基于时域的离散导频同步方法与装置及其通信系统的制作方法
专利名称：基于时域的离散导频同步方法与装置及其通信系统的制作方法
技术领域：
本发明是有关于一种离散导频同步方法，且特别是有可应用于数字视频广播 (Digital Video Broadcast，简称为DVB)系统中的基于时域的一种离散导频同步方法与装 置及其通信系统。
背景技术：
近年来，使用DVB系统的电子装置已经逐渐普及。在无线传输通道中，由于多路 径与时变效应的关系，接收端必须知道无线传输通道的通道信息才能顺利地将接收到的信 号进行解调并正确地获得传输端所传送的信息。DVB系统的传送端在传送的过程中会在每 一个符号的频域上插入离散导频(Scattered Pilot)，因此，在DVB系统的接收端进行解调 时，能够依赖每一个符号的频域上的离散导频来获得无线传输通道信息。由于离散导频插入的位置在各符号内不完全相同，所以在接收端进行解调前，接 收端必须知道离散导频的位置，其中，获得离散导频的位置的方法又称为离散导频同步 方法。传统的离散导频同步方法使用接收端对传输参数信令(Transmission Parameter Signaling，简称为TPS)进行解调，并藉此得知离散导频的位置。但是，在DVB系统中，TPS 仅会在每一个帧(frame)中出现一次，而每一个帧中包括了 68个符号。因此，传统的离散 导频同步方法必须耗费至少68个符号的时间才能得知离散导频的位置。请参照图1，图1是DVB系统中的符号的离散导频在频域上的位置的示意图。如 同图1所示，符号中的离散导频在频域上的位置不完全相同，每一个符号在频域上的第0个 位置与第Kmax个位置上都有离散导频。第(4Xi)个符号在第0个位置之后与第Kmax个位置 之前的离散导频位于第(12+12Xp)个位置，第(l+4Xi)个符号在第0个位置之后与第Kmax 个位置之前的离散导频位于第(3+12Xp)个位置，第(2+4Xi)个符号在第0个位置之后与 第Kmax个位置之前的离散导频位于第(6+12Xp)个位置，而第(3+4Xi)个符号在第0个位 置之后与第Kmax个位置之前的离散导频位于第(9+12Xp)个位置。其中，i为任意整数，而 P等于0至pmax的任意整数。另外，若DVB系统是采用2K模式时，则Kmax等于1704，第(l+4Xi)个符号、第 (2+4Xi)个符号与第(3+4Xi)个符号的Pmax为141，而第(4Xi)个符号的Pmax为140 ；若 DVB系统是采用4K模式时，则Kmax等于3408，第(l+4Xi)个符号、第(2+4Xi)个符号与第 (3+4Xi)个符号的Pmax为283，而第(4Xi)个符号的Pmax为282 ；若DVB系统是采用8K模 式时，则Kmax等于6816，第(1+4Χ )个符号、第(2+4Xi)个符号与第(3+4Xi)个符号的 Pmax为567，而第(4 Xi)个符号的Pmax为566。再参照图1，DVB标准规定离散导频的起始位置以四个符号为周期，离散导频的能 量为数据的能量的4/3倍，位于同一个频域位置上的不同符号的离散导频彼此相同，而符 号内的每一个离散导频彼此不相同。为了减少离散导频同步方法的处理时间，美国专利公开申请案US2006/0088133A1 提出的一种基于能量的离散导频同步方法的示意图，此基于能量的离散导频同步方法会在一个符号内提取出离散导频的四种可能位置的能量。由于离散导频的能量比数据的能量 高，因此，通过比较能量的方式，便可以在四种可能位置中找到离散导频的正确位置。请参照图2，图2是基于能量的离散导频同步方法的估计能量的示意图。其中，纵 轴表示时间，横轴表示频率。基于能量的离散导频同步方法在对第X个符号进行离散导频
同步时，会将计算频域上第12、24、36.....12+12Xpx个位置的子载波的能量总和E1 (χ)、频
域上第3、15、27.....3+12 X ρχ个位置的子载波的能量总和E2 (χ)、频域上第6、18、30.....
6+12Χρχ个位置的子载波的能量总和E3(X)与频域上第9、21、33.....9+12Χρχ个位置的子
载波的能量总和E4(X)。能量总和E1(X)、E2(X)、E3(X)与E4(X)的计算方式分别表示如下<formula>formula see original document page 6</formula> <formula>formula see original document page 6</formula>[οο11] <formula>formula see original document page 6</formula> <formula>formula see original document page 6</formula>其中，ρχ为大于0且小于Pmax的整数，S (χ, i)表示第χ个符号中频域上第i个子 载波的信号值，S*(x, i)表示第χ个符号中频域上第i个子载波的共轭(conjugated)信号 值。接着，基于能量的离散导频同步方法会比较能量总和E1(X)J2O^E3(X)与&⑴，而能 量总和最大者所表示的位置即为离散导频的正确位置。根据以上所述，基于能量的离散导 频同步方法仅需要一个符号时间就能完成离散导频同步。接着，请参照图3，图3是基于相关性(correlation)的离散导频同步方法的计算 相关性的示意图。如同图3所示，基于相关性的离散导频同步方法在对第χ个符号进行离散
导频同步时，会计算第χ个与第(x-4)个符号的频域上第12、24、36.....12+12Xpx个位置
的子载波的相关性总和C1(X)、第χ个与第(x-4)个符号的频域上第3、15、27.....3+12Xpx
个位置的子载波的相关性总和C2(X)、第χ个与第(x-4)个符号的频域上第6、18、30.....
6+12Xpx个位置的子载波的相关性总和仏⑴与第χ个与第(x-4)个符号的频域上第9、21、
33.....9+12 Xpx个位置的子载波的相关性总和C4(X)。相关性总和C1(X)、C2(X)、C3(X)与
C4(X)的表示如下<formula>formula see original document page 6</formula><formula>formula see original document page 6</formula><formula>formula see original document page 6</formula> <formula>formula see original document page 6</formula> 接着，基于相关性的离散导频同步方法会比较相关性总和C1(X)、C2(X)、C3(X)与 C4(X),而相关性总和最大者所表示的位置即为离散导频的正确位置。根据以上所述，基于 相关性的离散导频同步方法仅需要五个符号时间就能完成离散导频同步。
接着，请参照图4，图4是时频相关性的离散导频同步方法计算时频相关性的示意 图。如同图4所示，基于时频相关性的离散导频同步方法在对第χ个符号进行离散导频同步
时，会计算第χ个符号的频域上第12、24、36.....12+12Xpx个位置与第(χ-l)个符号的频
域上第9、21、33.....9+12Xpx个位置的子载波的时频相关性总和TFCjx)、第χ个符号的频
域上第3、15、27.....3+12Xpx个位置与第(χ-l)个符号的频域上第0、12、24.....12Χρχ
个位置的子载波的时频相关性总和TFC2(X)、第χ个符号的频域上第6、18、30.....6+12Χρχ
个位置与第(χ-l)个符号的频域上第3、15、27.....3+12Χρχ个位置的子载波的时频相关
性总和TFC3(X)与第χ个符号的频域上第9、21、33.....9+12Χρχ个位置与第(χ-l)个符号
的频域上第6、18、30.....6+12Χρχ个位置的子载波的时频相关性总和TFC4(X)。相关性总
禾口 TFC1 (χ)、TFC2 (χ)、TFC3 (χ)与 TFC4 (χ)的表示如下
<formula>formula see original document page 7</formula><formula>formula see original document page 7</formula>
<formula>formula see original document page 7</formula>
<formula>formula see original document page 7</formula>其中，Ρ(χ)表示接收端已知的频域上第χ个位置的离散导频的信号值，P*(χ)表示 接收端已知的频域上第X个位置的离散导频的共轭信号值。接着，基于时频相关性的离散 导频同步方法会比较时频相关性总和TFC1 (x)、TFC2 (χ)、TFC3 (χ)与TFC4 (χ)，而时频相关性 总和最大者所表示的位置即为离散导频的正确位置。根据以上所述，基于时频相关性的离 散导频同步方法仅需要两个符号时间就能完成离散导频同步。据此，虽然已知技术已提供了多种快速的离散导频同步方法，然而，上述的离散导 频同步方法却无法在多种不同的通道环境都能够具有很好的效能。例如，在加性白色高斯 噪声(Additive White Gaussian Noise，简称为AWGN)通道下，基于能量的离散导频同步方 法可能会得到错误的位置；在时变(timevaring)通道下，基于相关性的离散导频同步方法 可能会得到错误的位置；而在多径(multi path)通道下，基于时频相关性的离散导频同步 方法可能会得到错误的位置。
发明内容
本发明的示范实施例提供了一种基于时域的离散导频同步方法。此基于时域的 离散导频同步方法用于一通信系统，且此基于时域的离散导频同步方法包括以下步骤(1) 接收频域符号；(2)分别萃取所述频域符号的第一至第χ位置集合的多个子载波，其中，χ为 大于1的整数；⑶获得第一至第χ通道脉冲响应，其中，第i通道脉冲响应是根据所述第i 位置的多个子载波所获得，i为1至χ的整数；(4)根据第一至第χ通道脉冲响应决定频域 符号的多个离散导频的位置。
