制器/ADC 701并与抽取滤波器703串联来实现。Sigma-DeltaADC 701优选地以比尼奎斯特频率更高的频率进行采样，来对输出信号Vout进行过采样，从而生成数字输出D。ut，由此将量化噪声集中在较高频率。Sigma-Delta ADC 701优选地具有是尼查斯特频率倍lt的过采样频率，并且优选地具有大约2至256倍的过采样频率，更优选地过采样频率为大约32倍。
来自Sigma-Delta ADC 701的数字输出信号D喊连接到抽取滤波器703的输入。抽取滤波器703优选地执行两个独立的功能。第一，抽取滤波器703中优选地被设计为对来自Sigma-Delta ADC 701的数字输出信号D滅进行再采样并且以尼奎斯特频率提供多比特数据字。此外，抽取滤波器703中还被设计为低通滤波器以消除集中在较高频率的量化噪声，由此提高Sigma-Delta ADC 701的分辨率。实现用于1比特Sigma-Delta转换器的抽取滤波器的简单方法是设置一个电路来在一个低频时钟周期(尼查斯特频率)中对从转换器出来的逻辑数进行计数。
图8示出了本发明的另一实施例，其在PFM操作模式下十分有用。在该实施例中，输出电压Vout优选地连接到过采样Sigma-Delta ADC 701和抽取滤波器703的输入。过采样Sigma-Delta ADC 701和抽取滤波器703优选地与图7所述的Sigma-Delta ADC 701和4由^F又滤波器703相似。然而，
本领域的技术人员应该知道，任何从输出电压Vout和参考电压VRef之间提
供数字信号D。ut的差分电路和模拟数字转换器的组合，例如尼查斯特ADC (它不需要抽取滤波器703 )都可以被使用，并且本发明不仅限于使用 Sigma-Delta ADC 701和抽取滤波器703。
来自Sigma-Delta ADC 701的数字信号D叫t优选地通过抽取滤波器703 传送到PFM数字滤波器801。如下所述，PFM数字滤波器801优选地为数 字比较器，用于比较来自Sigma-Delta ADC 701的数字信号D。ut和一个、两 个或者更多的阈值，以便控制功率转换器201。然而PFM数字滤波器801 不仅限于比较器，它也可以实现上面参考图6所述的第一数字滤波器601 类似的其他功能，例如控制整个控制系统203的环路响应。
PFM数字滤波器801优选地具有与数字信号D。ut相比较的至少一个阈 值。如果仅有一个阈值与数字信号D。ut相比较，那么当数字信号D加低于 该阈值时，信号优选地被送至数字脉沖发生器223 (产生脉冲)，但是当 数字信号D。ut高于该阈值时，信号不被送到数字脉沖发生器223。通常阔值 在输出电压V0ut的大约0.1 %至2%的范围之间，最优的阈值为输出电压V0ut 的大约0.5%。
在一个可替代的实施例中，PFM数字滤波器801优选地具有两个独立 的阈值高阈值和低阈值。在该实施例中，来自Sigma-Delta ADC 701的数 字信号D。ut与低阈值相比。如果数字信号D。ut低于该低阈值，则PFM数字 滤波器801发送信号并触发数字脉冲发生器223产生脉沖。在该实施例中， 与上面所述的单阈值的实施例的区别在于，PFM数字滤波器801持续发送 信号到数字脉沖发生器223直到数字信号D。ut上升到大于高阈值时，在该 时刻，PFM数字滤波器801才停止发送信号到数字脉沖发生器223。
可选地，模式切换阔值也可以与上面所述的单阈值或双阈值一起使用， 来将控制电路从PFM模式切换到其他操作模式。该模式切换阈值优选地在 数字信号D。ut过高或过低且PFM模式不是优选操作模式时，在高电流状态 下使用。当数字信号D。ut达到模式切换阈值时，整个控制电路203需要从 PFM模式切换到其他模式，例如PWM模式，以便更好地操作功率转换器
12201。模式切换阈值优选地在参考电压VM的大约0.5%至大约5%范围之间，
最优的紧急阈值为参考电压的大约1%。
由于这些阈值在PFM数字滤波器801中实现，这些阈值可以变化。这 也使得阈值的变化可以在工作时，在整个控制电路203进行操作的时侯， 这将是非常有利的因为它不需要完全重新设计电路。
这样，整个控制电路203和功率转换器201可以是Sigma-Delta控制环 路。当这样进行配置时，PFM数字滤波器801 (例如比较器)可以被视为 是一个简单的ADC，数字脉冲发生器223可以被视为是一个简单的数字模 拟转换器(DAC)，功率转换器201则充当初级积分器。本实施例与传统 的Sigma-Delta方法的主要区别在于，对初级数字-模拟信号求积分(通过 功率转换器201),并且计算与参考电压之间的差值，而不是对输出电压
Vout和参考电压VRef之间的误差进行积分。
到达数字脉沖发生器223的信号最好是1比特信号，以触发数字脉沖 发生器223产生脉沖。然而，本发明不限于在PFM数字滤波器801和数字 脉冲发生器223之间的1比特信号。任何适当的信号，例如多比特信号甚 至多重信号都可以被用于触发数字脉冲发生器223。
可选的，在被称为抖动的过程中随机噪声也可能被注入到环路中。在 诸如本实施例的一阶系统中，当某种ADC和DAC模式不断重复时将可能 产生音调，如果这些音调与功率转换器201的固有频率一致时将会产生问 题。抖动可以有助于解决这些问题并且减少和降低这些音调对控制电路203 的影响。
图9示出了另一实施例，其在PFM操作模式下十分有用，它类似于图 8所示的实施例，但是还包括在Sigma-Delta ADC 701和PFM数字滤波器 801之间的控制滤波器901。控制滤波器901类似于图6所述的第一数字滤 波器601。例如，控制滤波器901可被编程以控制整个控制电路203和功 率转换器201的模拟组件的环路响应。
可选地，在本实施例中控制滤波器901也可以被编程为第二积分器(第 一积分器已由功率转换器201形成)。将控制滤波器901用作第二积分器 能够增加额外的功能以避免在高阶系统中的稳定性问题。图IO示出了又一实施例，它包括连接在功率N-FET207的漏极和数 字脉沖发生器223之间的电感器电流传感器电路1001 。在数字脉沖发生器 223采用计数器的实施例中，计数器优选地用于在由数字脉冲发生器223 确定的一特定时间段期间开启(on) P-FET205 (如图2所述)。当这段 时间经过后，P - FET205被关闭并且N - FET207被开启。电感器电流传感 器电路1001被配置用于在电感器电流达到0时使N-FET207是小，由此 完成一个PFM脉沖。
本发明的这些优选实施例为功率转换器控制电路的设计和操作提供了 非常大的灵活性和适应性。在PFM模式中，通过在ADC之后设置数字比 较器，可以使用单阈值来控制功率转换器。此外，可以在工作时以及在电 路进行操作的时改变这个阈值，由此节约重新设计电路的成本。
尽管已经具体描述了本发明及其优点，应该知道，在不脱离由附随的 权利要求书限定的本发明的原理和精神的情况下可以对本发明进行多种变 化、修改、替换和变型。例如，本领域的普通技术人员应该知道可以变化 功率转换器的类型(例如，降压型功率转换器变为升压型功率转换器)或 者功率转换器的某个组件(例如将功率P-FET变为n沟道侧耗尽型NMOS 作为高侧驱动)而不脱离本发明的保护范围。此外，其他组件，例如衰减 器在设计需要时也可以添加到控制电路中，而这些都不脱离本发明的保护 范围。
此外，本发明的保护范围不限于说明书所描述的具体实施例的过程、 机器、制造、组份、装置、方法和步骤。通过本说明书的描述，本领域的 技术人员应该知道现在已经存在的和未来将被开发的过程、机器、制造、 组份、装置、方法或步骤，只要执行与在此描述的相应的实施例基本相同 或相似的功能，达到基本相同或相似的效果都可以应用于本发明。因此， 附随的权利要求书不限于所述的过程、机器、制造、组份、装置、方法或 步骤的范围。
权利要求
1.一种控制功率转换器的方法，所述方法包括提供待控的功率转换器，所述功率转换器包括输出电压；比较待控输出电压与参考电压并产生模拟误差信号；将所述模拟误差信号转换为数字误差信号；比较所述数字误差信号与第一阈值；如果所述数字误差信号小于所述第一阈值，则产生脉冲；以及发送所述脉冲到功率转换器以控制所述输出电压。
2. 根据权利要求1所述的方法，其中比较所述数字误差信号与所述第 一阈值，如果所述数字误差信号大于所述第一阈值，则不产生脉沖。
3. 根据权利要求2所述的方法，还包括比较所述数字误差信号与第二 阈值，以及如果所述数字误差信号达到所述第二阈值，则切换操作模式。
4. 根据权利要求1所述的方法，还包括比较所述数字误差信号与不同 于所述第一阈值的第二阈值，其中如果所述数字误差信号大于所述第二阈 值，则不产生脉沖。
5. 根据权利要求4所述的方法，还包括比较所述数字误差信号与第三 阈值，如果所述数字误差信号达到所述第三阈值，则切换操作模式。
6. 根据权利要求1所述的方法，还包括在控制所述功率转换器的同时 修改所述第一阈值。
7. —种电压控制方法，所述方法包括 通过比较输入电压与参考电压产生模拟输出信号； 将所述模拟输出信号转换为 一 系列数字输出信号；比较所述一系列数字输出信号与第一阈值并产生控制信号，其中如果 所述数字输出信号小于所述第一阈值，则产生控制信号，如果所述数字输 出信号大于所述第一阈值，则不产生控制信号；以及将所述控制信号转换为具有基本上相同持续时间的一 系列脉沖，其中 所述脉冲的频率控制所述输入电压。