本发明的示范实施例提供了一种基于时域的离散导频同步装置，基于时域的离散 导频同步装置用于通信系统，其包括符号寄存器、至少一通道脉冲响应计算电路与位置决 定电路。其中，通道脉冲响应计算电路耦接于符号寄存器，位置决定电路耦接于通道脉冲响 应计算电路。符号寄存器用以接收频域符号，通道脉冲响应计算电路用以萃取频域符号的 第一至第X位置集合的多个子载波，且通道脉冲响应计算电路更用以获得第一至第X通道 脉冲响应。其中，X为大于1的整数，第i通道脉冲响应是根据第i位置集合的多个子载波 计算得来，i为1至χ的整数。位置决定电路根据第一至第χ通道脉冲响应决定频域符号 的多个离散导频的位置。本发明的示范实施例提供了一种通信系统，此通信系统包括接收端以及发射端。 接收端包括基于时域的离散导频同步装置，此基于时域的离散导频同步装置包括符号寄存 器、至少一通道脉冲响应计算电路与位置决定电路。其中，通道脉冲响应计算电路耦接于符 号寄存器，位置决定电路耦接于通道脉冲响应计算电路。符号寄存器用以接收频域符号，通 道脉冲响应计算电路用以萃取频域符号的第一至第X位置集合的多个子载波且通道脉冲 响应计算电路更用以获得第一至第X通道脉冲响应。其中，X为大于1的整数，第i通道脉 冲响应是根据第i位置集合的多个子载波计算得来，i为1至X的整数。位置决定电路根 据第一至第χ通道脉冲响应决定频域符号的多个离散导频的位置。基于所述，本发明的示范实施例所提供的基于时域的离散导频同步方法、装置及其通信系统在各种不同的通道环境皆能够具有良好的效能，并能够准确地检测出离散导频 的正确位置。
图1是DVB系统中的符号的离散导频在频域上的位置的示意图。图2是基于能量的离散导频同步方法的估计能量的示意图。图3是基于相关性(correlation)的离散导频同步方法的计算相关性的示意图。图4是时频相关性的离散导频同步方法计算时频相关性的示意图。图5A 图5D分别是通道脉冲响应￥、/z3\ 与<的通道脉冲响应示意图。图6是本发明的示范实施例所提供的基于时域的离散导频同步装置的电路方块 图。图7是本发明的示范实施例所提供的基于时域的离散导频同步方法的流程图。图8是中国移动多媒体广播系统中的符号的离散导频在频域上的位置的示意图。图9是基于能量的离散导频同步方法、基于相关性的离散导频同步方法、基于时 频相关性的离散导频同步方法与基于时域的离散导频同步方法在AWGN通道下的效能示意 图。图10是基于能量的离散导频同步方法、基于相关性的离散导频同步方法、基于时 频相关性的离散导频同步方法与基于时域的离散导频同步方法在时变通道下的效能示意 图。图11是基于能量的离散导频同步方法、基于相关性的离散导频同步方法、基于时 频相关性的离散导频同步方法与基于时域的离散导频同步方法在多径通道下的效能示意 图。
附图标号60 基于时域的离散导频同步装置61 第一通道脉冲响应估计电路62 第二通道脉冲响应估计电路
63 第三通道脉冲响应估计电路64 第四通道脉冲响应估计电路65:位置决定电路66 符号寄存器611 第一萃取器621 第二萃取器623 第三萃取器624:第四萃取器612、622、632、642 通道频率响应计算电路613、623、633、643 JFFT 电路651 654 数据处理电路656:比较电路S70 S75 步骤S801 804、S901 S904、S1001 S1004 曲线
具体实施例方式为让本发明的上述特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，并配合所附附图 作详细说明如下。本发明的示范实施例提供了一种离散导频同步装置，此离散导频同步装置用于 DVB系统。DVB系统包含了发射端与接收端，而上述的离散导频同步系统配置于DVB系统的 接收端。另外，DVB系统不限定是DVB-T(Terrestrial)或DVB-H(Handhold)规格的DVB系统。由于离散导频在每一个符号内为等间隔(间隔为12)分布，并且在离散导频上所 传输的子载波的信号值对接收端来说为已知的信号值，因此，上述的多个离散导频会与通 道频率响应Hx的取样(sampling)有关。通道频率响应Hx包含多个取样点，在此用Hx, k来 表示第χ个符号频域上第k个位置所估计出的通道频率响应的取样点，其中，k表示离散导 频的子载波的位置。第χ个符号频域上第k个位置所估计出的通道频率响应的取样点Hx, k 可以表示为<formula>formula see original document page 9</formula>其中，Px,k表示第χ个符号频域上第k个位置已知的离散导频的子载波的信号值。接着，将利用离散导频所计算出的通道频率响应Hx进行补零(zero padding)的 动作，以使得补零后的通道频率响应氏具有2N个点，其中，N为正整数。接着，对补零后的 通道频率响应Hx进行反快速傅立叶转换(Inversed FastFourier Transform, IFFT)以获 得第χ个符号的通道脉冲响应hx。第χ个符号的通道脉冲响应hx包括2n个点，第χ个符号 的第η个取样时间的通道脉冲响应取样点hx,n表示为
<formula>formula see original document page 10</formula>其中，η为0至2Ν-1的整数。在一个符号内取四种可能位置的离散导频，通过上述的步骤可以得到四种不同的 通道脉冲响应，然而仅有正确位置的离散导频所得到的通道脉冲响应可以完整且明显地看 出通道的多径信息，而其他错误位置的离散导频所得到的通道脉冲响应看起来则像是白色 噪声(white noise)。请回去参照图1，假设对第3个符号进行离散导频同步以获得离散导频的正确 位置，则本发明的示范实施例所提出的基于时域的离散导频同步方法会取第3个符号频
域上的第12、24.....12Xpmax+12上的子载波来计算通道脉冲响应；^。同理，本发明的示
范实施例所提出的基于时域的离散导频同步方法亦会同时取第3个符号频域上的第3、
15.....12Xpmax+3上的子载波来计算通道脉冲响应/Z32 ,取第3个符号频域上的第6、18、
.· ·、12Xpmax+6上的子载波来计算通道脉冲响应/Z33，与取第3个符号频域上的第9、21.....
12Xpmax+9上的子载波来计算通道脉冲响应/Z34。其中，通道脉冲响应(i等于1至4的整 数)的第η个取样时间的通道脉冲响应取样点/zl的计算方式如同前面所述。接着，请参照图5Α 图5D，图5Α 图OT分别是通道脉冲响应g、h^、/^与/Z34的 通道脉冲响应示意图。如同前面所述，仅有正确位置的离散导频所得到的通道脉冲响应可 以完整且明显地看出通道的多径信息，而其他错误位置的离散导频所得到的通道脉冲响应 看起来则像是白色噪声。因此，在这个例子中，仅有图5C的通道脉冲响应A33可以看得到完 整的多径信息，而图5A、图5B、图5D的通道响应Zz31、/Z32与A34看起来则像是白色噪声。因此，
可以知道图1的第3个符号的频散导频位于频域上的第6、18、30.....12Xpmax+6与Kmax个
位置上。因为，仅有正确位置的离散导频所得到的通道脉冲响应可以完整且明显地看出通 道的多径信息，而其他错误位置的离散导频所得到的通道脉冲响应看起来则像是白色噪 声，所以，本发明的示范实施例所提供的基于时域的离散导频同步方法可以比较通道脉冲
响应^1、/z32、；^与^^的方差⑶奴丨^⑶奴？^⑶奴幻与⑶奴幻，其中，方差最大者表示 具有多径信息，而在此例中，Cov(I)最大。Cov(U)的计算方式可以表示如下 <formula>formula see original document page 10</formula>其中，U为1至4的整数。除此之外，上述计算方差的公式仅是一种实施方式，并 非用以限定本发明。值得一提的是，虽然上述的实施方式是比较通道脉冲响应g、g、g与<的
方差来获得离散导频的正确位置，但本发明并非用以限定于此种实施方式。因为正确位 置的离散导频所获得的通道脉冲响应会具有多径信息，因此可以通过比较通道脉冲响 应圮、、办33与<的峰值平均功率比(Peak toAverage Power Ratio，简称为PAPR)PAPR(I)、PAPR(2)、PAPR(3)与PAPR(4)来获得离散导频的正确位置。PAPR(u)的计算方式 如下PAPR(U) = Hiaxarg η )2 ] / mean _ power (h")其中，maxugj^。)2]表示通道脉冲响应g的最大峰值功率，而
通道脉冲响应Zz3"的平均功率。除此之外，上述计算PAPR的公式仅是 一种实施方式，并非用以限定本发明。除了计算方差与PAPR的方式之外，比较通道脉冲响应A31、h\、^3与/Z34中最大径 的值也可以是一种实施方式。另外，比较通道脉冲响应&、<、Zz33与/^34中超过某一门槛 值(Threshold)的径数，或比较减去最大径之后的通道脉冲响应Zz31、试、与^4的能量 也可以是一种实施方式。接着，请参照图6，图6是本发明的示范实施例所提供的基于时域的离散导频同步 装置的电路方块图。基于时域的离散导频同步装置60配置于DVB系统的接收端，其本身接 收快速傅立叶转换(Fast Fourier Transform，简称为FFT)电路所输出的符号。基于时域 的离散导频同步装置60包括了第一通道脉冲响应估计电路61、第二通道脉冲响应估计电 路62、第三通道脉冲响应估计电路63、第四通道脉冲响应估计电路64、位置决定电路65与 符号寄存器66。其中，符号寄存器66耦接于DVB系统的接收端的FFT电路与第一至第四通 道脉冲响应估计电路61 64，而第一至第四通道脉冲响应估计电路61 64则耦接于位置 决定电路65。符号寄存器66用以接收FFT电路的所输出的符号，此符号位频域上的符号。接 着，第一通道脉冲响应估计电路61会粹取符号中第一位置集合的多个子载波信号，并根 据这些子载波信号获得第一通道脉冲响应。其中，第一位置集合指的是频域上第12、24、 .· ·、12Xpmax+12个位置。换言之，第一通道脉冲响应估计电路61利用符号的频域上第12、 24.....12Xpmax+12个子载波信号来计算第一通道脉冲响应。第二通道脉冲响应估计电路62会粹取符号中第二位置集合的多个子载波信号， 并根据这些子载波信号获得第二通道脉冲响应。其中，第二位置集合指的是频域上第3、
15.....12Xpmax+3个位置。换言之，第二通道脉冲响应估计电路62利用符号的频域上第
3、15.....12 X pmax+3个子载波信号来计算第二通道脉冲响应。第三通道脉冲响应估计电路63会粹取符号中第三位置集合的多个子载波信号， 并根据这些子载波信号获得第三通道脉冲响应。其中，第三位置集合指的是频域上第6、
18.....12Xpmax+6个位置。换言之，第三通道脉冲响应估计电路63利用符号的频域上第
6、18.....12Xpmax+6个子载波信号来计算第三通道脉冲响应。第四通道脉冲响应估计电路64会粹取符号中第四位置集合的多个子载波信号， 并根据这些子载波信号获得第四通道脉冲响应。其中，第四位置集合指的是频域上第9、