8. 根据权利要求7所述的方法，其中所述控制信号包括1比特信号。
9. 根据权利要求7所述的方法，还包括比较所述一系列数字输出信号 与第二阈值，如果所述一系列数字输出信号达到所述第二阈值，则将所述 控制信号转换为包括至少两个不相同持续时间的脉沖的 一 系列脉沖。
10. 根据权利要求7所述的方法，还包括在比较所述一系列数字输出信号与第 一 阚值之前对所述一 系列数字输出信号进行滤波。
11. 一种控制功率转换器的方法，所述方法包括 提供具有待控电压的功率转换器；比较所述待控电压与参考电压并将模拟输出信号转换为数字输出信号；数字地比较所述数字输出信号与至少一个阈值并且如果所述数字输出 信号小于所述至少一个阈值，则产生控制信号；以及根据所述控制信号产生 一 系列脉冲以控制所述功率转换器，所述 一 系 列脉沖包括持续时间基本相同的单个脉冲。
12. 根据权利要求11所述的方法，其中数字地比较述数字输出信号与 至少 一个阈值的步骤包括比较所述数字输出信号与低阈值和高阈值，并且 如果所述数字输出信号小于所述低阈值，则产生控制信号，如果所述数字 输出信号大于所述高阈值，则不产生控制信号。
13. 根据权利要求11所述的方法，还包括数字地比较所述数字输出信 号与第二阈值并且如果所述数字输出信号达到所述第二阈值，则改变每个脉冲的持续时间。
14. 根据权利要求11所述的方法，其中所述控制信号为1比特信号。
15. 根据权利要求11所述的方法，还包括在操作过程中改变所述至少 一个阈值的值。
全文摘要
本发明公开了一种控制功率转换器的系统和方法。其中的一个实施例包括连接到模拟-数字转换器的模拟差分电路，以及比较所述数字误差信号与至少第一阈值。如果所述数字误差信号小于所述第一阈值，则产生脉冲来控制所述功率转换器。另一个实施例包括可以与数字误差信号比较的多个阈值。
文档编号H02M3/10GK101630909SQ20091012950
公开日2010年1月20日 申请日期2009年3月20日 优先权日2008年3月20日
发明者硕 石, 艾伦·罗森, 艾瑞克·苏恩, 马丁·肯亚 申请人:台湾积体电路制造股份有限公司
技术领域：
本发明通常涉及一种功率转换器的系统及方法，尤其涉及一种用于控 制DC/DC转换器输出电压的系统和方法。
背景技术：
通常，目前的装置中包括具有多个功率需求的系统，但是这些装置消 耗少量甚至单个电源，例如电池。这在片上系统(SOC)装置中尤其是个 现实，soc装置包括多个具有不同功率需求的部分，但是仅包括很少的与
不同电源的连接。这对于消耗单个电池的便携式装置也是个现实问题(例 如移动电话)。这些装置和soc利用功率转换器来获取单个电源，并将该 电源转换为各个部分所需的电压。
图1显示了一种典型的功率转换器101及其相关的控制电路103。功 率转换器101通常包括串联连接在功率源109与接地111之间的功率P型 场效应管(P-FET) 105和功率N型场效应管(N-FET) 107。电容器117 与功率负载115并联运行，并且电感器113连接在电容器117/功率负载115 与P-FET 105和N-FET 107的连接点之间。
在功率转换器ioi的运行过程中，电感器113通过P-FET 105和N-FET 107连接到功率电源109上，引起电感器113与电容器117组合的电能存 储。控制电路103控制P-FET 105和N-FET 107的"开，，、"关，，状态， 从而提供期望的输出电压Vout到功率负载115。
普通控制电路103由连续电压、离散时间模拟电路组成，其中该模拟电路包括第一运算放大器119，也称作为误差放大器、第二运算放大器121、 斜坡发生器123以及预驱动器125组成。在第一运算放大器119的负输入 端连接到参考电压VRef的同时，其正输入端连接到功率转换器101的电感 器113与电容器117/功率负载115之间。在斜坡发生器123的输出端连接 到第二运算放大器121的正输入端的同时，第一运算放大器119的输出端 连接到第二运算放大器121的负输入端。第二运算放大器121的输出信号 被发送到预驱动器125，预驱动器125将该信号緩沖到P-FET 105和N-FET 107上，从而有效地控制功率转换器101处于"开"或"关"状态。
模拟控制电路103的缺点是难于实现精确的斜坡发生器123，并且由 于控制环路的频率响应仅能够通过改变模拟元件的频率响应来修正，因此 难于使用模拟系统控制控制电路103和功率转换器101的环路响应及动态 性能。此外，为了执行例如脉沖频率调制的一些操作模式，需要多个误差 放大器，这增加了环路响应设计和控制的复杂性。