21.....12Xpmax+9个位置。换言之，第四通道脉冲响应估计电路64利用符号的频域上第
9、21.....12 X pmax+9个子载波信号来计算第四通道脉冲响应。 接着，位置决定电路65根据第一至第四通道脉冲响应决定符号中的离散导频的 正确位置。如同前面所述，因为利用正确位置的离散导频所计算出的通道脉冲响应会具有多径信息，因此，第一至第四通道脉冲响应中会有一个通道脉冲响应具有多径信息，而其他 的通道脉冲响应则像是白色噪声。第一通道脉冲响应估计电路61包括了第一萃取器611、通道频率响应计算电路 612与IFFT电路613。其中，第一萃取器611耦接于符号寄存器66与通道频率响应计算电 路612，而IFFT电路613则耦接于通道频率响应计算电路612与位置决定电路65。第一萃 取器611用以萃取符号中第一位置集合的多个子载波信号，频率响应计算电路612则根据 第一萃取器611所输出的多个子载波信号计算第一通道频率响应。接着，IFFT电路613对 第一通道频率响应进行补零的动作，并对补零后的第一通道频率响应作IFFT，以产生第一 通道脉冲响应。第二通道脉冲响应估计电路62包括了第二萃取器621、通道频率响应计算电路 622与IFFT电路623。其中，第二萃取器621耦接于符号寄存器66与通道频率响应计算电 路622，而IFFT电路623则耦接于通道频率响应计算电路622与位置决定电路65。第二萃 取器621用以萃取符号中第二位置集合的多个子载波信号，频率响应计算电路622则根据 第二萃取器621所输出的多个子载波信号计算第二通道频率响应。接着，IFFT电路623对 第二通道频率响应进行补零的动作，并对补零后的第二通道频率响应作IFFT，以产生第二 通道脉冲响应。第三通道脉冲响应估计电路63包括了第三萃取器631、通道频率响应计算电路632与IFFT电路633。其中，第三萃取器631耦接于符号寄存器66与通道频率响应计算电 路632，而IFFT电路633则耦接于通道频率响应计算电路632与位置决定电路65。第三萃 取器631用以萃取符号中第三位置集合的多个子载波信号，频率响应计算电路632则根据 第三萃取器631所输出的多个子载波信号计算第三通道频率响应。接着，IFFT电路633对 第三通道频率响应进行补零的动作，并对补零后的第三通道频率响应作IFFT，以产生第三 通道脉冲响应。第四通道脉冲响应估计电路64包括了第四萃取器641、通道频率响应计算电路 642与IFFT电路643。其中，第四萃取器641耦接于符号寄存器66与通道频率响应计算电 路642，而IFFT电路643则耦接于通道频率响应计算电路642与位置决定电路65。第一萃 取器641用以萃取符号中第四位置集合的多个子载波信号，频率响应计算电路642则根据 第四萃取器641所输出的多个子载波信号计算第四通道频率响应。接着，IFFT电路643对 第四通道频率响应进行补零的动作，并对补零后的第四通道频率响应作IFFT，以产生第四 通道脉冲响应。位置决定电路65包括数据处理电路651 654与比较电路656。其中，数据处理 电路651耦接于IFFT电路613与比较电路656，数据处理电路652耦接于IFFT电路623与 比较电路656，数据处理电路653耦接于IFFT电路633与比较电路656，数据处理电路654 耦接于IFFT电路643与比较电路656。数据处理电路651 654分别用以处理第一至第四通道脉冲响应，并分别产生第 一至第四时域数据。其中，第一至第四时域数据可以是根据第一至第四通道脉冲响应所计 算出来的第一至第四方差、第一至第四PAPR、第一至第四最大径的值、大于门槛值的第一至 第四径数或减去最大径后的第一至第四残余能量等。其中，第一至第四方差分别是第一至 第四通道脉冲响应所对应的方差，第一至第四PAPR是第一至第四通道脉冲响应所对应的PAPR，第一至第四最大径的值分别是第一至第四通道脉冲响应中的最大径的值，大于门槛值的第一至第四径数分别是第一至第四通道脉冲响应中大于某一门槛值的径数，减去最大 径后的第一至第四残余能量分别是第一至第四通道脉冲响应中减去最大径后所剩余的能量。接着，比较电路656比较第一至第四时域数据，并根据第一至第四时域数据决定 离散导频在符号中的正确位置。举例来说，若数据处理电路651 654用以根据第一至第 四通道脉冲响应来计算其对应的第一至第四方差时，则比较电路656会自第一至第四方差 找出最大方差，并决定最大方差所对应的位置为离散导频的位置。值得一提的是，当第一至第四时域数据是第一至第四方差、第一至第四PAPR、第一 至第四最大径的值或大于门槛值的第一至第四径数时，比较电路656是找出第一至第四时 域数据中最大者；然而，当第一至第四时域数据是减去最大径后的第一至第四残余能量时， 比较电路656是找出第一至第四时域数据中最小者。理论上来说，第一至第四通道脉冲响 应的能量大约相等，而具有多径信息的那一个通道脉冲响应的能量会集中在其最大径，因 此，具有多径信息的通道脉冲响应在减去最大径后的残余能量最小。当然，多径信息有可能 包含多个径，因此比较减去最大径后的第一至第四残余能量也可以修改成比较减去超过某 一门槛值的径后的第一至第四残留能量。另外，上述的实施方式虽然是以并行地方是来计算第一至第四通道脉冲响应，但 事实上，基于时域的离散导频装置60亦可以仅有一个通道脉冲响应计算电路，此通道脉冲 响应计算电路会分别萃取第一至第四位置集合的多个子载波，并计算出第一至第四通道脉 冲响应。同理，基于时域的离散导频装置60亦可以仅有一个数据处理电路，此数据处理电 路会分别根据第一至第四通道脉冲响应计算出第一至第四时域数据。接着，请参照图7，图7是本发明的示范实施例所提供的基于时域的离散导频同步 方法的流程图。首先，在步骤S70，利用符号寄存器接收来自于FFT电路的符号，此符号为频 域上的符号。在步骤S71中，利用第一通道脉冲响应估计电路萃取符号的频域上的第一位 置集合的多个子载波信号，并分别根据第一位置集合的多个子载波信号获得第一通道脉冲 响应。步骤S71获得第一通道脉冲响应的详细方式是先根据第一位置集合的多个子载波信 号计算出第一通道频率响应，接着，再将第一通道频率响应补零，并将补零后的第一通道频 率响应作IFFT，以获得第一通道脉冲响应。在步骤S72中，利用第二通道脉冲响应估计电路萃取符号的频域上的第二位置集 合的多个子载波信号，并分别根据第二位置集合的多个子载波信号获得第二通道脉冲响 应。步骤S72获得第二通道脉冲响应的详细方式是先根据第二位置集合的多个子载波信号 计算出第二通道频率响应，接着，再将第二通道频率响应补零，并将补零后的第二通道频率 响应作IFFT，以获得第二通道脉冲响应。在步骤S73中，利用第三通道脉冲响应估计电路萃取符号的频域上的第三位置集 合的多个子载波信号，并分别根据第三位置集合的多个子载波信号获得第三通道脉冲响 应。步骤S73获得第三通道脉冲响应的详细方式是先根据第三位置集合的多个子载波信号 计算出第三通道频率响应，接着，再将第三通道频率响应补零，并将补零后的第三通道频率 响应作IFFT，以获得第三通道脉冲响应。在步骤S74中，利用第四通道脉冲响应估计电路萃取符号的频域上的第四位置集合的多个子载波信号，并分别根据第四位置集合的多个子载波信号获得第四通道脉冲响 应。步骤S74获得第四通道脉冲响应的详细方式是先根据第四位置集合的多个子载波信号 计算出第四通道频率响应，接着，再将第四通道频率响应补零，并将补零后的第四通道频率 响应作IFFT，以获得第四通道脉冲响应。接着，在步骤S75中，使用位置决定电路根据第一至第四通道脉冲响应决定符号 的离散导频的正确位置。步骤S75决定符号的离散导频的正确位置的详细方式是先根据 第一至第四通道脉冲响应分别计算出第一至第四时域数据，接着，再比较第一至第四时域 数据，以决定符号的离散导频的正确位置。其中，第一至第四时域数据可以是第一至第四方 差、第一至第四PAPR、第一至第四最大径的值、大于门槛值的第一至第四径数、减去最大径 后的第一至第四残余能量或减去大于门槛值的径后的第一至第四残留能量。值得一提的 是，当第一至第四时域数据是第一至第四方差、第一至第四PAPR、第一至第四最大径的值或 大于门槛值的第一至第四径数时，步骤S75是找出第一至第四时域数据中最大者，并决定 最大者所对应的位置为符号的离散导频的正确位置；然而，当第一至第四时域数据是减去 最大径后的第一至第四残余能量或减去大于门槛值的径后的第一至第四残留能量时，步骤 S75是找出第一至第四时域数据中最小者，并决定最小者所对应的位置为符号的离散导频 的正确位置。
值得一提的是，虽然上述的基于时域的离散导频同步方法是以数字广播电视系统 的例子来说明。然而，示范实施例所提供的基于时域的离散导频同步方法亦并不受限于数 字广播电视系统，换言之，本发明的示范实施例所提供的基于时域的离散导频同步方法、装 置可以用于任何需要进行离散导频同步的通信系统中。请参照图8，图8是中国移动多媒体广播系统(China Mobile MultimediaBroadcasting, CMMB)中的符号的离散导频在频域上的位置的示意图。在此 CMMB系统中第2 X i+1个符号的离散导频的位置为8 X Pl+1与8 X p2+3，而第2 X i+2个符号 的离散导频的位置为8XPl+5与8Xp2+7，其中，i为大于等于O的正整数。在2MHz的带宽 模式下，Nv等于627，P1为O至38的整数，P2为39至77的整数；在8MHz的带宽模式下，Nv 等于3075，P1为O至191的整数，p2为192至383的整数。由图8及上述的叙述可知，在CMMB系统中不管是哪种带宽模式，离散导频都有两 种可能的位置，修正上述示范实施例所提供的基于时域的离散导频同步方法与装置，使其 在一个符号内分别提取这两种可能位置上的离散导频，来求得两个通道频率响应。接着，将 此两个通道频率响应通过IFFT计算得到两个通道脉冲响应，再通过计算两个通道脉冲响 应的一些时域特性，便能判断得到符号内正确的离散导频位置。简单地说，只要通信系统中 的符号内的离散导频分布是具有规则性的，则本发明的示范实施例所提供的基于时域的离 散导频同步方法与装置皆可以适用。接着，请参照图9，图9是基于能量的离散导频同步方法、基于相关性的离散导频 同步方法、基于时频相关性的离散导频同步方法与基于时域的离散导频同步方法在AWGN 通道下的效能示意图。基于能量的离散导频同步方法的保护比定义为正确位置所对应的总 能量与错误位置所对应的总能量的最大者的比值，基于相关性的离散导频同步方法的保护 比定义正确位置所对应的相关性与错误位置所对应的相关性的最大者的比值，基于时频相 关性的离散导频同步方法的保护比定义正确位置所对应的时频相关性与错误位置所对应的时频相关性的最大者的比值。载波噪声比的定义为载波的功率与噪声的功率比值。在第一至第四时域数据是第一至第四方差、第一至第四PAPR、第一至第四最大径的值或大于门槛值的第一至第四径数时，基于时域的离散导频同步方法的保护比定义为正 确位置所对应的时域数据与错误位置所对应的时域数据的最大者的比值；当第一至第四时 域数据是减去最大径后的第一至第四残余能量或减去大于门槛值的径后的第一至第四残 留能量时，基于时域的离散导频同步方法的保护比定义为错误位置所对应的时域数据的最 小者与正确位置所对应的时域数据的比值。在图9中，第一至第四时域数据是第一至第四方差，因此，基于时域的离散导频同 步方法的保护比定义为正确位置所对应的时域数据与错误位置所对应的时域数据的最大 者的比值。曲线801表示基于时域的离散导频同步方法的保护比与载波噪声比的对应曲 线，曲线802表示基于能量的离散导频同步方法的保护比与载波噪声比的对应曲线，曲线 803表示基于相关性的离散导频同步方法的保护比与载波噪声比的对应曲线，曲线804表 示基于时频相关性的离散导频同步方法的保护比与载波噪声比的对应曲线。由图9可知， 在载波噪声比很低的情况下(小于OdB)，基于能量的离散导频同步方法的保护比会低于1， 而无法正确地找出离散导频的位置。接着，请参照图10，图10是基于能量的离散导频同步方法、基于相关性的离散导 频同步方法、基于时频相关性的离散导频同步方法与基于时域的离散导频同步方法在时变 通道下的效能示意图。时变通道是TTO通道，共定义了六条路径，第一至第六条路径的时间 延迟分别是0、0. 2,0. 5,1. 6,2. 3与5. 0微秒，第一至第六条路径的通道衰减值分别是3、0、 2、6、8与10dB，而且第一至第六条路径的多普勒(Doppler)频谱皆采用瑞利(Rayleigh)分 布模型。各离散频导方法的保护比的定义与图9相同，曲线901表示基于时域的离散导频 同步方法的保护比与多普勒频率的对应曲线，曲线902表示基于能量的离散导频同步方法 的保护比与多普勒频率的对应曲线，曲线903表示基于相关性的离散导频同步方法的保护 比与多普勒频率的对应曲线，曲线904表示基于时频相关性的离散导频同步方法的保护比 与多普勒频率对应曲线。由图10可知，在多普勒频率较高的情况下(大于400Hz)，基于相 关性的离散导频同步方法的保护比会低于1，而无法正确地找出离散导频的位置。接着，请参照图11，图11是基于能量的离散导频同步方法、基于相关性的离散导 频同步方法、基于时频相关性的离散导频同步方法与基于时域的离散导频同步方法在多径 通道下的效能示意图。多径通道是静态的双径通道，第一与第二条路径的时间延迟分别是 0与35微秒，第一与第二条路径的通道衰减值皆为OdB。各离散频导方法的保护比的定义 与图9相同，曲线1001表示基于时域的离散导频同步方法的保护比与载波噪声比的对应曲 线，曲线1002表示基于能量的离散导频同步方法的保护比与载波噪声比的对应曲线，曲线 1003表示基于相关性的离散导频同步方法的保护比与载波噪声比的对应曲线，曲线1004 表示基于时频相关性的离散导频同步方法的保护比与载波噪声比的对应曲线。由图11可 知，在载波噪声比很低的情况下(小于5dB)，基于时频相关性的离散导频同步方法的保护 比会低于1，而无法正确地找出离散导频的位置。综上所述，本发明的示范实施例所提供的基于时域的离散导频同步方法、装置及其DVB系统在各种不同的通道环境皆能够具有良好的效能，并能够准确地检测出离散导频 的正确位置。
虽然本发明己以实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何所属技术领域 的技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的更动与润饰，故本发明的保护 范围当以权利要求所界定范围为准.
权利要求
一种基于时域的离散导频同步方法，其特征在于，所述基于时域的离散导频同步方法用于一通信系统，所述方法包括接收一频域符号；分别萃取所述频域符号的一第一至第x位置集合的多个子载波，其中，x为大于1的整数；获得一第一至第x通道脉冲响应，其中，所述第i通道脉冲响应是根据所述第i位置的所述这些子载波所获得，i为1至x的整数；以及根据所述第一至第x通道脉冲响应决定所述频域符号的多个离散导频的位置。
2.如权利要求1所述的基于时域的离散导频同步方法，其特征在于，所述第一至第X通 道脉冲响应中具有多径信息的通道脉冲响应所对应的多个位置为所述频域符号的所述这 些离散导频的位置。
3.如权利要求1所述的基于时域的离散导频同步方法，其特征在于，获得所述第一至 第χ通道脉冲响应的步骤更包括获得一第一至第X通道脉冲响应，其中，所述第i通道频率响应根据所述第i位置的所 述这些子载波计算而获得；分别对所述第一至第χ通道频率响应进行补零的动作；分别将补零后的所述第一至第χ通道频率响应进行反快速傅立叶转换，以获得所述第 一至第χ通道脉冲响应。
4.如权利要求1所述的基于时域的离散导频同步方法，其特征在于，决定所述频域符 号的所述这些离散导频的正确位置的步骤更包括分别对所述第一至第χ通道脉冲响应进行处理，以获得一第一至第χ时域数据；以及比较所述第一至所述第χ时域数据，以决定所述频域符号的所述这些离散导频的正确 位置。
5.如权利要求4所述的基于时域的离散导频同步方法，其特征在于，所述第一至第χ时 域数据是一第一至第X方差、一第一至第X PAPR、一第一至第X最大径的值、大于一门槛值 的一第一至第χ径数、减去一最大径后的一第一至第χ残余能量或减去大于所述门槛值的 径后的一第一至第χ残留能量。
6. 一种基于时域的离散导频同步装置，其特征在于，所述基于时域的离散导频同步装 置用于一通信系统系统，所述装置包括一符号寄存器，用以接收一频域符号；至少一通道脉冲响应计算电路，耦接于所述符号寄存器，用以萃取所述频域符号的一 第一至第χ位置集合的多个子载波，并用以获得一第一至第X通道脉冲响应，其中，X为大 于1的整数，第i通道脉冲响应是根据所述第i位置集合的所述这些子载波计算得来，i为 1至χ的整数；以及一位置决定电路，耦接于所述通道脉冲响应计算电路，根据所述第一至第χ通道脉冲 响应决定所述频域符号的多个离散导频的位置。
7.如权利要求6所述的基于时域的离散导频同步装置，其特征在于，位置决定电路将 所述第一至第χ通道脉冲响应中具有多径信息的通道脉冲响应所对应的多个位置决定为 所述频域符号的所述这些离散导频的位置。
8.如权利要求6所述的基于时域的离散导频同步装置，其特征在于，所述通道脉冲响 应计算电路包括一第i萃取器，耦接于所述符号寄存器，用以萃取所述频域符号的所述第i位置集合的 所述这些子载波；一通道频率响应计算电路，耦接于所述第i萃取器，用以根据所述第i位置集合的所述 这些子载波计算一第i通道频率响应；一 IFFT电路，用以对所述第i通道频率响应进行补零的动作，并将补零后的所述第i 通道频率响应进行IFFT，以获得所述第i通道脉冲响应。
9.如权利要求6所述的基于时域的离散导频同步装置，其特征在于，所述位置决定电 路包括至少一数据处理电路，耦接于所述第i通道脉冲响应计算电路，用以分别对所述第一 至第χ通道脉冲响应进行处理，以获得一第一至第χ时域数据；以及一比较电路，耦接于所述数据处理电路，用以比较所述第一至所述第χ时域数据，以决 定所述频域符号的所述这些离散导频的正确位置。
10.如权利要求9所述的基于时域的离散导频同步装置，其特征在于，所述第一至第χ 时域数据是一第一至第X方差、一第一至第X PAPR、一第一至第X最大径的值、大于一门槛 值的一第一至第χ径数、减去一最大径后的一第一至第χ残余能量或减去大于所述门槛值 的径后的一第一至第χ残留能量。
11.一种通信系统，其特征在于，所述通信系统包括一接收端以及一发射端，所述接收 端包括一基于时域的离散导频同步装置，所述基于时域的离散导频同步装置包括一符号寄存器，用以接收一频域符号；至少一通道脉冲响应计算电路，耦接于所述符号寄存器，用以萃取所述频域符号的一 第一至第χ位置集合的多个子载波，并用以获得一第一至第χ通道脉冲响应，其中，χ为大 于1的整数，第i通道脉冲响应是根据所述第i位置集合的所述这些子载波计算得来，i为 1至χ的整数；以及一位置决定电路，耦接于所述通道脉冲响应计算电路，根据所述第一至第χ通道脉冲 响应决定所述频域符号的多个离散导频的位置。
12.如权利要求11所述的通信系统，其特征在于，位置决定电路将所述第一至第χ通道 脉冲响应中具有多径信息的通道脉冲响应所对应的多个位置决定为所述频域符号的所述 这些离散导频的位置。
13.如权利要求11所述的通信系统，其特征在于，所述通道脉冲响应计算电路包括一第i萃取器，耦接于所述符号寄存器，用以萃取所述频域符号的所述第一位置集合的所述这些子载波；一通道频率响应计算电路，耦接于所述第i萃取器，用以根据所述第i位置集合的所述 这些子载波计算一第i通道频率响应；一 IFFT电路，用以对所述第i通道频率响应进行补零的动作，并将补零后的所述第i 通道频率响应进行IFFT，以获得所述第i通道脉冲响应。
14.如权利要求11所述的通信系统，其特征在于，所述位置决定电路包括至少一数据处理电路，耦接于所述第i通道脉冲响应计算电路，用以分别对所述第一至第X通道脉冲响应进行处理，以获得一第一至第X时域数据；以及一比较电路，耦接于所述数据处理电路，用以比较所述第一至所述第X时域数据，以决 定所述频域符号的所述这些离散导频的正确位置。
15.如权利要求14所述的通信系统，其特征在于，所述第一至第χ时域数据是一第一至 第χ方差、一第一至第χ PAPR、一第一至第χ最大径的值、大于一门槛值的一第一至第χ径 数、减去一最大径后的一第一至第χ残余能量或减去大于所述门槛值的径后的一第一至第 χ残留能量。
全文摘要
本发明的示范实施例提供了一种基于时域的离散导频同步方法与装置及其通信系统。基于时域的离散导频同步方法可用于数字视频广播系统，并具有以下步骤(1)分别萃取频域符号的第一至第x位置集合的多个子载波，其中，x为大于1的整数；(2)获得第一至第x通道脉冲响应，其中，第i通道脉冲响应是根据第i位置的多个子载波所获得第，且i为1至x的整数；(3)根据第一至第x通道脉冲响应决定频域符号的多个离散导频的正确位置。
文档编号H04L27/26GK101800719SQ20091000634
公开日2010年8月11日 申请日期2009年2月10日 优先权日2009年2月10日
发明者徐玉婷 申请人:扬智科技股份有限公司