因此，需要一种控制电路，其不需要斜坡发生器，并能够实现对控制 电路的环路响应更容易的控制以及降低复杂性。
发明内容
通过提供了用于功率转换器的控制电路的本发明优选实施例，可以解 决或避开上述及其它问题，并获得技术优点。
根据本发明的优选实施例， 一种控制功率转换器的方法包括提供具 有输出电压的功率转换器；比较所述输出电压与参考电压并产生模拟误差 信号；将所述模拟误差信号转换为数字误差信号并且比较所述数字误差信 号与一个阈值；如果所述数字误差信号小于所述阈值，则产生脉冲并发送
到功率转换器以控制所述输出电压。
根据本发明的另一个优选实施例， 一种电压控制方法包括提供待控 电压并且通过比较所述待控电压与参考电压产生模拟输出信号；将所述模 拟输出信号转换为数字输出信号并且比较所述数字输出信号与第一阈值； 如果所述数字输出信号小于所述第一阈值，则产生控制信号，如果所述数 字输出信号大于所述第一阈值，则不产生控制信号；将所述控制信号转换为具有基本上相同持续时间的 一 系列脉沖，其中所述脉冲的频率控制所述 專餘入电压。
根据本发明的再 一 个优选实施例， 一 种控制功率转换器的方法包括 提供具有待控电压的功率转换器并且比较所述待控电压与参考电压；将模 拟输出信号转换为数字输出信号并且比较所述数字输出信号与至少一个阚 值；如果所述数字输出信号小于所述至少一个阈值，则产生控制信号；以
及根据所述控制信号产生具有基本相同的持续时间的一 系列脉冲以控制所 述功率转换器。
本发明优选实施例的优点是能够更容易控制该系统的环路动态，并且 已有的技术相比使用更少的阈值来更加简单地控制系统。
为了更完整地了解本发明及其优点，下面结合附图对实施例进行描述， 其中
图1示出了现有技术中功率转换器的电路及关联的模拟控制电路的示 意路；
图3示出了根据本发明实施例的脉冲宽度调制搡作中的电压和电流示 意图4示出了根据本发明实施例的自动模式操作中的电压和电流示意
图； 意图6示出了根据本发明实施例的功率转换器及关联的部分数字滤波控 制电路；
字控制电路；
图8示出了根据本发明实施例的功率转换器及关联的数字滤波控制电路；
图9示出了根据本发明实施例的功率转换器及关联的具有多个数字滤
波器的控制电路；以及
感电路的控制电路。
除非额外指明，在不同附图中相应的附图标记和符号表示相应的部件。
具体实施例方式
下面将详细描述本发明的优选实施例。然而，应该知道，本发明提供了许多可以在多种特定环境中应用的发明构思。在此讨论的特定实施例仅表示应用和实施本发明的特定方法，而不在于限制本发明。
下面将根据在特定环境中的特定实施例描述本发明，即用于DC-DC功率转换器的控制电路。然而，本发明也可以应用到其它的控制电路中。
现在参考图2，图2示出了功率转换器201及关联的控制电路203。功率转换器201优选地为DC-DC Buck (降压)型功率转换器将输出电压Vout提供至负载215,而另一种类型转换器，例如boost (升压)型转换器或Buck-boost (升降压型)转换器也可以使用。功率转换器201优选地包括与功率N-FET207串联连接的功率P-FET 205，所述P-FET 205与N-FET 207的栅由控制电路203所控制。所述P - FET 205优选地连接到输入电压元209，所述N-FET207优选地连接到地211。 P - FET 205和N-FET 207之间的共用连接优选地通过电感器213连接到负载215,而且优选地电容器217优选地与负载215并联连接以提供平滑的输出电压V0ut。
虽然功率转换器201精确的参数依赖于所需的负载和设计，然而在一个优选实施例中功率转换器201的电感器213具有大约1 iaH到大约10pH之间的电感，最优电感为大约2.2pH。此外，电容器217优选地具有大约1 liF到大约20juF之间的电容，最优电容为大约10juF，负载215优选地需要大约1 mA到大约1000mA之间的电流，最优电流为大约600mA。
应该知道优选的Buck型功率转换器201仅仅是可以应用本发明的功率
7转换器201的一个可能的配置的例子。功率转换器201的其它配置和设计，例如升压转换器和升降压转换器也可以应用于本发明，并且这些配置和设计也应该包括在本发明的保护范围之中。
控制电路203 (其设计将在下面进行详细描述)控制P-FET 205和N-FET 207以调节耦合到负载215的输出电压Vo+控制电路203轮流开启和关闭P-FET 205和N-FET207从而对电感器213进行充电和放电，电感器213将通过负载215提供电流。通过控制电感器213的充电和放电时机和持续时间，可以控制输出电压V0ut。