技术领域：
本发明是有关于一种离散导频同步方法，且特别是有可应用于数字视频广播 (Digital Video Broadcast，简称为DVB)系统中的基于时域的一种离散导频同步方法与装 置及其通信系统。
背景技术：
近年来，使用DVB系统的电子装置已经逐渐普及。在无线传输通道中，由于多路 径与时变效应的关系，接收端必须知道无线传输通道的通道信息才能顺利地将接收到的信 号进行解调并正确地获得传输端所传送的信息。DVB系统的传送端在传送的过程中会在每 一个符号的频域上插入离散导频(Scattered Pilot)，因此，在DVB系统的接收端进行解调 时，能够依赖每一个符号的频域上的离散导频来获得无线传输通道信息。由于离散导频插入的位置在各符号内不完全相同，所以在接收端进行解调前，接 收端必须知道离散导频的位置，其中，获得离散导频的位置的方法又称为离散导频同步 方法。传统的离散导频同步方法使用接收端对传输参数信令(Transmission Parameter Signaling，简称为TPS)进行解调，并藉此得知离散导频的位置。但是，在DVB系统中，TPS 仅会在每一个帧(frame)中出现一次，而每一个帧中包括了 68个符号。因此，传统的离散 导频同步方法必须耗费至少68个符号的时间才能得知离散导频的位置。请参照图1，图1是DVB系统中的符号的离散导频在频域上的位置的示意图。如 同图1所示，符号中的离散导频在频域上的位置不完全相同，每一个符号在频域上的第0个 位置与第Kmax个位置上都有离散导频。第(4Xi)个符号在第0个位置之后与第Kmax个位置 之前的离散导频位于第(12+12Xp)个位置，第(l+4Xi)个符号在第0个位置之后与第Kmax 个位置之前的离散导频位于第(3+12Xp)个位置，第(2+4Xi)个符号在第0个位置之后与 第Kmax个位置之前的离散导频位于第(6+12Xp)个位置，而第(3+4Xi)个符号在第0个位 置之后与第Kmax个位置之前的离散导频位于第(9+12Xp)个位置。其中，i为任意整数，而 P等于0至pmax的任意整数。另外，若DVB系统是采用2K模式时，则Kmax等于1704，第(l+4Xi)个符号、第 (2+4Xi)个符号与第(3+4Xi)个符号的Pmax为141，而第(4Xi)个符号的Pmax为140 ；若 DVB系统是采用4K模式时，则Kmax等于3408，第(l+4Xi)个符号、第(2+4Xi)个符号与第 (3+4Xi)个符号的Pmax为283，而第(4Xi)个符号的Pmax为282 ；若DVB系统是采用8K模 式时，则Kmax等于6816，第(1+4Χ )个符号、第(2+4Xi)个符号与第(3+4Xi)个符号的 Pmax为567，而第(4 Xi)个符号的Pmax为566。再参照图1，DVB标准规定离散导频的起始位置以四个符号为周期，离散导频的能 量为数据的能量的4/3倍，位于同一个频域位置上的不同符号的离散导频彼此相同，而符 号内的每一个离散导频彼此不相同。为了减少离散导频同步方法的处理时间，美国专利公开申请案US2006/0088133A1 提出的一种基于能量的离散导频同步方法的示意图，此基于能量的离散导频同步方法会在一个符号内提取出离散导频的四种可能位置的能量。由于离散导频的能量比数据的能量 高，因此，通过比较能量的方式，便可以在四种可能位置中找到离散导频的正确位置。请参照图2，图2是基于能量的离散导频同步方法的估计能量的示意图。其中，纵 轴表示时间，横轴表示频率。基于能量的离散导频同步方法在对第X个符号进行离散导频
同步时，会将计算频域上第12、24、36.....12+12Xpx个位置的子载波的能量总和E1 (χ)、频
域上第3、15、27.....3+12 X ρχ个位置的子载波的能量总和E2 (χ)、频域上第6、18、30.....
6+12Χρχ个位置的子载波的能量总和E3(X)与频域上第9、21、33.....9+12Χρχ个位置的子
载波的能量总和E4(X)。能量总和E1(X)、E2(X)、E3(X)与E4(X)的计算方式分别表示如下<formula>formula see original document page 6</formula> <formula>formula see original document page 6</formula>[οο11] <formula>formula see original document page 6</formula> <formula>formula see original document page 6</formula>其中，ρχ为大于0且小于Pmax的整数，S (χ, i)表示第χ个符号中频域上第i个子 载波的信号值，S*(x, i)表示第χ个符号中频域上第i个子载波的共轭(conjugated)信号 值。接着，基于能量的离散导频同步方法会比较能量总和E1(X)J2O^E3(X)与&⑴，而能 量总和最大者所表示的位置即为离散导频的正确位置。根据以上所述，基于能量的离散导 频同步方法仅需要一个符号时间就能完成离散导频同步。接着，请参照图3，图3是基于相关性(correlation)的离散导频同步方法的计算 相关性的示意图。如同图3所示，基于相关性的离散导频同步方法在对第χ个符号进行离散
导频同步时，会计算第χ个与第(x-4)个符号的频域上第12、24、36.....12+12Xpx个位置
的子载波的相关性总和C1(X)、第χ个与第(x-4)个符号的频域上第3、15、27.....3+12Xpx
个位置的子载波的相关性总和C2(X)、第χ个与第(x-4)个符号的频域上第6、18、30.....
6+12Xpx个位置的子载波的相关性总和仏⑴与第χ个与第(x-4)个符号的频域上第9、21、
33.....9+12 Xpx个位置的子载波的相关性总和C4(X)。相关性总和C1(X)、C2(X)、C3(X)与
C4(X)的表示如下<formula>formula see original document page 6</formula><formula>formula see original document page 6</formula><formula>formula see original document page 6</formula> <formula>formula see original document page 6</formula> 接着，基于相关性的离散导频同步方法会比较相关性总和C1(X)、C2(X)、C3(X)与 C4(X),而相关性总和最大者所表示的位置即为离散导频的正确位置。根据以上所述，基于 相关性的离散导频同步方法仅需要五个符号时间就能完成离散导频同步。
接着，请参照图4，图4是时频相关性的离散导频同步方法计算时频相关性的示意 图。如同图4所示，基于时频相关性的离散导频同步方法在对第χ个符号进行离散导频同步
时，会计算第χ个符号的频域上第12、24、36.....12+12Xpx个位置与第(χ-l)个符号的频
域上第9、21、33.....9+12Xpx个位置的子载波的时频相关性总和TFCjx)、第χ个符号的频
域上第3、15、27.....3+12Xpx个位置与第(χ-l)个符号的频域上第0、12、24.....12Χρχ
个位置的子载波的时频相关性总和TFC2(X)、第χ个符号的频域上第6、18、30.....6+12Χρχ
个位置与第(χ-l)个符号的频域上第3、15、27.....3+12Χρχ个位置的子载波的时频相关
性总和TFC3(X)与第χ个符号的频域上第9、21、33.....9+12Χρχ个位置与第(χ-l)个符号
的频域上第6、18、30.....6+12Χρχ个位置的子载波的时频相关性总和TFC4(X)。相关性总
禾口 TFC1 (χ)、TFC2 (χ)、TFC3 (χ)与 TFC4 (χ)的表示如下
<formula>formula see original document page 7</formula><formula>formula see original document page 7</formula>
<formula>formula see original document page 7</formula>
<formula>formula see original document page 7</formula>其中，Ρ(χ)表示接收端已知的频域上第χ个位置的离散导频的信号值，P*(χ)表示 接收端已知的频域上第X个位置的离散导频的共轭信号值。接着，基于时频相关性的离散 导频同步方法会比较时频相关性总和TFC1 (x)、TFC2 (χ)、TFC3 (χ)与TFC4 (χ)，而时频相关性 总和最大者所表示的位置即为离散导频的正确位置。根据以上所述，基于时频相关性的离 散导频同步方法仅需要两个符号时间就能完成离散导频同步。据此，虽然已知技术已提供了多种快速的离散导频同步方法，然而，上述的离散导 频同步方法却无法在多种不同的通道环境都能够具有很好的效能。例如，在加性白色高斯 噪声(Additive White Gaussian Noise，简称为AWGN)通道下，基于能量的离散导频同步方 法可能会得到错误的位置；在时变(timevaring)通道下，基于相关性的离散导频同步方法 可能会得到错误的位置；而在多径(multi path)通道下，基于时频相关性的离散导频同步 方法可能会得到错误的位置。
发明内容
本发明的示范实施例提供了一种基于时域的离散导频同步方法。此基于时域的 离散导频同步方法用于一通信系统，且此基于时域的离散导频同步方法包括以下步骤(1) 接收频域符号；(2)分别萃取所述频域符号的第一至第χ位置集合的多个子载波，其中，χ为 大于1的整数；⑶获得第一至第χ通道脉冲响应，其中，第i通道脉冲响应是根据所述第i 位置的多个子载波所获得，i为1至χ的整数；(4)根据第一至第χ通道脉冲响应决定频域 符号的多个离散导频的位置。