控制电路203优选地以三种方式之一控制P - FET 205和N - FET 207。在脉宽调制模式(PWM模式)中控制电路203交替地连接电感器213与输入电压电源209或地211。图3示出了用于为电感器213充电的电压脉沖和电流。如图所示，电压脉冲的宽度可以根据瞬时电压输出Vout而变化(如图中虚线所示)，并且电流在所需数值附近振荡，有时甚至在低电流下向反向流动(例如，电流流入功率转换器201而非从功率转换器201流出)。PWM模式也可以用于高电流，例如电流大于功率转换器201的最大电流的三分之一 (这取决于功率转换器201的设计)。
图4示出了第二优选操作模式-自动模式。自动操作模式类似于PWM模式，其区别在于除了在输入电压电源209和地211之间交替连接外，P-FET205和N-FET207在部分时间周期中可以被切换到"关"状态。这能够有效防止电流向反向流动，而这在PWM模式中是可能发生的。这样，在高电流下自动才莫式与PWM才莫式类似，而在^f氐电流下(例如，电流小于功率转换器201的最大电流的三分之一)，自动模式支持可变脉沖并且防止电流向反向流动。
图5示出了第三优选操作模式-脉冲频率调制(PFM)模式。在PFM模式中当输出电压Vout下降到低阈值以下时将产生小电压脉冲，而每个小电压脉沖都将为电感器213少量充电，使其电压输出Vout在脉冲之间衰减。每个产生的电压脉冲具有相同的时间和波形，并且电流由电压脉冲数来决定，而不是像在P WM模式中的那样由脉沖持续时间来决定。
由于这些，PFM模式历史上通过使用迟滞(hysterectic )型控制来控制，它通过两个模拟比较器来建立输出电压Vout的上下阈值。对于这种控制模式，当输出电压Vout下降到低阈值以下时将产生脉沖，并且脉冲将在每个周期持续产生直到输出电压Vout超过高阈值。这将导致"脉沖队列"，从而引起输出电压Vout更多的波动。PFM模式优选地在低电流操作中使用，例如"休眠"或"待机"模式。
参考图2，本发明使用了一种优选的实施例来实现这些操作模式，该
实施例包括用于比较输出电压Vout与参考电压Vm的差分放大器219和用
于将模拟信号转换成数字信号的模拟-数字转换器(ADC) 221。数字脉沖发生器223和预驱动器225用于发送脉沖以及控制P-FET205和N-FET207。本优选实施例能够实现功率转换器201的数字控制方法，而不是用传统的模拟方法并能够克服其固有的缺陷。
虽然产生误差信号的其它配置也可以使用，但差分放大器219优选地包括误差放大器。差分放大器219将非反向(+ )输入和反向(-)输入的
电压差放大。根据设计需求选择的参考电压VRef连接到反向(-)输入并且
来自功率转换器201的电压输出Vout连接到非反向(+ )输入。在本配置中，
差分放大器219比较Vout和VRef,并且放大该差值以输出误差信号Verr。Vout的一定比例的数值也可以用于与VRef相比较。这样，输出电压将是VRef的倍数。应该知道，由于误差信号V^通常非常小(特别是当控制环路锁
定时)，误差放大器的差分输入范围将非常有限，通常小于几十mV。
来自差分放大器219的模拟输出误差信号Ver,连接到ADC221的输入端。通过仅转换在Vout和VM之间的误差信号V^而不是整个Vout信号，
可以扩大控制电路203的有效范围，这是由于无论实际的Vout是多少，误
差信号v^都将保持相对小的状态。这就能够获得更大范围的控制，而不
必担心控制电路203过载，并且使得设计控制电路203的模拟组件更为容易。
ADC221将来自差分放大器219的模拟输出误差信号V^转换成N比特数字信号D。ut。模拟输出误差信号V^首先被采样为离散时间信号，而后所述离散时间信号被量化为数量有限的量化级来产生D。ut。对于N比特数字信号D。ut，误差信号V^被量化为2N级，每级都由量化步进的大小分割。ADC221优选地为Sigma-Delta ADC，虽然其它类型的ADC，例如FlashADC、流水线型(Pipeline) ADC、逐次逼近型ADC、积分型ADC或者Delta编码ADC，都可以被使用。ADC221优选地具有低分辨率和高增益，这样能够产生准确的2比特到8比特之间的输出，更优地为5比特的输出。ADC221优选地为过采样地(这将参考图7在下文描述)，但是可选地可为尼奎斯特ADC,其采样频率等于P - FET205和N - FET207的时钟/开关频率。
ADC221的数字信号D。ut连接到数字脉冲发生器223的输入。优选地，数字脉冲发生器223采用一个计数器(未示出)来对ADC221转换的数值进行计数。然而，其它类型的数字脉沖发生器223，例如数字one-shot或者各种数字控制计时器，也可以使用。对于计数型数字脉沖发生器223,计数频率优选地为P-FET205和N-FET207的开关频率的倍数，这样占空比将与ADC221的输出成比例。
数字脉冲发生器223的输出信号Pout被发送到预驱动器225。预驱动器225优选地被设计为放大来自数字脉冲发生器223的输出信号P0ut并且控制P-FET205和N-FET207以便产生对电感器213的脉冲。此外，预驱动器225优选地还净皮设计用于控制P - FET205和N - FET207以避免/人输入电压电源209到地211的贯通电流。因此，任意数目的预驱动器225都可以被使用来控制P-FET205和N-FET207,并且这些预驱动器225的任一个都可以用于本发明。
图6示出了第二优选实施例，其中可编程第一数字滤波器601连接到图2的ADC221和数字脉沖发生器223之间。第一数字滤波器601优选地为可编程的以便补充和更好地控制模拟频率响应以及转换功能，从而精确地控制系统的环路响应。换句话说，第一数字滤波器601的频率响应可以匹配控制电路203其余的模拟组件以便实现所需的环路响应，由此消除在模拟环路控制中的问题。
此外，第一数字滤波器601也可以被编程以用于除频率响应控制以外的附加功能。例如积分、差分、提供额外的DC增益以及这些功能的组合等，这些功能都可以由第一数字滤波器601编程实现。此外，当功率转换
10器201和控制电路203工作时，也可以适应性地或者在线对第一数字滤波器601再编程，而不必为每次再编程而完全关闭系统。
可编程对于第一数字滤波器601是非常好的。通过使用可编程第一数字滤波器601能够实现和控制模拟组件的频率响应，比为每个组件设计和设立一个模拟环路响应相比，系统的设计更加灵活。此外，如果需要，可以通过对第一数字滤波器601再编程来在生产后进行调节，而不必完全重新设计和重新生产整个功率转换器201和控制电路203。
图7示出了本发明的另一优选实施例，其中差分放大器219并入过采样ADC701和抽取滤波器703中。通过使用过采样ADC701，由于能够更好地进行瞬时捕获，系统可以更好地均衡输出电压V0ut。此外，在过采样ADC701中也可以实现更高的时钟频率，以便与处理技术的改进更加兼容。
在优选实施例中，过采样ADC 701通过合并差分放大器219和Sigma-Delta调制器/ADC 701并与抽取滤波器703串联来实现。Sigma-DeltaADC 701优选地以比尼奎斯特频率更高的频率进行采样，来对输出信号Vout进行过采样，从而生成数字输出D。ut，由此将量化噪声集中在较高频率。Sigma-Delta ADC 701优选地具有是尼查斯特频率倍lt的过采样频率，并且优选地具有大约2至256倍的过采样频率，更优选地过采样频率为大约32倍。
来自Sigma-Delta ADC 701的数字输出信号D喊连接到抽取滤波器703的输入。抽取滤波器703优选地执行两个独立的功能。第一，抽取滤波器703中优选地被设计为对来自Sigma-Delta ADC 701的数字输出信号D滅进行再采样并且以尼奎斯特频率提供多比特数据字。此外，抽取滤波器703中还被设计为低通滤波器以消除集中在较高频率的量化噪声，由此提高Sigma-Delta ADC 701的分辨率。实现用于1比特Sigma-Delta转换器的抽取滤波器的简单方法是设置一个电路来在一个低频时钟周期(尼查斯特频率)中对从转换器出来的逻辑数进行计数。
图8示出了本发明的另一实施例，其在PFM操作模式下十分有用。在该实施例中，输出电压Vout优选地连接到过采样Sigma-Delta ADC 701和抽取滤波器703的输入。过采样Sigma-Delta ADC 701和抽取滤波器703优选地与图7所述的Sigma-Delta ADC 701和4由^F又滤波器703相似。然而，
本领域的技术人员应该知道，任何从输出电压Vout和参考电压VRef之间提
供数字信号D。ut的差分电路和模拟数字转换器的组合，例如尼查斯特ADC (它不需要抽取滤波器703 )都可以被使用，并且本发明不仅限于使用 Sigma-Delta ADC 701和抽取滤波器703。
来自Sigma-Delta ADC 701的数字信号D叫t优选地通过抽取滤波器703 传送到PFM数字滤波器801。如下所述，PFM数字滤波器801优选地为数 字比较器，用于比较来自Sigma-Delta ADC 701的数字信号D。ut和一个、两 个或者更多的阈值，以便控制功率转换器201。然而PFM数字滤波器801 不仅限于比较器，它也可以实现上面参考图6所述的第一数字滤波器601 类似的其他功能，例如控制整个控制系统203的环路响应。