本发明的示范实施例提供了一种基于时域的离散导频同步装置，基于时域的离散 导频同步装置用于通信系统，其包括符号寄存器、至少一通道脉冲响应计算电路与位置决 定电路。其中，通道脉冲响应计算电路耦接于符号寄存器，位置决定电路耦接于通道脉冲响 应计算电路。符号寄存器用以接收频域符号，通道脉冲响应计算电路用以萃取频域符号的 第一至第X位置集合的多个子载波，且通道脉冲响应计算电路更用以获得第一至第X通道 脉冲响应。其中，X为大于1的整数，第i通道脉冲响应是根据第i位置集合的多个子载波 计算得来，i为1至χ的整数。位置决定电路根据第一至第χ通道脉冲响应决定频域符号 的多个离散导频的位置。本发明的示范实施例提供了一种通信系统，此通信系统包括接收端以及发射端。 接收端包括基于时域的离散导频同步装置，此基于时域的离散导频同步装置包括符号寄存 器、至少一通道脉冲响应计算电路与位置决定电路。其中，通道脉冲响应计算电路耦接于符 号寄存器，位置决定电路耦接于通道脉冲响应计算电路。符号寄存器用以接收频域符号，通 道脉冲响应计算电路用以萃取频域符号的第一至第X位置集合的多个子载波且通道脉冲 响应计算电路更用以获得第一至第X通道脉冲响应。其中，X为大于1的整数，第i通道脉 冲响应是根据第i位置集合的多个子载波计算得来，i为1至X的整数。位置决定电路根 据第一至第χ通道脉冲响应决定频域符号的多个离散导频的位置。基于所述，本发明的示范实施例所提供的基于时域的离散导频同步方法、装置及其通信系统在各种不同的通道环境皆能够具有良好的效能，并能够准确地检测出离散导频 的正确位置。
图1是DVB系统中的符号的离散导频在频域上的位置的示意图。图2是基于能量的离散导频同步方法的估计能量的示意图。图3是基于相关性(correlation)的离散导频同步方法的计算相关性的示意图。图4是时频相关性的离散导频同步方法计算时频相关性的示意图。图5A 图5D分别是通道脉冲响应￥、/z3\ 与<的通道脉冲响应示意图。图6是本发明的示范实施例所提供的基于时域的离散导频同步装置的电路方块 图。图7是本发明的示范实施例所提供的基于时域的离散导频同步方法的流程图。图8是中国移动多媒体广播系统中的符号的离散导频在频域上的位置的示意图。图9是基于能量的离散导频同步方法、基于相关性的离散导频同步方法、基于时 频相关性的离散导频同步方法与基于时域的离散导频同步方法在AWGN通道下的效能示意 图。图10是基于能量的离散导频同步方法、基于相关性的离散导频同步方法、基于时 频相关性的离散导频同步方法与基于时域的离散导频同步方法在时变通道下的效能示意 图。图11是基于能量的离散导频同步方法、基于相关性的离散导频同步方法、基于时 频相关性的离散导频同步方法与基于时域的离散导频同步方法在多径通道下的效能示意 图。
附图标号60 基于时域的离散导频同步装置61 第一通道脉冲响应估计电路62 第二通道脉冲响应估计电路
63 第三通道脉冲响应估计电路64 第四通道脉冲响应估计电路65:位置决定电路66 符号寄存器611 第一萃取器621 第二萃取器623 第三萃取器624:第四萃取器612、622、632、642 通道频率响应计算电路613、623、633、643 JFFT 电路651 654 数据处理电路656:比较电路S70 S75 步骤S801 804、S901 S904、S1001 S1004 曲线
具体实施例方式为让本发明的上述特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，并配合所附附图 作详细说明如下。本发明的示范实施例提供了一种离散导频同步装置，此离散导频同步装置用于 DVB系统。DVB系统包含了发射端与接收端，而上述的离散导频同步系统配置于DVB系统的 接收端。另外，DVB系统不限定是DVB-T(Terrestrial)或DVB-H(Handhold)规格的DVB系统。由于离散导频在每一个符号内为等间隔(间隔为12)分布，并且在离散导频上所 传输的子载波的信号值对接收端来说为已知的信号值，因此，上述的多个离散导频会与通 道频率响应Hx的取样(sampling)有关。通道频率响应Hx包含多个取样点，在此用Hx, k来 表示第χ个符号频域上第k个位置所估计出的通道频率响应的取样点，其中，k表示离散导 频的子载波的位置。第χ个符号频域上第k个位置所估计出的通道频率响应的取样点Hx, k 可以表示为<formula>formula see original document page 9</formula>其中，Px,k表示第χ个符号频域上第k个位置已知的离散导频的子载波的信号值。接着，将利用离散导频所计算出的通道频率响应Hx进行补零(zero padding)的 动作，以使得补零后的通道频率响应氏具有2N个点，其中，N为正整数。接着，对补零后的 通道频率响应Hx进行反快速傅立叶转换(Inversed FastFourier Transform, IFFT)以获 得第χ个符号的通道脉冲响应hx。第χ个符号的通道脉冲响应hx包括2n个点，第χ个符号 的第η个取样时间的通道脉冲响应取样点hx,n表示为
<formula>formula see original document page 10</formula>其中，η为0至2Ν-1的整数。在一个符号内取四种可能位置的离散导频，通过上述的步骤可以得到四种不同的 通道脉冲响应，然而仅有正确位置的离散导频所得到的通道脉冲响应可以完整且明显地看 出通道的多径信息，而其他错误位置的离散导频所得到的通道脉冲响应看起来则像是白色 噪声(white noise)。请回去参照图1，假设对第3个符号进行离散导频同步以获得离散导频的正确 位置，则本发明的示范实施例所提出的基于时域的离散导频同步方法会取第3个符号频
域上的第12、24.....12Xpmax+12上的子载波来计算通道脉冲响应；^。同理，本发明的示
范实施例所提出的基于时域的离散导频同步方法亦会同时取第3个符号频域上的第3、
15.....12Xpmax+3上的子载波来计算通道脉冲响应/Z32 ,取第3个符号频域上的第6、18、
.· ·、12Xpmax+6上的子载波来计算通道脉冲响应/Z33，与取第3个符号频域上的第9、21.....
12Xpmax+9上的子载波来计算通道脉冲响应/Z34。其中，通道脉冲响应(i等于1至4的整 数)的第η个取样时间的通道脉冲响应取样点/zl的计算方式如同前面所述。接着，请参照图5Α 图5D，图5Α 图OT分别是通道脉冲响应g、h^、/^与/Z34的 通道脉冲响应示意图。如同前面所述，仅有正确位置的离散导频所得到的通道脉冲响应可 以完整且明显地看出通道的多径信息，而其他错误位置的离散导频所得到的通道脉冲响应 看起来则像是白色噪声。因此，在这个例子中，仅有图5C的通道脉冲响应A33可以看得到完 整的多径信息，而图5A、图5B、图5D的通道响应Zz31、/Z32与A34看起来则像是白色噪声。因此，
可以知道图1的第3个符号的频散导频位于频域上的第6、18、30.....12Xpmax+6与Kmax个
位置上。因为，仅有正确位置的离散导频所得到的通道脉冲响应可以完整且明显地看出通 道的多径信息，而其他错误位置的离散导频所得到的通道脉冲响应看起来则像是白色噪 声，所以，本发明的示范实施例所提供的基于时域的离散导频同步方法可以比较通道脉冲
响应^1、/z32、；^与^^的方差⑶奴丨^⑶奴？^⑶奴幻与⑶奴幻，其中，方差最大者表示 具有多径信息，而在此例中，Cov(I)最大。Cov(U)的计算方式可以表示如下 <formula>formula see original document page 10</formula>其中，U为1至4的整数。除此之外，上述计算方差的公式仅是一种实施方式，并 非用以限定本发明。值得一提的是，虽然上述的实施方式是比较通道脉冲响应g、g、g与<的
方差来获得离散导频的正确位置，但本发明并非用以限定于此种实施方式。因为正确位 置的离散导频所获得的通道脉冲响应会具有多径信息，因此可以通过比较通道脉冲响 应圮、、办33与<的峰值平均功率比(Peak toAverage Power Ratio，简称为PAPR)PAPR(I)、PAPR(2)、PAPR(3)与PAPR(4)来获得离散导频的正确位置。PAPR(u)的计算方式 如下PAPR(U) = Hiaxarg η )2 ] / mean _ power (h")其中，maxugj^。)2]表示通道脉冲响应g的最大峰值功率，而
通道脉冲响应Zz3"的平均功率。除此之外，上述计算PAPR的公式仅是 一种实施方式，并非用以限定本发明。除了计算方差与PAPR的方式之外，比较通道脉冲响应A31、h\、^3与/Z34中最大径 的值也可以是一种实施方式。另外，比较通道脉冲响应&、<、Zz33与/^34中超过某一门槛 值(Threshold)的径数，或比较减去最大径之后的通道脉冲响应Zz31、试、与^4的能量 也可以是一种实施方式。接着，请参照图6，图6是本发明的示范实施例所提供的基于时域的离散导频同步 装置的电路方块图。基于时域的离散导频同步装置60配置于DVB系统的接收端，其本身接 收快速傅立叶转换(Fast Fourier Transform，简称为FFT)电路所输出的符号。基于时域 的离散导频同步装置60包括了第一通道脉冲响应估计电路61、第二通道脉冲响应估计电 路62、第三通道脉冲响应估计电路63、第四通道脉冲响应估计电路64、位置决定电路65与 符号寄存器66。其中，符号寄存器66耦接于DVB系统的接收端的FFT电路与第一至第四通 道脉冲响应估计电路61 64，而第一至第四通道脉冲响应估计电路61 64则耦接于位置 决定电路65。符号寄存器66用以接收FFT电路的所输出的符号，此符号位频域上的符号。接 着，第一通道脉冲响应估计电路61会粹取符号中第一位置集合的多个子载波信号，并根 据这些子载波信号获得第一通道脉冲响应。其中，第一位置集合指的是频域上第12、24、 .· ·、12Xpmax+12个位置。换言之，第一通道脉冲响应估计电路61利用符号的频域上第12、 24.....12Xpmax+12个子载波信号来计算第一通道脉冲响应。第二通道脉冲响应估计电路62会粹取符号中第二位置集合的多个子载波信号， 并根据这些子载波信号获得第二通道脉冲响应。其中，第二位置集合指的是频域上第3、
15.....12Xpmax+3个位置。换言之，第二通道脉冲响应估计电路62利用符号的频域上第
3、15.....12 X pmax+3个子载波信号来计算第二通道脉冲响应。第三通道脉冲响应估计电路63会粹取符号中第三位置集合的多个子载波信号， 并根据这些子载波信号获得第三通道脉冲响应。其中，第三位置集合指的是频域上第6、
18.....12Xpmax+6个位置。换言之，第三通道脉冲响应估计电路63利用符号的频域上第
6、18.....12Xpmax+6个子载波信号来计算第三通道脉冲响应。第四通道脉冲响应估计电路64会粹取符号中第四位置集合的多个子载波信号， 并根据这些子载波信号获得第四通道脉冲响应。其中，第四位置集合指的是频域上第9、
21.....12Xpmax+9个位置。换言之，第四通道脉冲响应估计电路64利用符号的频域上第
9、21.....12 X pmax+9个子载波信号来计算第四通道脉冲响应。 接着，位置决定电路65根据第一至第四通道脉冲响应决定符号中的离散导频的 正确位置。如同前面所述，因为利用正确位置的离散导频所计算出的通道脉冲响应会具有多径信息，因此，第一至第四通道脉冲响应中会有一个通道脉冲响应具有多径信息，而其他 的通道脉冲响应则像是白色噪声。第一通道脉冲响应估计电路61包括了第一萃取器611、通道频率响应计算电路 612与IFFT电路613。其中，第一萃取器611耦接于符号寄存器66与通道频率响应计算电 路612，而IFFT电路613则耦接于通道频率响应计算电路612与位置决定电路65。第一萃 取器611用以萃取符号中第一位置集合的多个子载波信号，频率响应计算电路612则根据 第一萃取器611所输出的多个子载波信号计算第一通道频率响应。接着，IFFT电路613对 第一通道频率响应进行补零的动作，并对补零后的第一通道频率响应作IFFT，以产生第一 通道脉冲响应。第二通道脉冲响应估计电路62包括了第二萃取器621、通道频率响应计算电路 622与IFFT电路623。其中，第二萃取器621耦接于符号寄存器66与通道频率响应计算电 路622，而IFFT电路623则耦接于通道频率响应计算电路622与位置决定电路65。第二萃 取器621用以萃取符号中第二位置集合的多个子载波信号，频率响应计算电路622则根据 第二萃取器621所输出的多个子载波信号计算第二通道频率响应。接着，IFFT电路623对 第二通道频率响应进行补零的动作，并对补零后的第二通道频率响应作IFFT，以产生第二 通道脉冲响应。第三通道脉冲响应估计电路63包括了第三萃取器631、通道频率响应计算电路632与IFFT电路633。其中，第三萃取器631耦接于符号寄存器66与通道频率响应计算电 路632，而IFFT电路633则耦接于通道频率响应计算电路632与位置决定电路65。第三萃 取器631用以萃取符号中第三位置集合的多个子载波信号，频率响应计算电路632则根据 第三萃取器631所输出的多个子载波信号计算第三通道频率响应。接着，IFFT电路633对 第三通道频率响应进行补零的动作，并对补零后的第三通道频率响应作IFFT，以产生第三 通道脉冲响应。第四通道脉冲响应估计电路64包括了第四萃取器641、通道频率响应计算电路 642与IFFT电路643。其中，第四萃取器641耦接于符号寄存器66与通道频率响应计算电 路642，而IFFT电路643则耦接于通道频率响应计算电路642与位置决定电路65。第一萃 取器641用以萃取符号中第四位置集合的多个子载波信号，频率响应计算电路642则根据 第四萃取器641所输出的多个子载波信号计算第四通道频率响应。接着，IFFT电路643对 第四通道频率响应进行补零的动作，并对补零后的第四通道频率响应作IFFT，以产生第四 通道脉冲响应。位置决定电路65包括数据处理电路651 654与比较电路656。其中，数据处理 电路651耦接于IFFT电路613与比较电路656，数据处理电路652耦接于IFFT电路623与 比较电路656，数据处理电路653耦接于IFFT电路633与比较电路656，数据处理电路654 耦接于IFFT电路643与比较电路656。数据处理电路651 654分别用以处理第一至第四通道脉冲响应，并分别产生第 一至第四时域数据。其中，第一至第四时域数据可以是根据第一至第四通道脉冲响应所计 算出来的第一至第四方差、第一至第四PAPR、第一至第四最大径的值、大于门槛值的第一至 第四径数或减去最大径后的第一至第四残余能量等。其中，第一至第四方差分别是第一至 第四通道脉冲响应所对应的方差，第一至第四PAPR是第一至第四通道脉冲响应所对应的PAPR，第一至第四最大径的值分别是第一至第四通道脉冲响应中的最大径的值，大于门槛值的第一至第四径数分别是第一至第四通道脉冲响应中大于某一门槛值的径数，减去最大 径后的第一至第四残余能量分别是第一至第四通道脉冲响应中减去最大径后所剩余的能量。接着，比较电路656比较第一至第四时域数据，并根据第一至第四时域数据决定 离散导频在符号中的正确位置。举例来说，若数据处理电路651 654用以根据第一至第 四通道脉冲响应来计算其对应的第一至第四方差时，则比较电路656会自第一至第四方差 找出最大方差，并决定最大方差所对应的位置为离散导频的位置。值得一提的是，当第一至第四时域数据是第一至第四方差、第一至第四PAPR、第一 至第四最大径的值或大于门槛值的第一至第四径数时，比较电路656是找出第一至第四时 域数据中最大者；然而，当第一至第四时域数据是减去最大径后的第一至第四残余能量时， 比较电路656是找出第一至第四时域数据中最小者。理论上来说，第一至第四通道脉冲响 应的能量大约相等，而具有多径信息的那一个通道脉冲响应的能量会集中在其最大径，因 此，具有多径信息的通道脉冲响应在减去最大径后的残余能量最小。当然，多径信息有可能 包含多个径，因此比较减去最大径后的第一至第四残余能量也可以修改成比较减去超过某 一门槛值的径后的第一至第四残留能量。另外，上述的实施方式虽然是以并行地方是来计算第一至第四通道脉冲响应，但 事实上，基于时域的离散导频装置60亦可以仅有一个通道脉冲响应计算电路，此通道脉冲 响应计算电路会分别萃取第一至第四位置集合的多个子载波，并计算出第一至第四通道脉 冲响应。同理，基于时域的离散导频装置60亦可以仅有一个数据处理电路，此数据处理电 路会分别根据第一至第四通道脉冲响应计算出第一至第四时域数据。接着，请参照图7，图7是本发明的示范实施例所提供的基于时域的离散导频同步 方法的流程图。首先，在步骤S70，利用符号寄存器接收来自于FFT电路的符号，此符号为频 域上的符号。在步骤S71中，利用第一通道脉冲响应估计电路萃取符号的频域上的第一位 置集合的多个子载波信号，并分别根据第一位置集合的多个子载波信号获得第一通道脉冲 响应。步骤S71获得第一通道脉冲响应的详细方式是先根据第一位置集合的多个子载波信 号计算出第一通道频率响应，接着，再将第一通道频率响应补零，并将补零后的第一通道频 率响应作IFFT，以获得第一通道脉冲响应。在步骤S72中，利用第二通道脉冲响应估计电路萃取符号的频域上的第二位置集 合的多个子载波信号，并分别根据第二位置集合的多个子载波信号获得第二通道脉冲响 应。步骤S72获得第二通道脉冲响应的详细方式是先根据第二位置集合的多个子载波信号 计算出第二通道频率响应，接着，再将第二通道频率响应补零，并将补零后的第二通道频率 响应作IFFT，以获得第二通道脉冲响应。在步骤S73中，利用第三通道脉冲响应估计电路萃取符号的频域上的第三位置集 合的多个子载波信号，并分别根据第三位置集合的多个子载波信号获得第三通道脉冲响 应。步骤S73获得第三通道脉冲响应的详细方式是先根据第三位置集合的多个子载波信号 计算出第三通道频率响应，接着，再将第三通道频率响应补零，并将补零后的第三通道频率 响应作IFFT，以获得第三通道脉冲响应。在步骤S74中，利用第四通道脉冲响应估计电路萃取符号的频域上的第四位置集合的多个子载波信号，并分别根据第四位置集合的多个子载波信号获得第四通道脉冲响 应。步骤S74获得第四通道脉冲响应的详细方式是先根据第四位置集合的多个子载波信号 计算出第四通道频率响应，接着，再将第四通道频率响应补零，并将补零后的第四通道频率 响应作IFFT，以获得第四通道脉冲响应。接着，在步骤S75中，使用位置决定电路根据第一至第四通道脉冲响应决定符号 的离散导频的正确位置。步骤S75决定符号的离散导频的正确位置的详细方式是先根据 第一至第四通道脉冲响应分别计算出第一至第四时域数据，接着，再比较第一至第四时域 数据，以决定符号的离散导频的正确位置。其中，第一至第四时域数据可以是第一至第四方 差、第一至第四PAPR、第一至第四最大径的值、大于门槛值的第一至第四径数、减去最大径 后的第一至第四残余能量或减去大于门槛值的径后的第一至第四残留能量。值得一提的 是，当第一至第四时域数据是第一至第四方差、第一至第四PAPR、第一至第四最大径的值或 大于门槛值的第一至第四径数时，步骤S75是找出第一至第四时域数据中最大者，并决定 最大者所对应的位置为符号的离散导频的正确位置；然而，当第一至第四时域数据是减去 最大径后的第一至第四残余能量或减去大于门槛值的径后的第一至第四残留能量时，步骤 S75是找出第一至第四时域数据中最小者，并决定最小者所对应的位置为符号的离散导频 的正确位置。
值得一提的是，虽然上述的基于时域的离散导频同步方法是以数字广播电视系统 的例子来说明。然而，示范实施例所提供的基于时域的离散导频同步方法亦并不受限于数 字广播电视系统，换言之，本发明的示范实施例所提供的基于时域的离散导频同步方法、装 置可以用于任何需要进行离散导频同步的通信系统中。请参照图8，图8是中国移动多媒体广播系统(China Mobile MultimediaBroadcasting, CMMB)中的符号的离散导频在频域上的位置的示意图。在此 CMMB系统中第2 X i+1个符号的离散导频的位置为8 X Pl+1与8 X p2+3，而第2 X i+2个符号 的离散导频的位置为8XPl+5与8Xp2+7，其中，i为大于等于O的正整数。在2MHz的带宽 模式下，Nv等于627，P1为O至38的整数，P2为39至77的整数；在8MHz的带宽模式下，Nv 等于3075，P1为O至191的整数，p2为192至383的整数。由图8及上述的叙述可知，在CMMB系统中不管是哪种带宽模式，离散导频都有两 种可能的位置，修正上述示范实施例所提供的基于时域的离散导频同步方法与装置，使其 在一个符号内分别提取这两种可能位置上的离散导频，来求得两个通道频率响应。接着，将 此两个通道频率响应通过IFFT计算得到两个通道脉冲响应，再通过计算两个通道脉冲响 应的一些时域特性，便能判断得到符号内正确的离散导频位置。简单地说，只要通信系统中 的符号内的离散导频分布是具有规则性的，则本发明的示范实施例所提供的基于时域的离 散导频同步方法与装置皆可以适用。接着，请参照图9，图9是基于能量的离散导频同步方法、基于相关性的离散导频 同步方法、基于时频相关性的离散导频同步方法与基于时域的离散导频同步方法在AWGN 通道下的效能示意图。基于能量的离散导频同步方法的保护比定义为正确位置所对应的总 能量与错误位置所对应的总能量的最大者的比值，基于相关性的离散导频同步方法的保护 比定义正确位置所对应的相关性与错误位置所对应的相关性的最大者的比值，基于时频相 关性的离散导频同步方法的保护比定义正确位置所对应的时频相关性与错误位置所对应的时频相关性的最大者的比值。