PFM数字滤波器801优选地具有与数字信号D。ut相比较的至少一个阈 值。如果仅有一个阈值与数字信号D。ut相比较，那么当数字信号D加低于 该阈值时，信号优选地被送至数字脉沖发生器223 (产生脉冲)，但是当 数字信号D。ut高于该阈值时，信号不被送到数字脉沖发生器223。通常阔值 在输出电压V0ut的大约0.1 %至2%的范围之间，最优的阈值为输出电压V0ut 的大约0.5%。
在一个可替代的实施例中，PFM数字滤波器801优选地具有两个独立 的阈值高阈值和低阈值。在该实施例中，来自Sigma-Delta ADC 701的数 字信号D。ut与低阈值相比。如果数字信号D。ut低于该低阈值，则PFM数字 滤波器801发送信号并触发数字脉冲发生器223产生脉沖。在该实施例中， 与上面所述的单阈值的实施例的区别在于，PFM数字滤波器801持续发送 信号到数字脉沖发生器223直到数字信号D。ut上升到大于高阈值时，在该 时刻，PFM数字滤波器801才停止发送信号到数字脉沖发生器223。
可选地，模式切换阔值也可以与上面所述的单阈值或双阈值一起使用， 来将控制电路从PFM模式切换到其他操作模式。该模式切换阈值优选地在 数字信号D。ut过高或过低且PFM模式不是优选操作模式时，在高电流状态 下使用。当数字信号D。ut达到模式切换阈值时，整个控制电路203需要从 PFM模式切换到其他模式，例如PWM模式，以便更好地操作功率转换器
12201。模式切换阈值优选地在参考电压VM的大约0.5%至大约5%范围之间，
最优的紧急阈值为参考电压的大约1%。
由于这些阈值在PFM数字滤波器801中实现，这些阈值可以变化。这 也使得阈值的变化可以在工作时，在整个控制电路203进行操作的时侯， 这将是非常有利的因为它不需要完全重新设计电路。
这样，整个控制电路203和功率转换器201可以是Sigma-Delta控制环 路。当这样进行配置时，PFM数字滤波器801 (例如比较器)可以被视为 是一个简单的ADC，数字脉冲发生器223可以被视为是一个简单的数字模 拟转换器(DAC)，功率转换器201则充当初级积分器。本实施例与传统 的Sigma-Delta方法的主要区别在于，对初级数字-模拟信号求积分(通过 功率转换器201),并且计算与参考电压之间的差值，而不是对输出电压
Vout和参考电压VRef之间的误差进行积分。
到达数字脉沖发生器223的信号最好是1比特信号，以触发数字脉沖 发生器223产生脉沖。然而，本发明不限于在PFM数字滤波器801和数字 脉冲发生器223之间的1比特信号。任何适当的信号，例如多比特信号甚 至多重信号都可以被用于触发数字脉冲发生器223。
可选的，在被称为抖动的过程中随机噪声也可能被注入到环路中。在 诸如本实施例的一阶系统中，当某种ADC和DAC模式不断重复时将可能 产生音调，如果这些音调与功率转换器201的固有频率一致时将会产生问 题。抖动可以有助于解决这些问题并且减少和降低这些音调对控制电路203 的影响。
图9示出了另一实施例，其在PFM操作模式下十分有用，它类似于图 8所示的实施例，但是还包括在Sigma-Delta ADC 701和PFM数字滤波器 801之间的控制滤波器901。控制滤波器901类似于图6所述的第一数字滤 波器601。例如，控制滤波器901可被编程以控制整个控制电路203和功 率转换器201的模拟组件的环路响应。
可选地，在本实施例中控制滤波器901也可以被编程为第二积分器(第 一积分器已由功率转换器201形成)。将控制滤波器901用作第二积分器 能够增加额外的功能以避免在高阶系统中的稳定性问题。图IO示出了又一实施例，它包括连接在功率N-FET207的漏极和数 字脉沖发生器223之间的电感器电流传感器电路1001 。在数字脉沖发生器 223采用计数器的实施例中，计数器优选地用于在由数字脉冲发生器223 确定的一特定时间段期间开启(on) P-FET205 (如图2所述)。当这段 时间经过后，P - FET205被关闭并且N - FET207被开启。电感器电流传感 器电路1001被配置用于在电感器电流达到0时使N-FET207是小，由此 完成一个PFM脉沖。
本发明的这些优选实施例为功率转换器控制电路的设计和操作提供了 非常大的灵活性和适应性。在PFM模式中，通过在ADC之后设置数字比 较器，可以使用单阈值来控制功率转换器。此外，可以在工作时以及在电 路进行操作的时改变这个阈值，由此节约重新设计电路的成本。