载波噪声比的定义为载波的功率与噪声的功率比值。在第一至第四时域数据是第一至第四方差、第一至第四PAPR、第一至第四最大径的值或大于门槛值的第一至第四径数时，基于时域的离散导频同步方法的保护比定义为正 确位置所对应的时域数据与错误位置所对应的时域数据的最大者的比值；当第一至第四时 域数据是减去最大径后的第一至第四残余能量或减去大于门槛值的径后的第一至第四残 留能量时，基于时域的离散导频同步方法的保护比定义为错误位置所对应的时域数据的最 小者与正确位置所对应的时域数据的比值。在图9中，第一至第四时域数据是第一至第四方差，因此，基于时域的离散导频同 步方法的保护比定义为正确位置所对应的时域数据与错误位置所对应的时域数据的最大 者的比值。曲线801表示基于时域的离散导频同步方法的保护比与载波噪声比的对应曲 线，曲线802表示基于能量的离散导频同步方法的保护比与载波噪声比的对应曲线，曲线 803表示基于相关性的离散导频同步方法的保护比与载波噪声比的对应曲线，曲线804表 示基于时频相关性的离散导频同步方法的保护比与载波噪声比的对应曲线。由图9可知， 在载波噪声比很低的情况下(小于OdB)，基于能量的离散导频同步方法的保护比会低于1， 而无法正确地找出离散导频的位置。接着，请参照图10，图10是基于能量的离散导频同步方法、基于相关性的离散导 频同步方法、基于时频相关性的离散导频同步方法与基于时域的离散导频同步方法在时变 通道下的效能示意图。时变通道是TTO通道，共定义了六条路径，第一至第六条路径的时间 延迟分别是0、0. 2,0. 5,1. 6,2. 3与5. 0微秒，第一至第六条路径的通道衰减值分别是3、0、 2、6、8与10dB，而且第一至第六条路径的多普勒(Doppler)频谱皆采用瑞利(Rayleigh)分 布模型。各离散频导方法的保护比的定义与图9相同，曲线901表示基于时域的离散导频 同步方法的保护比与多普勒频率的对应曲线，曲线902表示基于能量的离散导频同步方法 的保护比与多普勒频率的对应曲线，曲线903表示基于相关性的离散导频同步方法的保护 比与多普勒频率的对应曲线，曲线904表示基于时频相关性的离散导频同步方法的保护比 与多普勒频率对应曲线。由图10可知，在多普勒频率较高的情况下(大于400Hz)，基于相 关性的离散导频同步方法的保护比会低于1，而无法正确地找出离散导频的位置。接着，请参照图11，图11是基于能量的离散导频同步方法、基于相关性的离散导 频同步方法、基于时频相关性的离散导频同步方法与基于时域的离散导频同步方法在多径 通道下的效能示意图。多径通道是静态的双径通道，第一与第二条路径的时间延迟分别是 0与35微秒，第一与第二条路径的通道衰减值皆为OdB。各离散频导方法的保护比的定义 与图9相同，曲线1001表示基于时域的离散导频同步方法的保护比与载波噪声比的对应曲 线，曲线1002表示基于能量的离散导频同步方法的保护比与载波噪声比的对应曲线，曲线 1003表示基于相关性的离散导频同步方法的保护比与载波噪声比的对应曲线，曲线1004 表示基于时频相关性的离散导频同步方法的保护比与载波噪声比的对应曲线。由图11可 知，在载波噪声比很低的情况下(小于5dB)，基于时频相关性的离散导频同步方法的保护 比会低于1，而无法正确地找出离散导频的位置。综上所述，本发明的示范实施例所提供的基于时域的离散导频同步方法、装置及其DVB系统在各种不同的通道环境皆能够具有良好的效能，并能够准确地检测出离散导频 的正确位置。
虽然本发明己以实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何所属技术领域 的技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的更动与润饰，故本发明的保护 范围当以权利要求所界定范围为准.
权利要求
一种基于时域的离散导频同步方法，其特征在于，所述基于时域的离散导频同步方法用于一通信系统，所述方法包括接收一频域符号；分别萃取所述频域符号的一第一至第x位置集合的多个子载波，其中，x为大于1的整数；获得一第一至第x通道脉冲响应，其中，所述第i通道脉冲响应是根据所述第i位置的所述这些子载波所获得，i为1至x的整数；以及根据所述第一至第x通道脉冲响应决定所述频域符号的多个离散导频的位置。
2.如权利要求1所述的基于时域的离散导频同步方法，其特征在于，所述第一至第X通 道脉冲响应中具有多径信息的通道脉冲响应所对应的多个位置为所述频域符号的所述这 些离散导频的位置。
3.如权利要求1所述的基于时域的离散导频同步方法，其特征在于，获得所述第一至 第χ通道脉冲响应的步骤更包括获得一第一至第X通道脉冲响应，其中，所述第i通道频率响应根据所述第i位置的所 述这些子载波计算而获得；分别对所述第一至第χ通道频率响应进行补零的动作；分别将补零后的所述第一至第χ通道频率响应进行反快速傅立叶转换，以获得所述第 一至第χ通道脉冲响应。
4.如权利要求1所述的基于时域的离散导频同步方法，其特征在于，决定所述频域符 号的所述这些离散导频的正确位置的步骤更包括分别对所述第一至第χ通道脉冲响应进行处理，以获得一第一至第χ时域数据；以及比较所述第一至所述第χ时域数据，以决定所述频域符号的所述这些离散导频的正确 位置。
5.如权利要求4所述的基于时域的离散导频同步方法，其特征在于，所述第一至第χ时 域数据是一第一至第X方差、一第一至第X PAPR、一第一至第X最大径的值、大于一门槛值 的一第一至第χ径数、减去一最大径后的一第一至第χ残余能量或减去大于所述门槛值的 径后的一第一至第χ残留能量。
6. 一种基于时域的离散导频同步装置，其特征在于，所述基于时域的离散导频同步装 置用于一通信系统系统，所述装置包括一符号寄存器，用以接收一频域符号；至少一通道脉冲响应计算电路，耦接于所述符号寄存器，用以萃取所述频域符号的一 第一至第χ位置集合的多个子载波，并用以获得一第一至第X通道脉冲响应，其中，X为大 于1的整数，第i通道脉冲响应是根据所述第i位置集合的所述这些子载波计算得来，i为 1至χ的整数；以及一位置决定电路，耦接于所述通道脉冲响应计算电路，根据所述第一至第χ通道脉冲 响应决定所述频域符号的多个离散导频的位置。
7.如权利要求6所述的基于时域的离散导频同步装置，其特征在于，位置决定电路将 所述第一至第χ通道脉冲响应中具有多径信息的通道脉冲响应所对应的多个位置决定为 所述频域符号的所述这些离散导频的位置。
8.如权利要求6所述的基于时域的离散导频同步装置，其特征在于，所述通道脉冲响 应计算电路包括一第i萃取器，耦接于所述符号寄存器，用以萃取所述频域符号的所述第i位置集合的 所述这些子载波；一通道频率响应计算电路，耦接于所述第i萃取器，用以根据所述第i位置集合的所述 这些子载波计算一第i通道频率响应；一 IFFT电路，用以对所述第i通道频率响应进行补零的动作，并将补零后的所述第i 通道频率响应进行IFFT，以获得所述第i通道脉冲响应。
9.如权利要求6所述的基于时域的离散导频同步装置，其特征在于，所述位置决定电 路包括至少一数据处理电路，耦接于所述第i通道脉冲响应计算电路，用以分别对所述第一 至第χ通道脉冲响应进行处理，以获得一第一至第χ时域数据；以及一比较电路，耦接于所述数据处理电路，用以比较所述第一至所述第χ时域数据，以决 定所述频域符号的所述这些离散导频的正确位置。
10.如权利要求9所述的基于时域的离散导频同步装置，其特征在于，所述第一至第χ 时域数据是一第一至第X方差、一第一至第X PAPR、一第一至第X最大径的值、大于一门槛 值的一第一至第χ径数、减去一最大径后的一第一至第χ残余能量或减去大于所述门槛值 的径后的一第一至第χ残留能量。
11.一种通信系统，其特征在于，所述通信系统包括一接收端以及一发射端，所述接收 端包括一基于时域的离散导频同步装置，所述基于时域的离散导频同步装置包括一符号寄存器，用以接收一频域符号；至少一通道脉冲响应计算电路，耦接于所述符号寄存器，用以萃取所述频域符号的一 第一至第χ位置集合的多个子载波，并用以获得一第一至第χ通道脉冲响应，其中，χ为大 于1的整数，第i通道脉冲响应是根据所述第i位置集合的所述这些子载波计算得来，i为 1至χ的整数；以及一位置决定电路，耦接于所述通道脉冲响应计算电路，根据所述第一至第χ通道脉冲 响应决定所述频域符号的多个离散导频的位置。
12.如权利要求11所述的通信系统，其特征在于，位置决定电路将所述第一至第χ通道 脉冲响应中具有多径信息的通道脉冲响应所对应的多个位置决定为所述频域符号的所述 这些离散导频的位置。
13.如权利要求11所述的通信系统，其特征在于，所述通道脉冲响应计算电路包括一第i萃取器，耦接于所述符号寄存器，用以萃取所述频域符号的所述第一位置集合的所述这些子载波；一通道频率响应计算电路，耦接于所述第i萃取器，用以根据所述第i位置集合的所述 这些子载波计算一第i通道频率响应；一 IFFT电路，用以对所述第i通道频率响应进行补零的动作，并将补零后的所述第i 通道频率响应进行IFFT，以获得所述第i通道脉冲响应。
14.如权利要求11所述的通信系统，其特征在于，所述位置决定电路包括至少一数据处理电路，耦接于所述第i通道脉冲响应计算电路，用以分别对所述第一至第X通道脉冲响应进行处理，以获得一第一至第X时域数据；以及一比较电路，耦接于所述数据处理电路，用以比较所述第一至所述第X时域数据，以决 定所述频域符号的所述这些离散导频的正确位置。
15.如权利要求14所述的通信系统，其特征在于，所述第一至第χ时域数据是一第一至 第χ方差、一第一至第χ PAPR、一第一至第χ最大径的值、大于一门槛值的一第一至第χ径 数、减去一最大径后的一第一至第χ残余能量或减去大于所述门槛值的径后的一第一至第 χ残留能量。
全文摘要
本发明的示范实施例提供了一种基于时域的离散导频同步方法与装置及其通信系统。基于时域的离散导频同步方法可用于数字视频广播系统，并具有以下步骤(1)分别萃取频域符号的第一至第x位置集合的多个子载波，其中，x为大于1的整数；(2)获得第一至第x通道脉冲响应，其中，第i通道脉冲响应是根据第i位置的多个子载波所获得第，且i为1至x的整数；(3)根据第一至第x通道脉冲响应决定频域符号的多个离散导频的正确位置。
文档编号H04L27/26GK101800719SQ20091000634
公开日2010年8月11日 申请日期2009年2月10日 优先权日2009年2月10日
发明者徐玉婷 申请人:扬智科技股份有限公司
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