尽管已经具体描述了本发明及其优点，应该知道，在不脱离由附随的 权利要求书限定的本发明的原理和精神的情况下可以对本发明进行多种变 化、修改、替换和变型。例如，本领域的普通技术人员应该知道可以变化 功率转换器的类型(例如，降压型功率转换器变为升压型功率转换器)或 者功率转换器的某个组件(例如将功率P-FET变为n沟道侧耗尽型NMOS 作为高侧驱动)而不脱离本发明的保护范围。此外，其他组件，例如衰减 器在设计需要时也可以添加到控制电路中，而这些都不脱离本发明的保护 范围。
此外，本发明的保护范围不限于说明书所描述的具体实施例的过程、 机器、制造、组份、装置、方法和步骤。通过本说明书的描述，本领域的 技术人员应该知道现在已经存在的和未来将被开发的过程、机器、制造、 组份、装置、方法或步骤，只要执行与在此描述的相应的实施例基本相同 或相似的功能，达到基本相同或相似的效果都可以应用于本发明。因此， 附随的权利要求书不限于所述的过程、机器、制造、组份、装置、方法或 步骤的范围。
权利要求
1.一种控制功率转换器的方法，所述方法包括提供待控的功率转换器，所述功率转换器包括输出电压；比较待控输出电压与参考电压并产生模拟误差信号；将所述模拟误差信号转换为数字误差信号；比较所述数字误差信号与第一阈值；如果所述数字误差信号小于所述第一阈值，则产生脉冲；以及发送所述脉冲到功率转换器以控制所述输出电压。
2. 根据权利要求1所述的方法，其中比较所述数字误差信号与所述第 一阈值，如果所述数字误差信号大于所述第一阈值，则不产生脉沖。
3. 根据权利要求2所述的方法，还包括比较所述数字误差信号与第二 阈值，以及如果所述数字误差信号达到所述第二阈值，则切换操作模式。
4. 根据权利要求1所述的方法，还包括比较所述数字误差信号与不同 于所述第一阈值的第二阈值，其中如果所述数字误差信号大于所述第二阈 值，则不产生脉沖。
5. 根据权利要求4所述的方法，还包括比较所述数字误差信号与第三 阈值，如果所述数字误差信号达到所述第三阈值，则切换操作模式。
6. 根据权利要求1所述的方法，还包括在控制所述功率转换器的同时 修改所述第一阈值。
7. —种电压控制方法，所述方法包括 通过比较输入电压与参考电压产生模拟输出信号； 将所述模拟输出信号转换为 一 系列数字输出信号；比较所述一系列数字输出信号与第一阈值并产生控制信号，其中如果 所述数字输出信号小于所述第一阈值，则产生控制信号，如果所述数字输 出信号大于所述第一阈值，则不产生控制信号；以及将所述控制信号转换为具有基本上相同持续时间的一 系列脉沖，其中 所述脉冲的频率控制所述输入电压。
8. 根据权利要求7所述的方法，其中所述控制信号包括1比特信号。
9. 根据权利要求7所述的方法，还包括比较所述一系列数字输出信号 与第二阈值，如果所述一系列数字输出信号达到所述第二阈值，则将所述 控制信号转换为包括至少两个不相同持续时间的脉沖的 一 系列脉沖。
10. 根据权利要求7所述的方法，还包括在比较所述一系列数字输出信号与第 一 阚值之前对所述一 系列数字输出信号进行滤波。
11. 一种控制功率转换器的方法，所述方法包括 提供具有待控电压的功率转换器；比较所述待控电压与参考电压并将模拟输出信号转换为数字输出信号；数字地比较所述数字输出信号与至少一个阈值并且如果所述数字输出 信号小于所述至少一个阈值，则产生控制信号；以及根据所述控制信号产生 一 系列脉冲以控制所述功率转换器，所述 一 系 列脉沖包括持续时间基本相同的单个脉冲。
12. 根据权利要求11所述的方法，其中数字地比较述数字输出信号与 至少 一个阈值的步骤包括比较所述数字输出信号与低阈值和高阈值，并且 如果所述数字输出信号小于所述低阈值，则产生控制信号，如果所述数字 输出信号大于所述高阈值，则不产生控制信号。
13. 根据权利要求11所述的方法，还包括数字地比较所述数字输出信 号与第二阈值并且如果所述数字输出信号达到所述第二阈值，则改变每个脉冲的持续时间。
14. 根据权利要求11所述的方法，其中所述控制信号为1比特信号。
15. 根据权利要求11所述的方法，还包括在操作过程中改变所述至少 一个阈值的值。
全文摘要
本发明公开了一种控制功率转换器的系统和方法。其中的一个实施例包括连接到模拟-数字转换器的模拟差分电路，以及比较所述数字误差信号与至少第一阈值。如果所述数字误差信号小于所述第一阈值，则产生脉冲来控制所述功率转换器。另一个实施例包括可以与数字误差信号比较的多个阈值。
文档编号H02M3/10GK101630909SQ20091012950
公开日2010年1月20日 申请日期2009年3月20日 优先权日2008年3月20日
发明者硕 石, 艾伦·罗森, 艾瑞克·苏恩, 马丁·肯亚 申请人:台湾积体电路制造股份有限公司
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